JP5410568B2 - 無線通信のためのシングルバースト獲得 - Google Patents

Description

関連出願の参照

本願は、ここでの譲受人に譲渡され、ここにおいて参照することにより組み込まれている、２００６年５月２２日に出願された「無線通信システムのためのシングルバースト獲得(SINGLE-BURST ACQUISITON FOR WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM)」と題された米国仮特許出願第６０／８０２，６２７号の優先権を主張する。

本開示は、一般に通信に関し、より具体的には、無線通信システムにおいて獲得(acquisition)を実行するための技術に関する。

無線通信システムにおいて、送信機は、データシンボル(data symbols)を生成するためにデータのパケット(a packet of data)を処理することができる（例えば、符号化し変調する）。コヒーレントシステム(coherent system)の場合、送信機は、データシンボルでパイロットシンボルを多重化し、変調された信号を生成するために多重化されたデータおよびパイロットシンボルを処理し、そして無線チャネルを介して変調された信号を送信することができる。無線チャンネルは、チャネルレスポンスで送信信号をひずませ(distorts)、ノイズと干渉を用いて信号の品質をさらに下げる(degrades)。

受信機は送信信号を受信し、サンプル(samples)を得るために、受信信号を処理することができる。受信機は、パケットの存在(presence)を検出するために、パケット検出(packet detection)を実行することができる。受信機は、受信信号のタイミングおよび周波数を確実にするために、また、いずれの周波数エラー(frequency errors)について補正する (correct)ために、時間および周波数獲得(time and frequency acquisition)をさらに実行することができる。受信機は、そのあとで、データシンボル推定を得るために、周波数補正されたサンプル(the frequency-corrected samples)を処理することができ、また、復号データを得るために、データシンボル推定をさらに処理することができる（例、復調し、復号する）。

受信機は、パケットがいつ送信されているか知らなくてもよい。さらに、受信機は、異なるタイミング、周波数、そして送信電力(transmit power)を備えたマルチプル送信機からパケットを受信してもよい。受信機は、そのあとで、パケットの存在を早く且つ正確に検出し、よいパフォーマンスを達成するために各パケットのタイミングおよび周波数獲得をすぐに実行することを必要とするであろう。

したがって、無線通信システムにおいてすぐに且つ効率的に獲得を実行する技術について、当技術分野において必要性がある。

受信機においてパケットの獲得をすぐに且つ効率的に実行するための技術が、ここに説明されている。一設計において、第１の検出値Ｃ_ｋは、１以上の受信アンテナから第１の複数のサンプルに基づいて、例えばサンプル上の遅延−乗算−積分を実行することによって、決定されることができる。電力値Ｐ_ｋは、第１の複数のサンプルに基づいて、例えばサンプル上で乗算−積分を実行することによって、さらに決定されることができる。第１の検出値(first detection values)は、平均検出値(average detection values)を得るために平均されることができる。電力値(power values)は、平均電力値(average power values)を得るためにさらに平均されることができる。パケットが存在するかどうかは、平均検出値および平均電力値に基づいて、そのあと、決定されることができる。

第２の検出値Ｃ_ｉは、第２の複数のサンプルに基づいて決定されることができる。パケットの開始は、そのあと、第１のおよび第２の検出値に基づいて決定されることができる。第３の検出値Ｄ_ｍは、第３の複数のサンプルに基づいて決定されることができる。パケットの周波数エラーは、第１のおよび第３の検出値に基づいて推定されることができる。第１の複数のサンプルは、ショートトレーニングシンボル(short training symbols)についてのサンプルを備えることができる。第２のおよび第３の複数のサンプルは、それぞれ、ショートおよび／またはロングトレーニングシンボルについてのサンプルを備えることができる。

第４の検出値Ｇ_ｎは、第４の複数のサンプルに基づいて決定されることができる。各第４の検出値は、伝送シンボルの対応するオリジナル部分(original portion)で、伝送シンボルのコピーされた部分(a copied portion)（例、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバル(guard interval)）を相互関連づけることによって得られることができる。パケットの終了は、第４の検出値に基づいて決定されることができる。

一般に、各検出値は、１セットのサンプル上で遅延−乗算−積分オペレーション(delay-multiply-integrate operation)を実行することによって、得られることができる。異なる検出値は、下で説明されるとおり、サンプルについての異なる遅延、異なる積分インターバル(integration intervals)、等で、得られることができる。

本開示の様々な態様および特徴は、下のさらなる詳細において説明されている。

図１は、アクセスポイントと複数の局を備えた無線ネットワークを示す。 図２は、送信機と受信機のブロック図を示す。 図３は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて使用されるフレーム構造を示す。 図４は、パケット用の異なる検出値の計算を図示する。 図５は、受信機において、獲得プロセッサのブロック図を示す。 図６は、獲得プロセッサ内の、遅延−乗算−積分ユニットと移動平均ユニットのブロック図を示す。 図７は、受信機において、デモジュレータと数値コントロールオシレータ（ＮＣＯ）のブロック図を示す。 図８は、パケットの存在について検出するプロセスを示す。 図９は、パケットの存在について検出する装置を示す。 図１０は、パケットの開始について検出するプロセスを示す。 図１１は、パケットの開始について検出する装置を示す。 図１２は、周波数補正のためのプロセスを示す。 図１３は、周波数補正のための装置を示す。 図１４は、パケットの終了について検出するプロセスを示す。 図１４は、パケットの終了について検出する装置を示す。 図１６は、パケットを処理するためのプロセスを示す。 図１７は、パケットの処理するための装置を示す。

発明の詳細な説明

ここに説明される技術は、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮｓ）、無線メトロポリタンエリアネットワーク(wireless metropolitan area networks)（ＷＭＡＮｓ）、無線広域エリアネットワーク（ＷＷＡＮｓ）等のような、様々な通信システムおよびネットワークのために、使用されることができる。用語「システム(systems)」、「ネットワーク(networks)」は、しばしば互換性をもって使用される。ＷＬＡＮは、標準規格のＩＥＥＥ８０２．１１ファミリにおける無線技術のうちのいずれ（Ｗｉ−Ｆｉとも呼ばれる）、Ｈｉｐｅｒｌａｎ、等をインプリメントする(implement)ことができる。ＷＭＡＮは、ＩＥＥＥ８０２．１６など（ＷｉＭＡＸとも呼ばれる）をインプリメントすることができる。ＷＷＡＮは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）ネットワーク、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、直交ＦＤＭＡ（ＯＦＤＭＡ）、シングルキャリアＦＤＭＡ(Single-Carrier FDMA)（ＳＣ−ＦＤＭＡ）、空間分割多元接続(Spatial Division Multiple Access)（ＳＤＭＡ）、等のようなマルチプルアクセススキーム(multiple access scheme)をインプリメントすることができる。ＯＦＤＭＡは、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭ）を使用し、ＳＣ−ＦＤＭＡは、シングルキャリア周波数分割多重化（ＳＣ-ＦＤＭ）を使用する。ＯＦＤＭおよびＳＣ−ＦＤＭは、システム帯域幅をマルチプル（Ｋ）直交サブキャリアに分割し(partition)、それらは、トーン(tones)、ビン(bins)等とも呼ばれる。各サブキャリアは、データで変調されることができる。一般に、復調シンボルは、ＯＦＤＭで周波数ドメインにおいて、そして、ＳＣ−ＦＤＭで時間ドメインにおいて、送信される。ＯＦＤＭシステムは、ＩＥＥＥ８０２．２０、ウルトラモバイルブロードバンド(Ultra Mobile Broadband)（ＵＭＢ）、フラッシュＯＦＤＭ(Flash-OFDM(R))、ロングタームエボリューション(Long Term Evolution)（ＬＴＥ）等のような、無線技術をインプリメントすることができる。これらの様々な無線技術および標準規格は、当技術分野において知られている。明確のために、技術は、ＯＦＤＭを使用してＩＥＥＥ８０２．１１標準規格、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ、８０２．１１ｇ、および／または８０２．１１ｎ、をインプリメントするＷＬＡＮについて下で説明されている。

ここに説明された技術は、単一入力単一出力(single-input single-output)（ＳＩＳＯ）、単一入力マルチプル出力(single-input multiple-output)（ＳＩＭＯ）、マルチプル入力単独出力(multiple-input single-output)（ＭＩＳＯ）、マルチプル入力マルチプル出力(multiple-input multiple-output)（ＭＩＭＯ）伝送のために、さらに使用されることができる。データ伝送の場合、単一入力は、１つの送信アンテナを指し、マルチプル入力は、マルチプル送信アンテナを指す。データ受け取り(data reception)の場合、単一出力は、１つの受信アンテナを指し、マルチプル出力は、マルチプル受信アンテナを指す。

図１は、アクセスポイント１１０と複数の局１２０を備えた無線ネットワーク１００を示す。一般に、無線ネットワークは、任意の数のアクセスポイントと、任意の数の局を含むことができる。局は、無線メディアを介して別の局と通信できるデバイスである。局は、さらに呼び出されることができ、端末、モバイル局、ユーザ機器、加入者局等の機能のうちのいくつかあるいはすべてをまた含むことができる。局は、セルラ電話、ハンドヘルドデバイス、無線デバイス、携帯情報端末(personal digital assistant)（ＰＤＡ）、ラップトップコンピュータ、無線モデム、コードレス電話、等であってもよい。アクセスポイントは、そのアクセスポイントに関連づけられた局のための無線メディアを介して分配サービスに対して、アクセス(access)を提供する局である。アクセスポイントは、さらに呼び出されることができ、基地局、基地トランシーバ局（ＢＴＳ）、ノードＢ、等の機能性のうちのいくつかあるいはすべてを含むことができる。アクセスポイント１１０は、データネットワーク１３０に結合することができ、そしてデータネットワーク１３０を介して他のデバイスと通信することができる。

