JP5434530B2 - 光変調器駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、光変調器駆動回路に関するものである。

ＥＭＬ（Electroabsorption Modulated Laser）は、半導体レーザに電界吸収型変調器（ＥＡ変調器）が集積された素子である。これを駆動するためのＥＭＬ駆動回路においては、変調ドライバとＥＡ変調器との間をＡＣ結合させた回路が用いられる。また、ＥＡ変調器に対して、変調ドライバと並列に負電圧バイアス回路が設けられる。ＥＭＬと負電圧バイアス回路との間には、変調ドライバからの変調電気信号が負電圧バイアス回路に流入することを抑制するために、インダクタが設けられる。

このインダクタは、サイズが大きくなるほどインダクタンスが大きくなるが、搭載できるインダクタのサイズには上限があるため、その特性を上回る低い周波数帯域に対しては、インピーダンスが低くなってしまう。このため、インダクタを通過してしまう低周波帯域の信号は、ＥＡ変調器に十分にかけることができない。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、サイズの大きなインダクタを用いずにバイアス電圧の不安定性が解消された光変調器駆動回路を提供することを目的とする。

本発明に係る光変調器駆動回路は、光変調器に対して変調信号を供給する変調回路と、光変調器に対して並列に接続された終端抵抗と、光変調器に対して変調回路と並列に接続された直流バイアスラインと、直流バイアスラインと変調回路との間に接続されたインダクタと、直流バイアスライン上で駆動されるトランジスタおよび直流バイアスラインからのフィードバック経路を有するバイアス回路と、フィードバック経路上に設けられたローパスフィルタと、を有し、バイアス回路の遮断帯域の低域側端の周波数は、インダクタと終端抵抗とにより決定される阻止帯域の低域側端の周波数よりも低いことを特徴とするものである。本発明に係る光変調器駆動回路においては、ローパスフィルタのカットオフ周波数以上の周波数成分に対しては、フィードバックがかからなくなり、負電圧バイアス回路のインピーダンスが高くなる。したがって、サイズの大きなインダクタを用いなくても、変調回路からの変調電気信号の負電圧バイアス回路への流入を抑制することができる。

バイアス回路は、基準入力端子とフィードバック経路が接続される比較入力端子とを備えたオペアンプを有し、ローパスフィルタは、オペアンプの出力とトランジスタの制御端子との間に設けられていてもよい。バイアス回路は、基準入力端子とフィードバック経路が接続される比較入力端子とを備えたオペアンプを有し、ローパスフィルタは、直流バイアスラインとオペアンプの比較入力端子との間に設けられていてもよい。ローパスフィルタを設けたことによるバイアス回路の遮断帯域の高域側端の周波数は、インダクタの阻止帯域の低域側端の周波数よりも高いことが好ましい。

本発明に係る光変調器駆動回路によれば、サイズの大きなインダクタを用いずにバイアス電圧の不安定性を解消することができる。

実施例１に係る半導体レーザ駆動回路の構成を示す回路図である。 負電圧バイアス回路の構成例を示す図である。 比較例１に係る半導体レーザ駆動回路の構成を示す回路図である。 比較例１および実施例１の周波数特性について説明するための図である。 比較例１に係る負電圧バイアス回路を用いた場合および実施例１に係る負電圧バイアス回路を用いた場合のＥＡ変調器に印加される変調電気信号のゲイン周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。

以下、本発明を実施するための最良の形態を説明する。

図１は、実施例１に係る半導体レーザ駆動回路１００の構成を示す回路図である。半導体レーザ駆動回路１００は、ＣＷＬＤ駆動回路１０、変調回路２０、負電圧バイアス回路３０、およびＥＭＬモジュール４０を含む。なお、変調回路２０および負電圧バイアス回路３０は、変調器駆動回路として機能する。

