JP5519322B2 - 回転検出装置および直流モータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシ付き直流モータの回転角、回転方向、回転速度などの回転状態を検出する回転検出装置および直流モータ装置に関する。

ブラシ付き直流モータ（以下単に「直流モータ」とも言う。）は、例えば車両において、空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーおよび吹き出し口切り替え用のモードダンパーの開閉角度位置、ならびにパワーウィンドウの上下位置など、各装置の可動部材の位置を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、直流モータの回転角、回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、検出した回転状態に基づいて各可動部材の位置を精度良く調整する必要がある。

直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。

しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を車載ＥＣＵ等の他の装置へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増およびコストアップを招く。

そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は、種々提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１では、複数相の相コイルからなる電機子コイルのいずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシ間の電気抵抗がモータの回転に伴って周期的に変化する構成を採用している。そして、ブラシを介して電機子コイルに直流電流が供給されると、モータに流れる電流（モータ電流とも言う。）の電流値も電機子の回転に伴って変化する。特許文献１では、モータ電流の変化を検出パルスとして検出することによりモータの回転状態を検出している。

特開２００３−１１１４６５号公報

しかしながら、特許文献１では、いずれか一つの相コイルに抵抗器を並列に接続することによってモータ回路に流れる直流電流に変動が生じるようにしているため、モータを駆動する直流電流値が減少すると、モータ電流の変動も小さくなる。

また、モータを停止させるためにモータを駆動する直流電流の供給を遮断すると、誘導起電力によって電流は流れるものの、その大きさはモータの回転速度が低下するにしたがい小さくなる。そして、モータが停止したときには、誘導起電力によって流れる電流もゼロになる。

このように、直流電流値が減少またはセロになると、直流電流の変動に基づいてモータの回転状態を検出することは困難になる。
また、直流モータを停止させるときに、例えば発電ブレーキ、回生ブレーキ等で直流モータを電気的に制動することが知られている。しかし、このような制動制御を実行するとサージ電流が発生するので、このサージ電流をモータ停止時のモータ電流として検出すると、回転状態として、モータが停止する回転角を誤検出する恐れがある。

本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、センサを設けることなくモータ電流の直流成分の大きさに関わらず回転状態を検出できるブラシ付き直流モータの停止時の回転角を、高精度に検出する回転検出装置および直流モータ装置を提供することを目的とする。

請求項１から９に記載の発明によると、モータの回転状態を検出する回転検出装置において、直流モータは、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、電機子コイルが接続されている複数の整流子片を有する整流子と、整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構と、を備えており、回転検出装置は、直流モータを電気的に制動させる制動手段と、直流モータを定常回転させるとき、および制動させるときの双方共に一対のブラシ間に流れるモータ電流の通電経路となる共通通電経路に電気的に接続し、直流モータを駆動する直流電圧に交流電圧を重畳する交流重畳手段と、共通通電経路に電気的に接続し、交流重畳手段が直流モータに供給する交流電流または交流電圧または交流電力を検出する通電検出手段と、通電検出手段が検出する交流電流または交流電圧または交流電力の交流成分の振幅が電機子の回転に伴い可変機構により周期的に変化することに基づいて、直流モータの回転角および回転速度の少なくともいずれか一方を検出する回転状態検出手段と、通電検出手段が検出する交流成分の振幅変化に基づいて、制動手段が実行する制動の開始タイミングを制御するタイミング制御手段と、を備える。

このように、直流電圧に交流電圧を重畳してブラシ付き直流モータに印加する構成は従来にはなく、新規なものである。そして、直流電圧に交流電圧を重畳してモータに印加しても、直流モータのトルクは、直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧によってモータに流れるモータ電流のうち直流電流成分により発生し、交流電流成分は直流モータのトルクに影響を与えることはない。

これにより、直流モータの状態（加速中、減速中、定速中、停止中など）とは関係なく、そしてモータのトルクに影響を与えることなく、常に一定の交流電圧を直流モータへ印加し、交流電流を流すことができる。

そして、直流モータを定常回転させるとき、および制動させるときの双方共にモータ電流の通電経路となる共通通電経路に交流重畳手段および通電検出手段が電気的に接続する構成を採用することにより、仮に制動時に電源手段から印加される直流電圧が０になったとしても、交流電圧を印加し続けることにより、減速時〜停止時にかけても回転状態を検出することができる。

また、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構を直流モータが有しているので、交流成分の振幅も周期的に変化する。したがって、仮に電源部から印加される直流電圧が低下したり、制動時に電源部から印加される直流電圧が０になってモータ電流の直流成分が変動しても、一定の交流電圧を印加し続けることにより、モータ電流の交流成分の振幅の変化に基づいて回転状態を精度良く検出することができる。

そして、交流重畳手段が直流モータに供給する交流電流または交流電圧または交流電力を共通通電経路において通電検出手段が検出し、回転状態検出手段が、その検出された交流電流または交流電圧または交流電力の交流成分の振幅変化に基づいて、直流モータの回転状態として、回転角および回転速度のいずれか一方を、エンコーダ等のセンサを設けることなく検出できる。

ここで、直流モータを停止するときに、直流モータを電気的に強制的に制動させると、制動の開始時にサージ電流が直流モータに流れる。そして、交流成分の振幅変化のタイミングを無視して制動を開始すると、例えば、直流モータのブラシ間のインピーダンスが低い状態で直流モータの制動を開始し、サージ電流が回転検出用の交流成分の振幅の大きいときに発生する場合には、発生したサージ電流は回転検出用の交流成分に含まれるため、回転検出を誤ることはない。