図２は、送信機２１０および受信機２５０の設計のブロック図を示す。ダウンリンク／順方向リンクの場合には、送信機２１０は、アクセスポイント１１０の一部であってもよく、そして受信機２５０は、局１２０の一部であってもよい。アップリンク／逆方向リンクの場合には、送信機２１０は、ステーション１２０の一部であってもよく、また、受信機２５０は、アクセスポイント１１０の一部であってもよい。図２においては、送信機２１０は、マルチプル（Ｔ）アンテナを備えており、受信機２５０は、マルチプル（Ｒ）アンテナを備えている。各送信アンテナおよび各受信アンテナは、物理アンテナあるいはアンテナアレイであってもよい。一般に、送信機２１０および受信機２５０は、それぞれ、任意の数のアンテナを備えることができる。

送信機２１０において、送信（ＴＸ）データおよびパイロットプロセッサ２１２は、データソース（示されてはいない）からデータのパケット、および／または、コントローラ／プロセッサ２２０からの他のデータを受信することができる。プロセッサ２１２は、各パケットを処理し（例えば、フォーマットし、符号化し、インタリーブし、そしてシンボルマッピングし）、そして、データのための変調シンボルであるデータシンボルを生成する。プロセッサ２１２は、パイロットシンボルを生成するためにパイロット（データで知られている）をさらに処理することができ、そして、データシンボルでパイロットシンボルを多重化することができる。ＴＸ空間プロセッサ２１４は、データおよびパイロットシンボル上で送信機空間処理(transmitter spatial processing)を実行し、そして、Ｔモジュレータ／送信機（ＭＯＤ／ＴＭＴＲ）２１６ａから２１６ｔに対して、出力シンボルのＴストリームを提供することができる。各モジュレータ２１６は、出力チップストリームを生成するために、その出力シンボルストリーム（例、ＯＦＤＭ用）を処理することができる。各送信機２１６は、変調された信号を生成するために、その出力チップストリームを、さらにコンディションする(condition)（例、アナログに変換する、増幅する、フィルタにかける、そしてアップコンバートする）ことができる。送信機２１６ａから２１６ｔからＴ変調された信号は、アンテナ２１８ａから２１８ｔから、それぞれ、送信されることができる。

受信機２５０において、Ｒアンテナ２５２ａから２５２ｒは、送信機２１０からＴ変調された信号を受信することができ、また、各アンテナ２５２は、各受信機（ＲＣＶＲ）２５４に対して受信信号を提供することができる。各受信機２５４は、サンプルを得るために、その受信信号をコンディションする（例、増幅する、フィルタにかける、ダウンコンバートする、そしてデジタル化する）ことができ、そして、関連付けられたデモジュレータ（ＤＥＭＯＤ）２５６および獲得プロセッサ２６０に対してサンプルを提供することができる。獲得プロセッサ２６０は、パケットについて検出するために、各パケットのタイミングおよび周波数を決定する等のために、すべてのＲ受信機２５４ａから２５４ｒ、からサンプルを受信し、処理することができる。各デモジュレータ２５６は、周波数エラーを取り除くためにそのサンプルを処理することができ、そして、受信シンボルを得るために周波数補正されたサンプル（例、ＯＦＤＭ用）をさらに処理することができる。ＭＩＭＯ検出器２６２は、送信機２１０から受信機２５０にチャネルレスポンスの推定を導き出すために受信シンボルを処理することができる。ＭＩＭＯ検出器２６２は、チャネル推定ですべてのＲアンテナについて受信シンボル上でＭＩＭＯ検出をさらに実行することができ、そして、アクセスポイント１１０によって送信されたデータシンボルの推定である、データシンボル推定を提供することができる。ＲＸデータプロセッサ２６４は、そのあと、データシンボル推定を処理する（例、シンボルデマッピング、デインタリーブする、そして復号する）ことができ、そして、データシンク(data sink)（示されてはいない）、および／または、コントローラ／プロセッサ２７０に復号データを提供することができる。

コントローラ／プロセッサ２２０および２７０は、送信機２１０および受信機２５０において、それぞれ、オペレーションを制御することができる。メモリ２２２および２７２は、送信機２１０および受信機２５０について、それぞれ、データおよびプログラムコードを保存することができる。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇは、−３２から＋３１のインデックス(indices)を割り当てられた(assigned)、Ｋ＝６４サブキャリアに、システム帯域幅を分割するサブキャリア構造を使用する。これらの合計６４サブキャリアは、±｛１，…，６，８，…，２０，２２，…，２６｝のインデックスを備えた４８データサブキャリアと、±｛７，２１｝のインデックスを備えた４つのパイロットサブキャリアを含んでいる。０のインデックス(index)を備えたＤＣサブキャリアと、残余サブキャリア(remaining subcarriers)は、使用されない。このサブキャリア構造は、公的に入手可能であって、１９９９年９月、「第１１部：無線ＬＡＮメディアアクセス制御（ＭＡＣ）および物理層（ＰＨＹ）明細書：５ＧＨｚ帯域における高速度物理層(Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications: High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band)」と題されたＩＥＥＥ標準規格８０２．１１ａにおいて説明されている。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎは、±｛１，…，６，８，…，２０，２２，…，２８｝のインデックスを備えた５２データサブキャリアと、±｛７，２１｝のインデックスを備えた４つのパイロットサブキャリアと、を含む合計６４のサブキャリアでサブキャリア構造を使用する。

ＩＥＥＥ８０２．１１において、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層は、ＭＡＣプロトコルデータユニット(MAC protocol data units)（ＭＰＤＵｓ）としてデータを処理する。物理層コンバージェンスプロトコル(Physical Layer Convergence Protocol)（ＰＬＣＰ）は、そのあと、ＰＬＣＰプロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）を生成するために、ＰＬＣＰサービスデータユニット（ＰＳＤＵ）と呼ばれる、各ＭＰＤＵを処理する。物理層は、そのあと、無線チャネルを介して送信される、フレームを生成するために、各ＰＰＤＵを処理する。フレームは、パケットとも呼ばれることができる。

図３は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて使用されるフレーム／パケット構造を示す。物理層（ＰＨＹ）で、データは、フレーム／パケットにおいて、処理され、そして送信される。各パケット３００は、ＰＬＣＰプリアンブル３１０、ＰＬＣＰヘッダ３２０、ＰＳＤＵ３３０およびトレーラー３４０を含んでいる。ＰＳＤＵ３３０は、パケット３００についてのトラフィックデータを搬送し、そして可変な長さ(variable length)を有している。トレーラー３４０は、必要であれば、６テイルビット(tail bits)およびパッドビット(pad bits)を含む。

ＰＬＣＰプリアンブル３１０は、ｔ_１からｔ_１０として表示される１０のショートトレーニングシンボルを含んでおり、ロングトレーニングシンボルのためのガードインターバルが続き(followed by)、さらにＴ_１とＴ_２として表された２つのロングトレーニングシンボルが続く。１０のショートトレーニングシンボルは、２つのＯＦＤＭシンボル期間において送信される。ガードインターバルおよび２つのロングトレーニングシンボルは、２つのＯＦＤＭシンボル期間においてさらに送信される。各ＯＦＤＭシンボル期間は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて４マイクロ秒（μｓ）である。

ショートトレーニングシンボルは、１２の特定変調シンボルを１２の特定サブキャリアにマッピングし、０シグナル値を残余５２サブキャリアにマッピングし、そして、６４の時間ドメインサンプル(64 time-domain samples)を得るために、合計６４のシンボル上で、６４ポイント高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行することによって、生成される。１２の変調シンボルは、周波数ドメインにおいて４つのサブキャリアの倍数(multiples)によって離れて配置される、１２サブキャリアにマッピングされる。これは、ｃ_１からｃ_１６として表される１６サンプルを含んでいる各シーケンスで、４つの同一のシーケンスから成り、周期的(periodic)である、６４の時間ドメインサンプルを結果としてもたらす。各ショートトレーニングシンボルは、１６サンプルの１シーケンスである。最後のショートトレーニングシンボルは、受信機２５０（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで明記されておらず、図３において示されていない）によって時間オリジン(time origin)の検出を改善するために、逆にされることができる。１０のショートトレーニングシンボルは、合計１６０サンプルを含む。

ロングトレーニングシンボルは、５２の特定サブキャリアに５２の特定変調シンボルをマッピングし、残余の１２サブキャリアに０信号値をマッピングし、ｚ_１からｚ_６４として示された６４の時間ドメインサンプルを得るために合計６４のシンボル上で６４ポイントＦＦＴを実行することによって、生成される。ガードインターバルは、ＦＦＴ出力の最後の３２サンプルｚ_３３からｚ_６４を含む。各ロングトレーニングシンボルは、６４サンプルの１シーケンスである。Ｔ送信アンテナのためのガードインターバルおよびロングトレーニングシンボルは、相違(diversity)を改善するために異なる量によって循環的にシフトされることができる。２つのロングトレーニングシンボルおよびガードインターバルは、１６０サンプルの合計を含む。ショートおよびロングトレーニングシンボルは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇドキュメントにおいて説明されている。

受信機２５０は、いつあるいはどの送信機が送信されるか、アプリオリ(a priori)を知らないかもしれない。異なる送信機は、異なるリファレンスクロック周波数を有してもよく、したがって、受信機２５０の周波数およびタイミングに関する、異なるタイミングおよび／あるいは周波数オフセットを有してもよい。受信機２５０は、それの電源を入れる間(while it is powered on)送信機からパケットについて継続的に検出することができる。受信機２５０は、送信機ソースおよび各パケットの周波数が知られていないかもしれないので、独立して各パケットを獲得することができる。受信機２５０は、各パケットのために以下を実行することができる：
・パケット検出―パケットの存在を検出する
・パケットの開始検出―パケットの開始を検出する
・粗周波数推定―粗周波数エラー(coarse frequency error)を推定する
・良質周波数推定および補正―パケットについてのサンプルにおける良質周波数エラー(fine frequency error)を推定し補正する
・自動利得制御(Automatic gain control)（ＡＧＣ）―受信電力に基づいて受信機利得を調整する
・パケットの終了検出―パケットの終了を検出する
タスクのそれぞれは、下に説明されているように実行されることができる。