ＣＷＬＤ駆動回路１０は、ＥＭＬモジュール４０の半導体レーザ１を駆動するための駆動回路であり、直流電源回路である。ＣＷＬＤ駆動回路１０は、入力されたデジタル信号をアナログ電流に変換するＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器１１からのアナログ電流に応じて、半導体レーザ１に直流の駆動電流を供給する。

変調回路２０は、変調電気信号を生成し、キャパシタ５１を介してＥＡ変調器２に供給するドライバである。変調回路２０は、差動増幅器からなる。変調回路２０は、差動の入力変調信号を増幅し、キャパシタ５２および抵抗５３を介して反転出力信号を接地させるとともに、キャパシタ５１を介して非反転出力信号をＥＭＬモジュール４０のＥＡ変調器２に入力する。なお、変調回路２０の非反転出力信号にはインダクタＬ２を介して直流電圧が印加され、変調回路２０の反転出力信号にはインダクタＬ３を介して直流電圧が印加される。

負電圧バイアス回路３０は、ＥＭＬモジュール４０に対して変調回路２０と並列に接続され、ＥＡ変調器２に印加する直流のバイアス電圧を発生する。したがって、負電圧バイアス回路３０からＥＭＬモジュール４０までのラインは、直流バイアスラインとして機能する。なお、変調回路２０からの変調電気信号の負電圧バイアス回路３０への流入を抑制するために、負電圧バイアス回路３０とＥＭＬモジュール４０との間に、インダクタＬ１が挿入されている。

負電圧バイアス回路３０は、ローパスフィルタ３１、オペアンプ３２、ＮＰＮトランジスタ３３、および抵抗３４を含む。ＮＰＮトランジスタ３３は、直流バイアスライン上で作動する。ローパスフィルタ３１およびオペアンプ３２は直列接続されており、ＮＰＮトランジスタ３３のベース端子に接続されている。ローパスフィルタ３１およびオペアンプ３２の順序は、特に限定されない。また、ＮＰＮトランジスタ３３のコレクタ端子は、インダクタＬ１に接続されるとともに、ローパスフィルタ３１およびオペアンプ３２に接続される。それにより、ローパスフィルタ３１、オペアンプ３２およびＮＰＮトランジスタ３３によってフィードバック経路が形成される。ＮＰＮトランジスタ３３のエミッタ端子は、抵抗３４を介して負電源に接続されている。

ＥＭＬモジュール４０は、半導体レーザ１およびＥＡ変調器２を含む。これらの半導体レーザ１およびＥＡ変調器２は、集積され一体化された構造を有している。なお、半導体レーザ１およびＥＡ変調器２は、独立していてもよい。半導体レーザ１は、ＣＷＬＤ駆動回路１０から供給される駆動電流に応じた強度の光を出力する。この出力光は、ＥＡ変調器２に入力される。ＥＡ変調器２は、変調回路２０から入力される変調電気信号に応じて半導体レーザ１の出力光を吸収することによって、強度変調された光信号を出力する。半導体レーザ１およびＥＡ変調器２の各カソード端子は、接地されている。ＥＡ変調器２と電気的に並列接続された抵抗３は、変調回路２０から供給される変調電気信号をインピーダンス整合するための終端抵抗である。

本実施例によれば、負電圧バイアス回路３０に設けたローパスフィルタ３１のカットオフ周波数以上の周波数成分に対しては、ＮＰＮトランジスタ３３のベース端子にフィードバックがかからなくなる。そのため、インダクタＬ１を通過してしまう低周波帯域に対し、負電圧バイアス回路３０は高インピーダンスになり、変調回路２０から負電圧バイアス回路３０側へ漏洩する変調電気信号（ロス）が低減される。

本実施例によれば、低周波帯域における負電圧バイアス回路のインピーダンスが高くなることから、サイズの大きなインダクタが必要なく、装置の小型化を図ることができる。また、サイズの大きなインダクタを用いないことから、半導体レーザ駆動回路１００内に他の部品を追加する余裕を生むことができるため、例えば半導体レーザ１の駆動回路にインダクタを追加して、駆動電流の安定化を図ることもできる。