受信機２５０は、各パケットのＰＬＣＰヘッダ(PLCP header)において、ショートおよびロングトレーニングシンボルに基づいて、検出および獲得を実行することができる。より多くの時間が他のタスクについて利用可能であることができるように、可能な限り早くそして正確にパケットの存在を検出することは望ましい。ＰＬＣＰヘッダが確実に(reliably)復号されることができるように、ＰＬＣＰヘッダの開始によっていずれの周波数エラーを補正することもまた望ましい。

受信機２５０は、遅延−乗算−積分技術に基づいてパケット検出を実行することができる。この技術に関して、Ｎサンプルのウィンドウ上で遅延−乗算−積分オペレーションは、以下のように与えられる。

ただし、ｘ_ｉ，ｊは、ｉ番目サンプル期間におけるｊ番目アンテナからのサンプルであって、
Ｃ_ｋは、ｋ番目ウィンドウについての検出値である、そして、
「*」は、複素共役を表す。

式（１）は、１６の遅延で自己相関(auto-correlation)を実行し、それは、１つのショートトレーニングシンボルの長さである。各アンテナｊについて、サンプルｘ_ｉ，ｊは、１６サンプル期間前からサンプルｘ_{ｉ−１６，ｊ}の複素共役で乗算される。ショートトレーニングシンボルは、１６サンプルごとに繰り返すので、ｘ_ｉ，ｊおよびｘ_{ｉ−１６，ｊ}は、同じ送信サンプルに対応するべきである。ウィンドウｋにおけるＮサンプルについての乗算結果は、アンテナｊについての結果を得るために積分される。すべてのＲアンテナについての結果は、そのあとで、ウィンドウｋについての検出値Ｃ_ｋを得るために、加算される。ウィンドウサイズＮは、いずれの適切に選択された値であってもよい。例えば、Ｎは、図３で示されるショートトレーニングシンボルについての１６、３２、などに等しくてもよい。ウィンドウｋは、いずれのサンプル期間において開始できる。

Ｎサンプルの各ウィンドウの電力もまた、以下のように計算されることができる。

ここでは、Ｐ_ｋは、ｋ番目のウィンドウについての電力値である。電力は、サンプルｘ_ｉ，ｊをその複素共役ｘ^＊ _ｉ，ｊで乗算することによって得られる（１６サンプル期間早い別のサンプルの複素共役の代わりに）。

一般に、検出値Ｃ_ｋおよび電力値Ｐ_ｋは、Ｒ受信機２５４ａから２５４ｒから、得られたサンプルの各ウィンドウについて、計算されることができる。明らかにするために、ウィンドウインデックスｋおよびインデックスｉは、パケットの開始に関して定義される。実際には、受信機２５０は、パケットについて検出するときに、パケットの開始を知らず、インデックスｋおよびｉは、時間にわたって単に増加される。

以下のように、検出値Ｃ_ｋは、Ｌウィンドウにわたって平均されることができる：

ただしＡ_ｋは、ｋ番目ウィンドウについての平均検出値である。式（３）は、現在のウィンドウおよびＬ−１前のウィンドウについての検出値に基づいて、現在のウィンドウについての平均検出値を計算する。Ｌは、いずれの適切に選択された値、例えばＬ＝４、であってもよい。式（３）は、ＬウィンドウについてのＬ検出値に基づいて計算されることができる。代替的に、式（３）は、前のウィンドウについて平均値に基づいて現在のウィンドウについての平均値を計算する効率的な方法である、移動平均(moving average)で、インプリメントされることができる。一般的に、平均することは、少なくとも２つの値に基づいて、平均値、例えば現在のおよび前の値(current and prior values)、を導き出すプロセスを指す。平均することは、式（３）で示される機能、有限インパルスレスポンス(finite impulse response)（ＦＩＲ）フィルタ機能、無限インパルスレスポンス(infinite impulse response)（ＩＩＲ）フィルタ機能、等のような、いずれの機能に基づいて、実行されることができる。

以下のように、電力値は、Ｌ＋１ウィンドウにわたって平均されることができる。

ここでは、Ｂ_ｋは、ｋ番目ウィンドウについての平均電力値である。

平均検出値Ａ_ｋは、サンプルのＬ＋１ウィンドウに基づいて得られる。初めの２つのウィンドウは、第１の検出値を生成するために使用され、また、各追加のウィンドウは、１つの追加の検出値を提供する。平均電力値Ｂ_ｋは、１つの電力値Ｐ_ｋを提供する各ウィンドウで、サンプルのＬ＋１ウィンドウに基づいて、さらに得られる。したがって、Ａ_ｋおよびＢ_ｋは、サンプルの同じブロックにわたって、計算される。

メトリック値Ｍ_ｋは、各ウィンドウｋについて、以下のように、計算されることができる：

一設計においては、パケットの検出は、以下のように、定義されることができる。

もしＭ_ｋ＞Ｍ_ＴＨである場合、そのときには、パケットの存在を宣言する 式（６）
そうではなくてもしＭ_ｋ≦Ｍ_ＴＨである場合、そのときにはパケットなしを宣言する ただし、Ｍ_ＴＨは、検出スレッシュホールド(threshold)である。

Ｍ_ＴＨは、検出の確率と偽アラーム(false alarm)の確率との間で、トレードオフ(trade off)に基づいて選択されることができる。検出の確率は、それが存在するとき、パケットの存在を宣言する(declaring)確率である。偽アラームの確率は、それが存在しないとき、パケットの存在を宣言する確率である。Ｍ_ＴＨは、Ａ_ｋの計算におけるファクタ１／Ｌと、Ｂ_ｋの計算におけるファクタ１／（Ｌ＋１）を、含むように、さらに定義されることができる。このケースにおいて、ファクタ１／Ｌは、式（３）から取り除かれることができ、ファクタ１／（Ｌ＋１）は、式（４）から取り除かれることができる。

式（５）は、比の機能(ratio function)に基づいてメトリック値Ｍ_ｋの導出を示し、式（６）は、パケット検出の一設計を示す。一般に、パケット検出のために使用されるメトリック値は、いずれの入力パラメータを受信することができる、いずれの機能に基づいて定義されることができる。パケット検出のテストは、メトリック値を計算するように使用された機能に基づいて定義されることができる。

図４は、Ｎ＝１６、Ｌ＝４を備えた、パケットについてのＣ_ｋ、Ｐ_ｋ、Ａ_ｋ、Ｂ_ｋおよびＭ_ｋの計算を図示しており、各ウィンドウは１つのショートトレーニングシンボルをカバーする。明らかにするために、サンプルインデックスｉは、パケットにおける第１のサンプルについては、０ではじまり、そしてウィンドウインデックスｋは、パケットにおいて第１のショートトレーニングシンボルについては、０で始まる。１つの検出値Ｃ_ｋは、第１のショートトレーニングシンボルの後で、各ショートトレーニングシンボルのために得られる。１つの電力値Ｐ_ｋは、各ショートトレーニングシンボルについて得られる。平均検出値Ａ_ｋ、平均電力値Ｂ_ｋ、および、メトリック値Ｍ_ｋは、ｋ＝４で第５のショートトレーニングシンボルで始まる各ショートトレーニングシンボルについて得られる。

Ｌ＋１ウィンドウにわたってＣ_ｋおよびＰ_ｋの平均化は、検出パフォーマンスを改善することができる、Ａ_ｋおよびＢ_ｋの信頼性(reliability)を、それぞれ、改善することができる。Ａ_ｋおよびＢ_ｋは、図４に図示されているように、ＮサンプルのＬ＋１ウィンドウをカバーするスライディングのより大きいウィンドウ(a sliding larger window)にわたって、本質的に計算される。各ウィンドウｋについて（すべてのＬ＋1ウィンドウの代わりに）Ａ_ｋおよびＢ_ｋを計算することによって、パケット検出に関する決定は、各ウィンドウｋ（すべてのＬ＋１ウィンドウの代わりに）においてなされることができる。

検出信頼性を改善するために、パケットの検出は、スレッシュホールドＭ_ＴＨを超えるマルチプルメトリック値に関してコンディションされることができる。以下のとおりに、一設計において、パケットは、２つの連続的なウィンドウｋおよびｋ＋１、それぞれについて、２つのメトリック値Ｍ_ｋおよびＭ_ｋ＋１に基づいて宣言されてもよい：
もし（Ｍ_ｋ＞Ｍ_ＴＨ）且つ（Ｍ_ｋ＋１＞Ｍ_ＴＨ）の場合には、そのときには、パケットの存在を宣言する 式（７）
そうでなければパケットなしを宣言する。

一般に、パケットの検出は、任意の数のウィンドウについての任意の数のメトリック値に基づくことができる。

検出信頼性をさらに改善するために、パケットの検出は、有効周波数エラーを有するサンプル上でコンディションされることができる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａについては、送信機における最大周波数エラーが±２０パーツ・パー・ミリオン(parts per million)（ｐｐｍ）であって、それは、５．８Ｇｈｚにおける±２３０ＫＨｚに対応する。２０メガサンプル毎秒(mega samples per second)（Ｍｓｐｓ）のサンプルレートについては、各ショートトレーニングシンボルは、８００ナノ秒(nano seconds)（ｎｓ）にわたり、また、１つのショートトレーニングシンボルによって離れて配置された２つのサンプル間の最大位相シフトは、±０．１８４サイクルである。Ｍ_ＴＨを超える与えられたウィンドウＭ_ｋについて、そのウィンドウについての平均位相シフトが０．１８４サイクルよりも大きい場合、偽アラームは、宣言されてもよい。

式（１）における量ｘ_ｉ，ｊ・ｘ^＊ _{ｉ−１６，ｊ}は、サンプルｘ_{ｉ−１６，ｊ}からサンプルｘ_ｉ，ｊまで位相シフトを与え、それは１６サンプル期間後である。Ｃ_ｋの角度は、ウィンドウｋにおけるサンプルに基づいて１６サンプル期間にわたって、平均位相シフトを提供する。Ａ_ｋの角度は、Ａ_ｋを計算するように使用されたＬウィンドウにおけるサンプルに基づいて１６サンプル期間にわたって平均位相シフトを提供する。ウィンドウｋについての平均位相シフトθ_ｋは、以下のように得られることができる。

式（７）で示されているようにもしパケットが宣言される場合には、そのときには、ウィンドウｋおよびｋ＋１についての平均位相シフトθ_ｋおよびθ_ｋ＋１は、それぞれ、以下のように、計算され、位相スレッシュホールドθ_ＴＨと比較されることができる。

もし（θ_ｋ＞θ_ＴＨ）あるいは（θ_ｋ＋１＞θ_ＴＨ）の場合には、そのときには、偽アラームあるいはパケットなしと宣言する。 式（９）
位相スレッシュホールドθ_ＴＨは、０．１８４×２πラジアンよりも大きい任意の値にセットされることができる。例えば、θ_ＴＨは、インプリメンテーションを簡略化するために、θ_ＴＨ＝π／４ラジアンにセットされることができる。

検出されたパケットのタイミングは、ショートおよびロングトレーニングシンボル間の境界を検出することによって決定されることができる。これを達成するために、検出値Ｃ_ｉは、以下のように、各サンプル期間ｉについて計算されることができる。

式（１０）は、対象(interest)の各サンプル期間についてのＣ_ｉを得るために、スライディング遅延乗算積分オペレーションを実行する。各サンプル期間において、Ｃ_ｉは、現在のサンプルｘ_ｉ，ｊおよび６３の早いサンプルから成る６４サンプルのウィンドウに基づいて計算される。ノイズのない状態で、Ｃ_ｉは、６４サンプルウィンドウが（ｉ）ショートおよびロングトレーニングシンボルの間の境界において中央に置かれるとき、（ｉｉ）２つのショートトレーニングシンボルおよびロングトレーニングシンボルの半分をカバーするとき、０を通り抜ける(goes through)。

メトリック値Ｑｉは、各サンプル期間ｉについて、以下のように、計算されることができる。

式（１１）に示されているように、Ｑ_ｉは、Ｃ_ｉおよびＡ_ｋに基づいて計算され、ここでは、Ｃ_ｉは、サンプルごとにアップデートされ、Ａ_ｋは、Ｎサンプルのウィンドウごとにアップデートされる。

ロングトレーニングシンボルの開始は、そのあと、以下のように検出されることができる：
Ｑ_ｉ＜Ｑ_ＴＨの場合には、そのときには、サンプルｉにおいてロングトレーニングシンボルの開始を宣言する。 式（１２）
ただし、Ｑ_ＴＨは、スレッシュホールドである。Ｑ_ＴＨは、適切な正の値にセットされることができる。
最後のショートトレーニングシンボルが、逆さにされる場合（図３には示されていない）、そのときには、９番目および１０番目のショートトレーニングシンボルの間の境界は、検知されることができる。このケースにおいて、Ｃ_ｉは、１６の遅延（６４の代わりに）および、１６の積分インターバル（６４の代わりに）で計算されることができる。現在のサンプルｘ_ｉ，ｊよりも早い少なくとも１６サンプルからのＡ_ｋは、逆ショートトレーニングシンボル(the inverted short training symbol)でＡ_ｋを汚す(contaminating)ことを避けるために、Ｑｉを計算することに使用されることができる。Ｑ_ＴＨは、０にセットされることができる。

いかなるケースにおいて、ロングトレーニングシンボルの開始を検出した後で、例えば式（１２）で示されたように、Ａ_ｋの最後の値は、粗周波数エラー推定として使用されることができる。

ロングトレーニングシンボルは、良質周波数補正に使用されることができる。検出値は、Ｍサンプルのウィンドウについて、以下のように、計算されることができる：

ただし、Ｄ_ｍはサンプル期間ｍについての検出値である。ロングトレーニングシンボルが各６４サンプルを繰り返すので、ｘ_ｉ，ｊおよびｘ_{ｉ−６４，ｊ}は、同じ送信されたサンプルに対応すべきである。

ショートおよびロングトレーニングシンボル間の境界は、検出されたパケットの時間オリジンとしてみなされ、そして、式（１２）において示されるように決定されることができる。式（１３）は、時間オリジンが知られたあとで計算されてもよく、そして、そのあとで単一のサンプル期間ｍについて計算されてもよい。積分するサンプルの数、Ｍ、は、いずれの適切な値、例えば１６から６４の間、であってもよい。より小さいＭは、良質周波数補正の完了をより早く可能にすることができ、それは、代わりに、第２のロングトレーニングシンボルが周波数補正されること、そして、ＰＬＣＰヘッダの復調についてのパイロット参照として使用されること、を可能にすることができる。

Ｄ_ｍの角度は、６４サンプル期間にわたって、平均位相シフトφ_ｍとして使用されることができ、そして以下のように与えられることができる：

５．８ＧＨｚにおける最悪なケースの周波数エラーの±２０ｐｐｍの場合、１つのロングトレーニングシンボルによって離れて位置された、２つのサンプル間の最大位相シフトは、±０．７３６サイクルである。与えられた計算された位相値のｙについて、｜ｙ｜＞０．２６４サイクルの場合、真の位相シフトはｙ、１−ｙ、あるいは１＋ｙサイクルであるかどうかを知られていないので、式（１４）における平均位相シフトφ_ｍは、それゆえに、あいまいである。

良質位相シフトφ_ｍにおける位相あいまい性は、ショートトレーニングシンボルから得られた粗位相シフトθ_ｋを使用することによって、解決されることができる。６４サンプルロングトレーニングシンボルにわたって位相シフトは、およそ１６サンプルショートトレーニングシンボルにわたって位相シフトの４倍であるべきであって、すなわち、

であり、ここでは、φ’_ｍは、位相補正値である。φ’_ｍは、φ’_ｍを可能な限り４θ_ｋに近づけるために、必要であれば、φ_ｍに、１サイクルを、加える、あるいは、差し引くことによって得られることができる。

サンプルごとの位相補正値φ’_sは、６４で良質位相補正値を割ることによって、すなわちφ’_ｓ＝φ’_ｍ／６４、得られることができる。受信機２５４ａから２５４ｒまでサンプルは、周波数補正サンプルを得るために、サンプルごとの位相補正値φ’_ｓによって回転される(rotated)ことができる。

別の設計において、良質周波数エラー推定は、ショートトレーニングシンボルに基づいて導き出す可能性がある。検出値Ｄ_ｍは、平均検出値Ａ_ｋで、同時に計算されることができる。パケットが検出されるとき、平均位相シフトθ_kは、最新のＡ_ｋに基づいて決定されることができ、そして、必要であれば、良質位相補正値φ’_ｍを得るために、Ｄ_ｍの角度は、決定され、θ_kで補正されることができる。φ’_ｍは、そのあとで、第１のロングトレーニングシンボルの到着の前に、サンプルに適用されることができる。この設計において、周波数補正されたサンプルは、２つのロングトレーニングシンボルについて得られることができ、そして受信シンボルを得るために６４ポイントＦＦＴｓで変換されうる。チャネル推定は、そのあとで、受信シンボルに基づいて導き出されることができ、そして、ＰＬＣＰヘッダのコヒーレント復調について使用されることができる。この設計は、周波数補正について、受信機２５４から、サンプルの追加バッファリング(additional buffering)を避けることができる。ロングトレーニングシンボルは、良質周波数エラー推定を精密にする(refine)ために、さらに使用されることができる。ロングトレーニングシンボルから得られた、良質周波数エラー推定へのアップデートは、いずれの時間においてサンプルに適用されることができる。第２のロングパイロットシンボルの終わりの近くのポイントへの積分は、最も正確な良質周波数エラーアップデートを提供することができる。

ＡＧＣの場合、受信機２５０は、低電力パケットを検出するために、初めに最大利得にセットされることができる。受信機２５０の無線周波数（ＲＦ）フロントエンドは、最大利得で飽和させることができ、したがって、効率的に受信信号をクリッピングする(clipping)。したがって、式（１）における遅延−乗算−積分オペレーションは、クリッピングにもかかわらず、いまだに有効であろう。電力値Ｐ_ｋは、電力スレッシュホールドに対して比較されることができ、そして、受信機利得は、電力スレッシュホールドが超えている場合には、減少しうる。受信機利得は、パケットの終了が検出されるまで保持されることができ、そしてそのあとで、最大値にリセットされることができる。

ＰＬＣＰヘッダのあと、ＯＦＤＭシンボルの可変数が続くことができる。各ＯＦＤＭシンボルは、（ｉ）ＯＦＤＭシンボルの有用な部分について６４時間ドメインサンプルを得るために、６４サブキャリアについて６４シンボル上で６４ポイントＦＦＴを実行することによって、（ｉｉ）ＯＦＤＭシンボル用の８０サンプルを得るために、有用な部分の最後の１６サンプルをコピーし、これらの１６サンプルを有用な部分のフロントにアペンドする(appending)ことにより、ガードインターバルを有用な部分にアペンドすることによって、生成される。

パケットの終了を検出するために、検出値は、各ＯＦＤＭシンボルについて、以下のように、計算されることができる：

ただし、Ｇ_ｎは、ＯＦＤＭシンボル期間ｎについての検出値である。式（１６）において、ＯＦＤＭシンボルについてのガードインターバルの１６サンプルは、ＯＦＤＭシンボル期間の有用な部分の最後の１６サンプルと相互に関係がある。

スレッシュホールドＧ_ＴＨは、Ｓ ＯＦＤＭシンボル期間についての検出値の平均に基づいて、以下のように、定義されることができる：

ただし、

は、スレッシュホールドについて使用するＧ_ｎの平均のパーセンテージである。

各ＯＦＤＭシンボル期間において、Ｇ_ｎは計算されることができ、Ｇ_ＴＨ、ｎはアップデートされることができ、Ｇ_ｎは、Ｇ_ＴＨ、ｎと比較されうる。一設計において、Ｇ_ｎは、Ｇ_ＴＨ、ｎよりも少ない場合には、パケットの終了は検出され、以下のように表されることができる：
Ｇ_ｎ＜Ｇ_ＴＨ、ｎである場合には、そのときには、パケットの終了を宣言する。 式（１８）
別の設計において、Ｇ_ｎが、Ｇ_ＴＨ、ｎよりも少ない場合、そのときには、Ｇ_ＴＨ、ｎはフリーズし(is frozen)、次のＯＦＤＭシンボル期間ｎ＋１についてのＧ_ｎが、Ｇ_ＴＨ、ｎよりも少ない場合、Ｇ_ｎ＋１パケットの終了が検出され、以下のように表されることができる：
（Ｇ_ｎ＜Ｇ_ＴＨ、ｎ）且つ（Ｇ_ｎ＋１＜Ｇ_ＴＨ、ｎ）の場合には、そのときには、パケットの終了を宣言する。 式（１９）
パケットの終了は、他の方法でさらに検出されることができる。いずれのケースにおいて、パケットの終了が検出されるとき、ＡＧＣは最大利得にリセットされることができ、周波数オフセットは、次のパケットの準備が整うように、０にリセットされることができる。