図２（ａ）および図２（ｂ）は、負電圧バイアス回路３０の構成例を示す図である。図２（ａ）に示すように、ローパスフィルタ３１は、フィードバック経路において、オペアンプ３２よりも後段に配置されていてもよい。すなわち、ローパスフィルタ３１は、オペアンプ３２の出力端子とＮＰＮトランジスタ３３のベース端子との間に配置されていてもよい。

ローパスフィルタ３１は、フィードバック経路上の抵抗３６と、抵抗３６から分岐して接地されるキャパシタ３７とを含む。ローパスフィルタ３１のカットオフ周波数は、抵抗３６の抵抗値およびキャパシタ３７の容量に応じて決定される。ローパスフィルタ３１のカットオフ周波数以上の周波数成分は、キャパシタ３７を介して接地される。フィードバック信号は、オペアンプ３２のプラス入力端子に入力される。また、外部の負電源からの制御信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器３５からのアナログ信号（設定値）は、オペアンプ３２のマイナス入力端子に入力される。図２（ａ）の構成例では、ローパスフィルタ３１によって遮断される周波数成分に対しては、フィードバックがかからなくなり、ＥＭＬモジュール４０からみて負電圧バイアス回路３０のインピーダンスが高くなる。

図２（ｂ）に示すように、ローパスフィルタ３１は、フィードバック経路において、オペアンプ３２よりも前段に配置されていてもよい。すなわち、ローパスフィルタ３１は、ＮＰＮトランジスタ３３のコレクタ端子とオペアンプ３２のプラス入力端子との間に配置されていてもよい。図２（ｂ）の構成例では、フィードバック信号がローパスフィルタ３１に入力されることから、ローパスフィルタ３１によって遮断される周波数成分に対しては、フィードバックがかからなくなり、負電圧バイアス回路３０のインピーダンスが高くなる。

以下、本実施例に係る負電圧バイアス回路３０の効果について、さらに詳細に述べる。図３は、比較例１に係る半導体レーザ駆動回路１０１の構成を示す回路図である。半導体レーザ駆動回路１０１が図１の半導体レーザ駆動回路１００と異なる点は、負電圧バイアス回路３０の代わりに、負電圧バイアス回路３０ａが備わっている点である。負電圧バイアス回路３０ａにおいては、ＮＰＮトランジスタ３３のコレクタ端子とオペアンプ３２のプラス入力端子とが接続されるとともに、オペアンプ３２の出力端子とＮＰＮトランジスタ３３のベース端子とが接続されることによってフィードバック経路が形成され、このフィードバック経路にはローパスフィルタ３１が設けられていない。なお、このフィードバック経路によって、ＮＰＮトランジスタ３３のコレクタ端子の電圧が一定に制御される定電圧回路が形成される。

図４（ａ）および図４（ｂ）は、比較例１（従来例）のＥＡ変調器２に印加される電圧振幅周波数特性について説明するための図である。図４（ａ）および図４（ｂ）において、横軸は変調電気信号の周波数を示し、縦軸はＥＡ変調器２に印加される変調電気信号の振幅を示す。したがって、縦軸の値が大きいほど負電圧バイアス回路への変調電気信号の流入が抑制されており、縦軸の値が小さいほど負電圧バイアス回路へ変調電気信号が流入していることになる。なお、横軸および縦軸の両方とも、対数で表されている。図４（ａ）は比較例１の周波数特性を示し、図４（ｂ）は実施例１の周波数特性を示す。