図５は、図２における獲得プロセッサ２６０の設計のブロック図を示す。ユニット５１０は、すべてのＲアンテナからサンプルを受信し、例えば式（１）に示されているように、遅延−乗算−積分を実行し、そして、Ｎサンプルの各ウィンドウについての検出値Ｃ_ｋを提供する。ユニット５１２は、例えば式（３）に示されているように、ＬウィンドウにわたってＣ_ｋの移動平均を計算し、各ウィンドウについての平均検出値Ａ_ｋを提供する。ユニット５１４は、例えば式（８）で示されているように、Ａ_ｋの位相を決定し、各ウィンドウについての平均位相シフトθ_ｋを提供する。

ユニット５２０は、例えば式（２）に示されているように、各ウィンドウにおいてすべてのＲアンテナからサンプルに基づいて電力値Ｐ_ｋを計算する。ユニット５２２は、例えば式（４）で示されているように、Ｌ＋１ウィンドウにわたってＰ_ｋの移動平均を計算し、そして、各ウィンドウについて平均電力値Ｂ_ｋを提供する。ユニット５２４は、各ウィンドウについて平均検出値Ａ_ｋおよび平均電力値Ｂ_ｋを受信し、そして、そのウィンドウについてメトリック値Ｍ_ｋを、例えば式（５）において示されているように、計算する。ユニット５２６は、メトリック値Ｍ_ｋおよび可能性のある平均位相シフトθ_ｋに基づいて、例えば式（６）、（７）および／また（９）に示されているように、パケットの存在について検出する。

パケットが検出された後で、ユニット５３０は、式（１０）において示されているように、各サンプル期間について検出値Ｃ_ｉを計算する。ユニット５３４は、各サンプルについての検出値Ｃ_ｉおよび最後のウィンドウについての平均検出値Ａ_ｋを、パケット検出の前に、受信し、そして、例えば式（１１）に示されているように、各サンプル期間についてメトリック値Ｑ_ｉを計算する。ユニット５３６は、例えば式（１２）において示されているように、メトリック値Ｑ_ｉに基づいてパケットの開始を検出し、パケットタイミングを提供し、それは、ショートおよびロングトレーニングシンボルの間の境界のサンプル期間、あるいは、パケットにおいて他のある既知ポイント、であってもよい。

ユニット５４０は、例えば式（１３）に示されているように、パケットタイミングによって決定された、特定のサンプル期間ｍについて検出値Ｄ_ｍを計算する。ユニット５４４は、例えば式（１４）に示されているように、Ｄ_ｍの位相を決定し、そして、平均位相シフトφ_ｍを提供する。ユニット５４６は、最後のショートトレーニングシンボルから得た平均位相シフトθ_ｋと、ロングあるいはショートトレーニングシンボルのいずれかから得られた平均位相シフトφ_ｍと、を受信し、周波数補正値φ’_ｍを、例えば式（１５）に示されているように、決定する。

パケット終了検出の場合、ユニット５５０は、例えば式（１６）に示されているように、各ＯＦＤＭシンボル期間についての検出値Ｇ_ｎを計算する。ユニット５２２は、Ｓ ＯＦＤＭシンボル期間にわたって、Ｇ_ｎの移動平均を計算する。ユニット５５４は、例えば式（１７）に示されているように、各ＯＦＤＭシンボル期間について、スレッシュホールドＧ_ＴＨ、ｎを計算する。ユニット５５６は、上で説明されたとおり、検出値Ｇ_ｎおよびスレッシュホールド値Ｇ_ＴＨ、ｎに基づいてパケットの開始を検出する。

図６は、図５における、遅延−乗算−積分ユニット５１０および移動平均ユニット５１２、の設計のブロック図を示す。ユニット５１０内で、アンテナ１からのサンプルは、遅延ユニット６１０ａおよび乗算器６１４ａに提供される。遅延ユニット６１０ａは、遅延の１６サンプルを提供し、それは１つのショートトレーニングシンボルの継続時間(duration)である。ユニット６１２ａは、遅延ユニット６１０ａから受信された、各サンプルの複素共役を提供する。各サンプル期間において、乗算器６１４ａは、受信されたサンプルを、ユニット６１２ａからのサンプルで乗算し、積分器６１６ａに結果を提供する。積分器６１６ａは、各ウィンドウのスタートにおいてリセットされ、Ｎサンプル期間にわたって乗算器６１４ａから結果を積分する。それぞれの残余のアンテナからのサンプルは、アンテナ１からのサンプルと同じ方法で、処理される。加算器６１８は、すべてのＲアンテナについて積分器６１６ａから６１６ｒの出力を加算し、各ウィンドウについて検出値Ｃ_ｋを提供する。

ユニット５１２内で、遅延ユニット６２０は、Ｌによって検出値Ｃ_ｋを遅らせる、それは、Ａ_ｋについての移動平均の継続時間である。各ウィンドウについて、加算器６２２は、ユニット５１０からの検出値Ｃ_ｋを、レジスタ６２４の出力で、加算し、遅延ユニット６２０の出力をさらに差し引き、そして平均検出値Ａ_ｋを提供する。ユニット６２２および６２４は、各ウィンドウｋにおいてアップデートされる累算器(accumulator)を形成する。ユニット６２０は、先のＬウィンドウから検出値Ｃ_ｋ-Lを提供し、それは、移動平均がＬウィンドウにわたるように、現在の累積結果(current accumulation result)から差し引かれる。

ユニット６１０ａから６１０ｒについての異なる遅延および／または、積分器６１０ａから６１０ｒにおける異なる積分の長さを備えているにもかかわらず、図５のユニット５３０、５４０、および５５０は、ユニット５１０と同じ方法でインプリメントされることができる。遅延ユニット６１０ａから６１０ｒを備えていないのにもかかわらず、ユニット５２０は、ユニット５１０と同じ方法でインプリメントされることができる。ユニット６２０について異なる遅延を備えているにもかかわらず、ユニット５２２および５５２は、ユニット５１２と同じ方法でインプリメントされることができる。

図７は、図２のデモジュレータ２５６ａから２５６ｒと、数値コントロールオシレータ（ＮＣＯ）７１０と、の設計のブロック図を示す。ＮＣＯ７１０は、獲得プロセッサ２６０の一部である。ＮＣＯ７１０内で、加算器７１２は、サンプルごとの周波数補正値φ’_ｓを、例えば、図５の周波数エラー推定器５４６から、受信し、この周波数補正値を、レジスタ７１４からの現在の位相値(current phase value)で加算し、そして、レジスタ７１４にその出力を提供する。加算器７１２およびレジスタ７１４は、各サンプル期間においてアップデートされる、位相累積器を形成する。ルックアップテーブル７１６は、レジスタ７１４から現在の位相値を受信し、そして、この位相のサインおよびコサインを提供する。

一設計において、周波数補正値は、５００Ｈｚの解像度(resolution)を有しており、位相累積器は、１／４０，０００サイクルの位相解像度を有している。レジスタ７１４は、この位相解像度を達成するために、１７ビットでインプリメントされることができる。一設計において、ルックアップテーブル７１６は、０からπ／４までの５１２の異なる角度のための９ビットサインおよび９ビットコサインについての５１２×９表で、インプリメントされることができ、それは、５０ｄＢ ＳＮＲについて提供することができる。ルックアップテーブル７１６は、他のサイズで、例えば１０２４×９等で、さらにインプリメントされることができる。

各デモジュレータ２５６内で、乗算器７２２は、関連付けられたアンテナから複素値のサンプルを受信し、そのサンプルについてサインおよびコサインで各サンプルを乗算し、そして周波数補正されたサンプルを提供する。ユニット７２４は、図５のパケット開始検出器５３６から、パケットタイミングに基づいて、各ＯＦＤＭシンボルについてのガードインターバルを取り除き、そして、ＯＦＤＭシンボルについて６４サンプルを提供する。ＦＦＴユニット７２６は、ユニット７２４から６４サンプル上で６４ポイントのＦＦＴを実行し、そして、６４のサブキャリアについて６４の受信シンボルを提供する。

送信機２１０は、デジタル処理用のサンプルクロックと、アップコンバージョン用のキャリア信号と、の両方を生成するために、単一のレファレンスオシレータを使用することができる。受信機２５０におけるサンプルは、そのあと、サンプルタイミングエラー同様、周波数エラーを有することができる。周波数エラーは、上で説明されるように、推定されることができ、乗算器７２２ａから７２２ｒによって補正されることができる。サンプルタイミングエラーは、受信機２５４ａから２５４ｒ（図７には示されてはいない）からのサンプルを再サンプリングする(resampling)ことによって、補正されることができる。サンプルタイミングは補正されていない場合（図７で示されているように）、そのときは、パケットにわたって、サンプルにおけるタイミングドリフトは、ＯＦＤＭシンボルにおいて位相スロープ(phase slope)を導入する(introduces)。この位相スロープは、パケットにわたって変化する。

図８は、パケットの存在について検出するプロセス８００の設計を示す。検出値は、複数のサンプルに基づいて、例えば式（１）で示されているように、決定されることができる（ブロック８１２）。電力値は、複数のサンプルに基づいて、例えば式（２）に示されるように、さらに決定されることができる（ブロック８１４）。複数のサンプルは、ショートトレーニングシンボル用のサンプルを備えてもよく、１以上の受信アンテナからであってもよい。各検出値は、各第１セットのサンプル上で遅延−乗算−積分を実行することによって、得られることができる。各電力値は、個別の第２のセットのサンプル上で、乗算―積分を実行することによって、得られることができる。検出値は、例えば式（３）で示されているように、平均検出値を得るために、平均されることができる（ブロック８１６）。電力値は、例えば式（４）で示されているように、平均電力値を得るために、さらに平均されることができる（ブロック８１８）。パケットが存在しているかは、そのあと、平均検出値および平均電力値に基づいて決定されることができる（ブロック８２０）。

ブロック８２０の場合、メトリック値は、例えば式（５）に示されているように、平均検出値および平均電力値に基づいて、決定されることができる。一設計において、もしメトリック値がスレッシュホールド値を超える場合には、パケットの存在は宣言されうる。別の設計において、もしマルチプル（例えば２つの連続の）メトリック値がスレッシュホールド値を超える場合には、パケットの存在は、宣言されることができる。さらに別の設計において、位相シフトは、平均検出値に基づいて決定されることができ、また、パケットが存在しているかは、位相シフトにさらに基づいて決定されることができる。例えば、もし位相シフトが位相スレッシュホールドを超える場合には、いかなるパケットも存在していないということは宣言されることができる。

図９は、パケットの存在を検出する装置９００の設計を示す。装置９００は、複数のサンプルに基づいて、例えば第１セットのサンプル上で遅延−乗算−積分を実行することによって、検出値を決定するための手段（モジュール９１２）と、複数のサンプルに基づいて、例えば第２のセットのサンプル上で乗算―積分を実行することによって、電力値を決定するための手段（モジュール９１４）と、平均検出値を得るために検出値を平均するための手段（モジュール９１６）と、平均電力値を得るために電力値を平均するための手段（モジュール９１８）と、平均検出値および平均電力値に基づいて、パケットが存在するかどうかを決定するための手段（モジュール９２０）と、含む。

図１０は、パケットの開始を検出する、プロセス１０００の設計を示す。第１の検出値は、サンプルのウィンドウに基づいて、例えば式（１）および（３）で示されるようにサンプルのウィンドウ上で遅延−乗算−積分を実行することによって、決定されることができる（ブロック１０１２）。第２の検出値は、マルチプルサンプルのそれぞれについて、例えば式（１０）で示されるようにスラインディング遅延−乗算−積分を実行することによって、決定されることができる（ブロック１０１４）。第１の検出値を導き出すのに使用されたサンプルのウィンドウは、各第２の検出値を導き出すのに使用されたサンプルよりも早いかもしれない。メトリック値は、例えば式（１１）に示されているように、マルチプルサンプルについて第１の検出値および第２の検出値に基づいて計算されることができる（ブロック１０１６）。パケットの開始は、メトリック値およびスレッシュホールドに基づいて、例えば式（１２）に示されるように、決定されることができる（ブロック１０１８）。

図１１は、パケットの開始を検出する、装置１１００の設計を示す。装置１１００は、サンプルのウィンドウに基づいて、例えばサンプルのウィンドウ上で遅延−乗算−積分を実行することによって、第１の検出値を決定するための手段（モジュール１１１２）と、例えばスライディング遅延−乗算−積分を実行することによって、マルチプルサンプルのそれぞれについての第２の検出値を決定するための手段（モジュール１１１４）と、マルチプルサンプルについての第１の検出値および第２の検出値に基づいてメトリック値を計算するための手段（モジュール１１１６）と、メトリック値およびスレッシュホールドに基づいてパケットの開始を決定するための手段（モジュール１１１８）と、含む。

図１２は、周波数補正のためのプロセス１２００の設計を示す。パケットについての粗周波数エラー推定は、式（１）、（３）、および（８）において示されるように、例えば第１の複数のサンプル上で遅延−乗算−積分を実行することによって得られた、少なくとも１つの第１の検出値に基づいて、導き出される可能性がある（ブロック１２１２）。パケットについての良質周波数エラー推定は、式（１３）および（１４）において示されるように、例えば第２の複数のサンプル上で遅延−乗算−積分を実行することによって得られた、第２の検出値に基づいて、導き出される可能性がある（ブロック１２１４）。少なくとも１つの第１の検出値についての遅延−乗算−積分は、第１の遅延、例えば１６サンプル、に基づくことができる。第２の検出値についての遅延−乗算−積分は、より正確で良質周波数エラー推定を得るために、第１の遅延よりも長い、第２の遅延（例、６４サンプル）に基づくことができる。第１の複数のサンプルは、ショートトレーニングシンボルについてのサンプルを備えることができる。第２の複数のサンプルは、ショートおよび／またはロングトレーニングシンボルについてのサンプルを備えることができる。

パケットについての周波数補正値は、粗および良質周波数エラー推定に基づいて、例えば、良質周波数エラー推定における位相あいまい性を解決するために、粗周波数エラー推定を使用することによって、導き出される可能性がある（ブロック１２１６）。例えば、第１の位相値は、粗周波数エラー推定に基づいて得られることができ、第２の位相値は、良質周波数エラー推定に基づいて得られることができ、第１の位相値は、第２の位相値におけるあいまい性を解決するために使用されることができ、また、あいまい性が解決された第２の位相値は、周波数補正値として提供されることができる。パケットについてのサンプルの周波数は、周波数補正値に基づいて補正されることができる（ブロック１２１８）。

図１３は、周波数補正のための装置１３００の設計を示す。装置１３００は、パケットについて粗周波数エラー推定を、例えば第１の複数のサンプル上で遅延−乗算−積分を実行することによって得られた、少なくとも１つの第１の検出値に基づいて、導き出すための手段（モジュール１３１２）と、パケットについて良質周波数エラー推定を、例えば第２の複数のサンプル上で遅延−乗算−積分を実行することによって得られた、第２の検出値に基づいて、導き出すための手段（モジュール１３１４）と、粗および良質周波数エラー推定に基づいて、例えば良質周波数エラー推定における位相あいまい性を解決するために粗周波数エラー推定を使用することによって、パケットについての周波数補正値を導き出すための手段（モジュール１３１６）と、周波数補正値に基づいてパケットについてのサンプルの周波数を補正するための手段（ブロック１３１８）と、を含む。

図１４は、パケットの終了について検出するプロセス１４００の設計を示す。検出値は、式（１６）で示されているように、マルチプルシンボル期間のそれぞれについて、例えばガードインターバルをシンボル期間における対応する有用な部分で相互関連づけることによって、決定されることができる（ブロック１４１２）。一般に、伝送シンボルのいずれのコピーされた部分は、そのシンボルについての検出値を得るためにオリジナル部分で相互関連づけられることができる。スレッシュホールド値は、式（１７）で示されているように、例えば現在のシンボル期間に至るまでのＳシンボル期間について(for S symbol periods up to the current symbol period)、Ｓ検出値の移動平均に基づいて、決定されることができる（ブロック１４１４）。パケットの終了は、マルチプルシンボル期間についての検出値およびスレッシュホールド値に基づいて、決定されることができる（ブロック１４１６）。一設計において、検出値は、各シンボル期間においてスレッシュホールド値に対して、比較されることができ、スレッシュホールド値は、スレッシュホールド値よりも少ない検出値であるシンボル期間の後、フリーズする可能性があり、また、パケットの終了は、もし次のシンボル期間についての検出値がスレッシュホールド値よりも少ない場合、宣言されうる。

図１５は、パケットの終了について検出する装置１５００の設計を示す。装置１５００は、例えば対応する有用な部分でガードインターバルを相互関連づけることによって、マルチプルシンボル期間のそれぞれについての検出値を決定するための手段（モジュール１５１２）と、例えば、現在のシンボル期間にいたるまでのＳシンボル期間について、Ｓ検出値の移動平均に基づいて、各シンボル期間についてのスレッシュホールド値を決定するための手段（モジュール１５１４）と、マルチプルシンボル期間について、検出値およびスレッシュホールド値に基づいてパケットの終了を決定するための手段（モジュール１５１６）と、を含む。

図１６は、パケットを処理するためのプロセス１６００の設計を示す。第１の検出値Ｃ_ｋは、第１の複数のサンプルに基づいて決定されることができる（ブロック１６１２）。電力値Ｐ_ｋは、第１の複数のサンプルに基づいて、決定されることができる（ブロック１６１４）。パケットが存在するかどうかは、検出値および電力値に基づいて決定されることができる（ブロック１６１６）。第２の検出値Ｃ_ｉは、第２の複数のサンプルに基づいて決定されることができる（ブロック１６１８）。パケットの開始は、第１および第２の検出値に基づいて、決定されることができる（ブロック１６２０）。第３の検出値Ｄ_ｍは、第３の複数のサンプルに基づいて、決定されることができる（ブロック１６２２）。パケットの周波数エラーは、第１および第３の検出値に基づいて推定されることができる（ブロック１６２４）。第４の検出値Ｇ_ｎは、第４の複数のサンプルに基づいて決定されることができる（ブロック１６２６）。パケットの終了は、第４の検出値に基づいて決定されることができる（ブロック１６２８）。

図１７は、パケットを処理するための装置１７００の設計を示す。装置１７００は、第１の複数のサンプルに基づいて第１の検出値Ｃ_ｋを決定するための手段（モジュール１７１２）と、第１の複数のサンプルに基づいて電力値Ｐ_ｋを決定するための手段（モジュール１７１４）と、検出値および電力値に基づいてパケットが存在するかどうかを決定するための手段（モジュール１７１６）と、第２の複数のサンプルに基づいて第２の検出値Ｃ_ｉを決定するための手段（モジュール１７１８）と、第１および第２の検出値に基づいてパケットの開始を決定するための手段（モジュール１７２０）と、第３の複数のサンプルに基づいて第３の検出値Ｄ_ｍを決定するための手段（モジュール１７２２）と、第１および第３の検出値に基づいてパケットの周波数エラーを推定するための手段（モジュール１７２４）と、第４の複数のサンプルに基づいて第４の検出値Ｇ_ｎを決定するための手段（モジュール１７２６）と、第４の検出値に基づいてパケットの終了を決定するための手段（モジュール１７２８）と、を含む。

図９、１１、１３、１５および１７は、プロセッサ、電子デバイス、ハードウェアデバイス、電子コンポーネント、論理回路(logical circuits)、メモリ等、あるいはそれらのいずれの組み合わせを備えることができる。