まず、比較例１について述べる。ＮＰＮトランジスタ３３のコレクタ部は本来的には、高いインピーダンスを有している。しかしながら、比較例１においては、インダクタＬ１で遮断されない低周波成分が負電圧バイアス回路３０のフィードバック経路に流入する。このため、ＮＰＮトランジスタ３３はインダクタＬ１で遮断されない低周波成分で駆動されることになり、ＥＭＬモジュール４０からみると、低周波帯域における負電圧バイアス回路３０ａのインピーダンスが低くなってしまう。したがって、図４（ａ）に示すように、ＥＭＬモジュール４０からみると、インダクタＬ１のインピーダンスが大きな周波数帯域においては、ＥＡ変調器２に効率よく変調電気信号が印加される。しかし、インダクタＬ１のインピーダンスが小さな低周波帯域においては、変調回路２０からの変調電気信号が負電圧バイアス回路３０側に流入するため、ＥＡ変調器２に対する変調電気信号のロスが発生し、変調特性が劣化する。

なお、この場合の負電圧バイアス回路３０ａ側のカットオフ周波数ｆｃは、インダクタＬ１のインダクタンスＬと抵抗３の抵抗値Ｒとによって、ｆｃ＝Ｒ／（２πＬ）のように決定される（ただし、インダクタＬ２のインダクタンスおよびキャパシタ５１の容量が十分に大きいと仮定する）。上記のカットオフ周波数ｆｃを下げるためには、大きなインダクタンスが必要となる。したがって、比較例１では、変調電気信号の負電圧バイアス回路３０ａへの流入を抑制するためには、サイズの大きいインダクタが必要となる。

次に、本実施例（実施例１）について述べる。実施例１においても、インダクタＬ１により、所定の周波数以上の帯域では負電圧バイアス回路３０側は高いインピーダンスを有する。また、ローパスフィルタ３１を設けたことにより、インダクタＬ１を低インピーダンスで通過してしまう低周波帯域においては、負電圧バイアス回路３０が高いインピーダンスを有する。これにより、広い帯域において負電圧バイアス回路３０への変調電気信号の流入が抑制される。

本実施例によれば、図４（ｂ）に示すように、ＥＭＬモジュール４０からみて負電圧バイアス回路３０側のインピーダンスが高い帯域において、変調回路２０から負電圧バイアス回路３０への変調電気信号の流入が抑制され、図４（ａ）に比較し、広い帯域でＥＡ変調器２に変調電気信号が印加される。

なお、負電圧バイアス回路３０側の高いインピーダンスを維持するために、ローパスフィルタ３１により実現される負電圧バイアス回路３０の高インピーダンス帯域と、インダクタＬ１の阻止帯域とが、重なっていることが好ましい。

負電圧バイアス回路３０の高インピーダンス帯域は高周波側で低下する。これは、高周波側でＮＰＮトランジスタ３３の周波数特性に限界があるためである。そのため、負電圧バイアス回路３０の高インピーダンス帯域の高周波側端（図４（ｂ）では破線平坦部分の高周波側端）がインダクタＬ１の阻止帯域の低周波側端（図４（ｂ）では直線平坦部分の低周波側端）よりも高周波側に位置していることが好ましい。これにより、ＥＡ変調器２の駆動帯域において負電圧バイアス回路３０側のインピーダンスが高く維持され、変調回路２０から負電圧バイアス回路３０への変調電気信号の流入が抑制される。

なお、インダクタを用いずにローパスフィルタのみで高周波〜低周波の成分を遮断することもできる。しかしながら、高周波成分を負電圧バイアス回路３０で遮断するためには、トランジスタの周波数特性が高い性能を有している必要がある。この場合、コストがかかることになる。また、Ｔｒ駆動分の負電圧と変調回路２０の信号の振幅を受けても耐えられる負電圧が必要となるので、負電圧の絶対値が大きくなってしまう。以上のことから、本実施例のように、ローパスフィルタとインダクタとを組み合わせて用いることが好ましい。