上で説明される遅延−乗算−積分技術は、良質の検出パフォーマンスを提供することができ、そして、無線環境においてマルチパスによって影響を受けない。別の設計においては、パケット検出は、既知サンプルとの相関に基づいて実行される。この設計においては、受信サンプルは、異なる時間オフセットにおいてショートトレーニングシンボルについての知られたサンプルと、相互に関連がある。異なるマルチパスに対応することができる、第１のスレッシュホールドを超えている検出値は、最後の検出値を得るために組み合わされることができる。最後の検出値は、そのあとで、パケットの存在を検出するために第２のスレッシュホールドと、比較されることができる。強い検出値をもたらすタイムオフセットは、パケットの開始を決定するために使用されることができる。

ここに説明された技術は、様々な手段によってインプリメントされることができる。例えば、これらの技術はハードウェア、ファームウェア、ソフトウェアあるいはそれらの組み合わせでインプリメントされることができる。ハードウェアのインプリメンテーションに関しては、その技術を実行するのに用いられる処理ユニットは、１あるいはそれ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣｓ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰｓ）、デジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤｓ）、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤｓ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、ここに説明された機能を実行するように設計された他の電子ユニット、コンピュータ、あるいはこれらの組み合わせでインプリメントされることができる。

ファームウェアおよび／またはソフトウェアのインプリメンテーションに関して、技術は、ここに説明された機能を実行するモジュール（例えばプロシージャ、機能等）でインプリメントされることができる。ファームウェアおよび／またはソフトウェアのインストラクションは、メモリ（例、図２におけるメモリ２７２）において保存されることができ、そして、プロセッサ（例、プロセッサ２６０あるいは２７０）によって実施されることができる。メモリは、プロセッサ内であるいはプロセッサの外でインプリメントされることができる。ファームウェアおよび／またはソフトウェアのインストラクションはまた、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、不揮発性ランダムアクセスメモリ（ＮＶＲＡＭ）、プログラマブル読み出し専用メモリ（ＰＲＯＭ）、電子的消去可能ＰＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ）フラッシュメモリ、コンパクトディスク（ＣＤ）、磁気あるいは光学データ記憶装置、等に保存されることができる。

本開示の、以上の説明は、いずれの当業者も本開示を作り、使用することができるように提供される。本開示に対する様々な修正は、当業者にとって容易に明らかであろう、そして、ここにおいて定義された包括的な原理は、本開示の精神あるいは範囲から逸脱することなく、他の変形に適用されることができる。したがって、本開示は、ここに説明された例に限定されるようには意図されておらず、ここに開示された原理および新規な特徴に整合する最も広い範囲が与えられるべきである。
以下に、本願出願の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［Ｃ１］
複数のサンプルに基づいて検出値を決定するように、前記複数のサンプルに基づいて電力値を決定するように、平均検出値を得るために前記検出値を平均するように、平均電力値を得るために前記電力値を平均するように、そして、前記平均検出値および前記平均電力値に基づいてパケットが存在するかどうかを決定するように、構成されたプロセッサと、
前記プロセッサに結合されたメモリと、
を備えている装置。
［Ｃ２］
前記プロセッサは、マルチプルアンテナから前記複数のサンプルを受信するように、前記マルチプルアンテナから個別の第１セットのサンプルに基づいて各検出値を決定するように、そして、前記マルチプルアンテナから個別の第２セットのサンプルに基づいて各電力値を決定するように、構成されている、Ｃ１に記載の装置。
［Ｃ３］
前記プロセッサは、前記検出値を得るためにサンプルのウィンドウ上で遅延−乗算−積分を実行するように構成されている、Ｃ１に記載の装置。
［Ｃ４］
前記プロセッサは、対応する遅延されたサンプルで、サンプルのウィンドウにおいて各サンプルを乗算するように、そして、前記ウィンドウについて検出値を得るために、前記ウィンドウにおいてすべてのサンプルについての前記の乗算の結果を積分するように、構成されている、Ｃ３に記載の装置。
［Ｃ５］
前記プロセッサは、前記平均検出値および前記平均電力値に基づいてメトリック値を決定するように、また、もしメトリック値がスレッシュホールド値を超える場合にはパケットは存在すると宣言するように、構成されている、Ｃ１に記載の装置。
［Ｃ６］
前記プロセッサは、前記平均検出値および前記平均電力値に基づいてメトリック値を決定するように、また、もしマルチプルメトリック値がスレッシュホールド値を超える場合にはパケットは存在すると宣言するように、構成されている、Ｃ１に記載の装置。
［Ｃ７］
前記プロセッサは、前記平均検出値に基づいて位相シフトを決定するように、そして、さらに前記位相シフトに基づいてパケットが存在しているかを決定するように、構成されている、Ｃ１に記載の装置。
［Ｃ８］
前記プロセッサは、もし位相シフトが位相スレッシュホールドを超える場合にはパケットは存在していないと宣言するように構成されている、Ｃ７に記載の装置。
［Ｃ９］
前記複数のサンプルは、ショートトレーニングシンボルについてのサンプルを備えている、Ｃ１に記載の装置。
［Ｃ１０］
前記プロセッサは、前記電力値に基づいて受信機利得を調整するように構成されている、Ｃ１に記載の装置。
［Ｃ１１］
複数のサンプルに基づいて検出値を決定することと、
前記複数のサンプルに基づいて電力値を決定することと、
平均検出値を得るために前記検出値を平均することと、
平均電力値を得るために前記電力値を平均することと、
前記平均検出値および前記平均電力値に基づいてパケットが存在するかどうかを決定することと、
を備えている方法。
［Ｃ１２］
前記検出値を前記決定することは、
前記検出値を得るためにサンプルのウィンドウ上で遅延−乗算−積分を実行することを備えている、
Ｃ１１に記載の方法。
［Ｃ１３］
パケットが存在するかどうかを前記決定することは、
前記平均検出値および前記平均電力値に基づいてメトリック値を決定することと、
もし少なくとも１つのメトリック値がスレッシュホールド値を超える場合には、パケットが存在するかどうかを宣言することと、
を備えている、
Ｃ１１に記載の方法。
［Ｃ１４］
パケットが存在するかどうかを前記決定することは、
前記平均検出値に基づいて位相シフトを決定することと、
さらに前記位相シフトに基づいてパケットが存在するかどうかを決定することと、
を備えている、
Ｃ１１に記載の方法。
［Ｃ１５］
複数のサンプルに基づいて検出値を決定するための手段と、
前記複数のサンプルに基づいて電力値を決定するための手段と、
平均検出値を得るために前記検出値を平均するための手段と、
前記平均検出値および前記平均電力値に基づいて、パケットが存在するかどうかを決定するための手段と、
を備えている装置。
［Ｃ１６］
前記検出値を決定するための前記手段は、
前記検出値を得るために、サンプルのウィンドウ上で遅延−乗算−積分を実行するための手段を備えている、
Ｃ１５に記載の装置。
［Ｃ１７］
パケットが存在するかどうかどうかを決定するための前記手段は、
前記平均検出値と前記平均電力値に基づいてメトリック値を決定するための手段と、 もし少なくとも１つのメトリック値がスレッシュホールド値を超える場合にはパケットは存在すると宣言するための手段と、
を備えている、
Ｃ１５に記載の装置。
［Ｃ１８］
パケットが存在するかどうかを決定するための前記手段は、
前記平均検出値に基づいて位相シフトを決定するための手段と、
さらに前記位相シフトに基づいてパケットが存在するかどうかを決定するための手段と、
を備えている、
Ｃ１５に記載の装置。
［Ｃ１９］
サンプルのウィンドウに基づいて第１の検出値を決定するように、マルチプルサンプルのそれぞれについての第２の検出値を決定するように、そして、前記マルチプルサンプルについて前記第１の検出値および第２の検出値に基づいてパケットの開始を決定するように、構成されたプロセッサと、
前記プロセッサに結合されたメモリと、
を備えている装置。
［Ｃ２０］
前記プロセッサは、前記第１の検出値を得るためにサンプルの前記ウィンドウ上で遅延−乗算−積分を実行するように、そして、前記マルチプルサンプルのそれぞれについての前記第２の検出値を得るためにスライディング遅延−乗算−積分を実行するように、構成されている、Ｃ１９に記載の装置。
［Ｃ２１］
前記第１の検出値を導き出すように使用されたサンプルの前記ウィンドウは、各第２の検出値を導き出すのに使用されたサンプルよりも早い、Ｃ２０に記載の装置。
［Ｃ２２］
前記プロセッサは、前記第１の検出値および前記第２の検出値に基づいてメトリック値を計算するように、そして、前記メトリック値およびスレッシュホールドに基づいて前記パケットの前記開始を決定するように、構成されている、Ｃ１９に記載の装置。
［Ｃ２３］
サンプルのウィンドウに基づいて第１の検出値を決定することと、
マルチプルサンプルのそれぞれについて第２の検出値を決定することと、
前記マルチプルサンプルについて前記第１の検出値と第２の検出値に基づいてパケットの開始を決定することと、
を備えている方法。
［Ｃ２４］
前記パケットの前記開始を決定することは、
前記第１の検出値および前記第２の検出値に基づいてメトリック値を計算することと、 前記メトリック値およびスレッシュホールドに基づいて前記パケットの前記開始を決定することと、
を備えている、
Ｃ２３に記載の方法。
［Ｃ２５］
パケットについての粗周波数エラー推定を導き出すように、前記パケットについて良質周波数エラー推定を導き出すように、前記粗および良質周波数エラー推定に基づいて前記パケットについて周波数補正値を導き出すように、前記周波数補正値に基づいて前記パケットについてサンプルの周波数を補正するように、構成されたプロセッサと、
前記プロセッサに結合されたメモリと、
を備えている装置。
［Ｃ２６］
前記プロセッサは、少なくとも１つの第１の検出値を得るために第１の複数のサンプル上で遅延−乗算−積分を実行するように、前記少なくとも１つの第１の検出値に基づいて前記粗周波数エラー推定を導き出すように、第２の検出値を得るために第２の複数のサンプル上で遅延−乗算−積分を実行するように、そして、前記第２の検出値に基づいて前記良質周波数エラー推定を導き出すように、構成されている、Ｃ２５に記載の装置。
［Ｃ２７］
前記プロセッサは、前記少なくとも１つの第１の検出値を得るために第１の遅延で遅延−乗算−積分を実行するように、そして、前記第２の検出値を得るために前記第１の遅延よりも大きい第２の遅延で遅延−乗算−積分を実行するように、構成されている、Ｃ２６に記載の装置。
［Ｃ２８］
前記プロセッサは、前記良質周波数エラー推定における位相あいまい性を解決するために、前記粗周波数エラー推定を使用するように、構成されている、Ｃ２５に記載の装置。
［Ｃ２９］
前記プロセッサは、前記粗周波数エラー推定に基づいて第１の位相値を得るように、前記良質周波数エラー推定に基づいて第２の位相値を得るように、前記第２の位相値においてあいまい性を解決するために前記第１の位相値を使用するように、そして、前記周波数補正値として、前記あいまい性が解決された第２の位相値を提供するように、構成されている、Ｃ２５に記載の装置。
［Ｃ３０］
前記第１の複数のサンプルは、ショートトレーニングシンボルについてのサンプルを備えており、また、前記第２の複数のサンプルは、ロングトレーニングシンボルについてのサンプルを備えている、Ｃ２５に記載の装置。
［Ｃ３１］
前記第１および第２の複数のサンプルは、それぞれショートトレーニングシンボルについてのサンプルを備えている、Ｃ２５に記載の装置。
［Ｃ３２］
パケットについての粗周波数エラー推定を導き出すことと、
前記パケットについての良質周波数エラー推定を導き出すことと、
前記粗および良質周波数エラー推定に基づいて、前記パケットについての周波数補正値を導き出すことと、
前記周波数補正値に基づいて前記パケットについてのサンプルの周波数を補正することと、
を備えている方法。
［Ｃ３３］
前記粗周波数エラー推定を前記導き出すことは、
少なくとも１つの第１検出値を得るために第１の複数のサンプル上で遅延−乗算−積分を実行することと、
前記少なくとも１つの第１の検出値に基づいて前記粗周波数エラー推定を導き出すことと、
を備えており、また、前記良質周波数エラー推定を前記導き出すことは、
第２の検出値を得るために第２の複数のサンプル上で遅延−乗算−積分を実行することと、
前記第２の検出値に基づいて前記良質周波数エラー推定導き出すことと、
を備えている、
Ｃ３２に記載の方法。
［Ｃ３４］
前記周波数補正値を前記導き出すことは、
前記良質周波数エラー推定における位相あいまい性を解決するために、前記粗周波数エラー推定を使用することを備えている、Ｃ３２に記載の方法。
［Ｃ３５］
マルチプルシンボル期間のそれぞれについての検出値を決定するように、そして、前記マルチプルシンボル期間についての複数の検出値に基づいてパケットの終了を検出するように、構成されたプロセッサと、
前記プロセッサに結合されたメモリと、
を備えている装置。
［Ｃ３６］
前記プロセッサは、前記シンボル期間において、対応する便利な部分でガードインターバルを相互関連づけることによって、各シンボル期間についての前記検出値を決定するように構成されている、Ｃ３５に記載の装置。
［Ｃ３７］
前記プロセッサは、現在のシンボル期間に至るまでのＳシンボル期間について、Ｓ検出値の平均に基づいて各シンボル期間についてのスレッシュホールド値を決定するように構成されており、Ｓは１あるいはそれより大きい場合、前記マルチプルシンボル期間についての前記検出値およびスレッシュホールド値に基づいて前記パケットの前記終了を検出するように構成されている、Ｃ３５に記載の装置。
［Ｃ３８］
前記プロセッサは、各シンボル期間において前記スレッシュホールド値に対して前記検出値を比較するように、前記検出値が前記スレッシュホールド値よりも少ないシンボル期間の後で前記スレッシュホールド値をフリーズするように、そして、もし次のシンボル期間についての前記検出値が前記スレッシュホールド値よりも少ない場合には前記パケットの前記終了を宣言するように、構成されている、Ｃ３７に記載の装置。
［Ｃ３９］
マルチプルシンボル期間のそれぞれについての検出値を決定することと、
前記マルチプルシンボル期間について検出値に基づいてパケットの終了を検出することと、
を備えている方法。
［Ｃ４０］
前記パケットの前記終了を前記検出することは、
Ｓが１あるいはそれより大きい場合、現在のシンボル期間に至るまでのＳシンボル期間について、Ｓ検出値の平均に基づいて各シンボル期間についてのスレッシュホールド値を決定することと、
前記マルチプルシンボル期間についての前記検出値およびスレッシュホールド値に基づいて、前記パケットの前記終了を検出することと、
を備えている、
Ｃ３９に記載の方法。
［Ｃ４１］
前記パケットの前記終了を前記検出することは、
各シンボル期間において前記スレッシュホールド値に対して前記検出値を比較することと、
前記検出値が前記スレッシュホールド値よりも少ないシンボル期間の後で前記スレッシュホールド値をフリーズすることと、
もし次のシンボル期間についての前記検出値が前記スレッシュホールド値よりも少ない場合、前記パケットの前記終了を宣言することと、
を備えている、
Ｃ４０に記載の方法。
［Ｃ４２］
第１の複数のサンプルに基づいて第１の検出値を決定するように、前記第１の複数のサンプルに基づいて電力値を決定するように、前記第１の検出値および前記電力値に基づいてパケットが存在するかどうかを決定するように、第２の複数のサンプルに基づいて第２の検出値を決定するように、そして、前記第１および第２の検出値に基づいて前記パケットの開始を決定するように、構成されたプロセッサと、
前記プロセッサに結合されたメモリと、
を備えている装置。
［Ｃ４３］
前記プロセッサは、第３の複数のサンプルに基づいて第３の検出値を決定するように、そして、前記第１および第３の検出値に基づいて前記パケットの周波数エラーを推定するように、構成されている、Ｃ４２に記載の装置。
［Ｃ４４］
前記プロセッサは、第４の複数のサンプルに基づいて第４の検出値を決定するように、また、前記第４の検出値に基づいて前記パケットの終了を決定するように、構成されている、Ｃ４３に記載の装置。
［Ｃ４５］
第１の複数のサンプルに基づいて第１の検出値を決定することと、
前記第１の複数のサンプルに基づいて電力値を決定することと、
前記第１の検出値および前記電力値に基づいてパケットが存在するかどうかを決定することと、
第２の複数のサンプルに基づいて第２の検出値を決定することと、
前記第１および第２の検出値に基づいて前記パケットの開始を決定することと、
を備えている方法。
［Ｃ４６］
第３の複数のサンプルに基づいて第３の検出値を決定することと、そして、前記第１および第３の検出値に基づいて前記パケットの周波数エラーを推定することと、
をさらに備えているＣ４５に記載の装置。
［Ｃ４７］
第４の複数のサンプルに基づいて第４の検出値を決定することと、そして前記第４の検出値に基づいて前記パケットの終了を決定することと、
をさらに備えているＣ４６に記載の方法。

Claims (6)

1. マルチプルシンボル期間のそれぞれについての検出値を決定し、前記マルチプルシンボル期間についての複数の検出値に基づいてパケットの終了を検出するように、構成されたプロセッサと、
   前記プロセッサに結合されたメモリと、
   を備え、
   各シンボル期間は有用な部分のサンプルと当該有用な部分の一部のコピーであるガードインターバルのサンプルとを含み、
   前記プロセッサは、前記シンボル期間において、ガードインターバルのサンプルと当該ガードインターバルのサンプルに対応する前記有用な部分のサンプルとを相関させることによって、各シンボル期間についての前記検出値を決定するように構成されている、装置。
2. 前記プロセッサは、現在のシンボル期間に至るまでのＳシンボル期間について、Ｓ検出値の平均に基づいて各シンボル期間についてのスレッシュホールド値を決定するように構成されており、Ｓは１あるいはそれより大きい場合、前記マルチプルシンボル期間についての前記検出値およびスレッシュホールド値に基づいて前記パケットの前記終了を検出するように構成されている、請求項１に記載の装置。
3. 前記プロセッサは、各シンボル期間において前記スレッシュホールド値に対して前記検出値を比較し、前記検出値が前記スレッシュホールド値よりも少ないシンボル期間の後で前記スレッシュホールド値を更新せず、次のシンボル期間についての前記検出値が前記スレッシュホールド値よりも少ない場合には前記パケットの前記終了を宣言するように、構成されている、請求項２に記載の装置。
4. マルチプルシンボル期間のそれぞれについての検出値を決定することと、
   前記マルチプルシンボル期間について検出値に基づいてパケットの終了を検出することと、
   を備え、
   各シンボル期間は有用な部分のサンプルと当該有用な部分の一部のコピーであるガードインターバルのサンプルとを含み、
   前記決定することは、前記シンボル期間において、ガードインターバルのサンプルと当該ガードインターバルのサンプルに対応する前記有用な部分のサンプルとを相関させることによって、各シンボル期間についての前記検出値を決定することを含む、方法。
5. 前記パケットの前記終了を前記検出することは、
   Ｓが１あるいはそれより大きい場合、現在のシンボル期間に至るまでのＳシンボル期間について、Ｓ検出値の平均に基づいて各シンボル期間についてのスレッシュホールド値を決定することと、
   前記マルチプルシンボル期間についての前記検出値およびスレッシュホールド値に基づいて、前記パケットの前記終了を検出することと、
   を備えている、
   請求項４に記載の方法。
6. 前記パケットの前記終了を前記検出することは、
   各シンボル期間において前記スレッシュホールド値に対して前記検出値を比較することと、
   前記検出値が前記スレッシュホールド値よりも少ないシンボル期間の後で前記スレッシュホールド値を更新しないことと、
   次のシンボル期間についての前記検出値が前記スレッシュホールド値よりも少ない場合、前記パケットの前記終了を宣言することと、
   を備えている、
   請求項５に記載の方法。

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