図５（ａ）〜図５（ｃ）は、比較例１に係る負電圧バイアス回路を用いた場合および実施例１に係る負電圧バイアス回路を用いた場合のＥＡ変調器２に印加される変調電気信号のゲイン周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。図５（ａ）〜図５（ｃ）において、横軸は変調電気信号の周波数を示し、縦軸はＥＡ変調器２に印加される変調電気信号の振幅（ゲイン）を示す。なお、横軸は対数、縦軸はデシベル表示である。

図５（ａ）は、比較例１において、インダクタＬ１のインダクタンスを１０μＨとした場合を示す。図５（ｂ）は、比較例１において、インダクタＬ１のインダクタンスを１００μＨとした場合を示す。図５（ｃ）は、実施例１において、インダクタＬ１のインダクタンスを１０μＨとした場合を示す。なお、比較例１および実施例１のいずれにおいても、ＥＭＬモジュール４０の抵抗３の抵抗値を５０Ωとした。

図５（ａ）に示すように、比較例１では、インダクタＬ１のインダクタンスを１０μＨとした場合には、インダクタのカットオフ周波数ｆｃが３６０ｋＨｚと高くなった。図５（ｂ）に示すように、比較例１では、インダクタＬ１のインダクタンスを１００μＨとしても、インダクタの全体のカットオフ周波数ｆｃは３６ｋＨｚであった。したがって、比較例１の結果からすると、インダクタのカットオフ周波数を下回る低周波成分が負電圧バイアス回路に流入していることがわかる。

これに対して、図５（ｃ）に示すように、インダクタＬ１のインダクタンスを１０μＨとしかつローパスフィルタ３１のカットオフ周波数を１ｋＨｚとした場合には、負電圧バイアス回路側のカットオフ周波数ｆｃは１７ｋＨｚと低くなった。

以上のシミュレーション結果によれば、フィードバック経路上にローパスフィルタを設けることによって、負電圧バイアス回路側に対するカットオフ周波数を低くすることができた。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１ 半導体レーザ
２ ＥＡ変調器
１０ ＣＷＬＤ駆動回路
２０ 変調回路
３０ 負電圧バイアス回路
３１ ローパスフィルタ
３２ オペアンプ
３３ ＮＰＮトランジスタ
３６ 抵抗
３７ キャパシタ
４０ ＥＭＬモジュール
１００ 半導体レーザ駆動回路

Claims (4)

1. 光変調器に対して変調信号を供給する変調回路と、
   前記光変調器に対して並列に接続された終端抵抗と、
   前記光変調器に対して前記変調回路と並列に接続された直流バイアスラインと、
   前記直流バイアスラインと前記変調回路との間に接続されたインダクタと、
   前記直流バイアスライン上で駆動されるトランジスタおよび前記直流バイアスラインからのフィードバック経路を有するバイアス回路と、
   前記フィードバック経路上に設けられたローパスフィルタと、を有し、
   前記バイアス回路の遮断帯域の低域側端の周波数は、前記インダクタと前記終端抵抗とにより決定される阻止帯域の低域側端の周波数よりも低いことを特徴とする光変調器駆動回路。
2. 前記バイアス回路は、基準入力端子と前記フィードバック経路が接続される比較入力端子とを備えたオペアンプを有し、
   前記ローパスフィルタは、前記オペアンプの出力と前記トランジスタの制御端子との間に設けられてなることを特徴とする請求項１記載の光変調器駆動回路。
3. 前記バイアス回路は、基準入力端子と前記フィードバック経路が接続される比較入力端子とを備えたオペアンプを有し、
   前記ローパスフィルタは、前記直流バイアスラインと前記オペアンプの比較入力端子との間に設けられてなることを特徴とする請求項１記載の光変調器駆動回路。
4. 前記ローパスフィルタを設けたことによる前記バイアス回路の遮断帯域の高域側端の周波数は、前記インダクタの阻止帯域の低域側端の周波数よりも高いことを特徴とする請求項１記載の光変調器の駆動回路。

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