しかし、直流モータのブラシ間のインピーダンスが低い状態で直流モータの制動を開始し、サージ電流が回転検出用の交流成分の振幅の小さいときに発生する場合には、発生したサージ電流を回転検出用の交流成分の振幅が大きい状態として検出してしまい、回転検出を誤る恐れがある。

このように、制動時にサージ電流が発生するために交流成分の振幅変化を誤検出すると、直流モータの停止角度位置を高精度に検出できないという問題がある。さらに、連続してモータを駆動させる場合には、誤検出が蓄積してしまうという問題がある。

そこで、通電検出手段が検出する交流成分の振幅変化のタイミングに基づいて、制動の開始タイミングを制御することにより、交流成分の振幅の大きいときか、あるいは交流成分の振幅の小さいときのいずれで、制動によるサージ電流が発生するかを決定できる。

これにより、交流成分の振幅の大きいときに制動によるサージ電流を発生させる場合には、発生するサージ電流は振幅の大きい交流成分に含まれるので、サージ電流の発生に関係なく、交流成分の振幅変化に基づいて直流モータの回転状態を検出すればよい。一方、交流成分の振幅の小さいときに制動によるサージ電流を発生させる場合には、振幅の大きい交流成分としてサージ電流が検出されることを考慮して、直流モータの回転状態を検出すればよい。

その結果、制動時に直流モータの回転角を誤検出することを防止し、制動開始から停止までの間の回転速度、あるいは直流モータが停止する回転角を高精度に検出できる。
請求項２に記載の発明によると、通電検出手段は、交流成分の振幅変化に応じてパルス信号を生成するパルス生成手段を有し、回転状態検出手段は、パルス生成手段が生成する前記パルス信号に基づいて回転状態を検出し、タイミング制御手段は、パルス生成手段が生成するパルス信号に基づいて制動手段による制動の開始タイミングを制御する。

これにより、交流成分そのものよりも、交流成分の振幅の大きい期間と小さい期間とを「Ｈｉｇｈ（Ｈ）」と「Ｌｏｗ（Ｌ）」の２値の信号で表すパルス信号に基づいて、制動の開始タイミングを容易に制御できる。

請求項３に記載の発明によると、タイミング制御手段は、パルス信号がハイレベルのときに制動手段による制動を開始させる。
このように、パルス信号がハイレベル（「Ｈ」）のときに制動を開始すると、制動によるサージ電流は、パルス信号の「Ｈ」の期間内で発生する。この場合には、サージ電流はパルス信号の「Ｈ」の部分に含まれて処理されるので、制動によるサージ電流がパルス信号として生成されることはない。したがって、回転状態検出手段は、パルス生成手段が生成するパルス信号に対して何らかの処理をすることなく、パルス信号に基づいて直流モータが停止する回転角を高精度に検出できる。

請求項４に記載の発明によると、タイミング制御手段は、パルス信号の立ち上がりに同期して制動手段による制動を開始させる。
このように、パルス信号の立ち上がりに同期して制動を開始すると、パルス信号が「Ｈ」である期間の初期に、制動によるサージ電流が発生する。これにより、制動の開始タイミングが遅れ、パルス信号が「Ｈ」から「Ｌ」になってからサージ電流が発生することを防止できる。

その結果、サージ電流をパルス信号が「Ｈ」になる期間内で発生させることができるので、制動によるサージ電流がパルス信号として新たに生成されることはない。したがって、回転状態検出手段は、パルス生成手段が生成するパルス信号に対して何らかの処理をすることなく、パルス信号に基づいて直流モータが停止する回転角を高精度に検出できる。

請求項５に記載の発明によると、タイミング制御手段は、パルス信号の立ち下がりに同期して制動手段による制動を開始させ、回転状態検出手段は、制動手段が制動を開始してから次にパルス生成手段が生成する一つのパルス信号を除いて回転状態を検出する。

このように、パルス信号の立ち下がりに同期して制動を開始すると、制動によるサージ電流は、パルス信号の立ち下がりから始まる「Ｌ」の期間内で発生する。この場合には、サージ電流は、立ち下がりに同期して制動を開始したパルス信号の次に発生するパルス信号として生成される。このパルス信号は、モータの停止角度位置を検出する際の誤信号である。

したがって、回転状態検出手段は、立ち下がりに同期して制動を開始したパルス信号の次に発生するパルス信号を除くことにより、パルス信号に基づいて直流モータが停止する回転角を高精度に検出できる。

ここで、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する直流モータの可変機構として、例えば相コイルに抵抗を接続することにより、インピーダンスとして抵抗値を周期的に変化させる構成の場合、モータ電流の直流成分の大きさが変動し、モータにトルク変動が生じる。モータのトルク変動は、モータ自身の騒音、あるいはモータにより駆動される駆動対象の騒音の発生原因になる。

そこで、請求項９に記載の発明によると、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構と、を有する直流モータと、請求項１から８のいずれか一項に記載の回転検出装置と、を備える。

このように、直流モータにおいて、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構の構成は、インピーダンスとして抵抗値を周期的に変化させる可変機構に比べ、モータ電流の直流成分の変動を極力小さくすることができる。したがって、直流モータのトルク変動を極力低減できる。

第１実施形態による直流モータ装置を示す概略構成図。 モータに印加する電源電圧の特性図。 回転信号検出部の回路構成を表すブロック図。 （Ａ）はモータが１８０°回転する間の３種類のモータ回路を表す説明図、（Ｂ）は３種類のモータ回路における周波数とインピーダンスとの関係を表す特性図。 モータの回転中に流れるモータ電流波形および検出パルスを示すタイムチャート。 モータ停止時の制動指令信号、検出パルス、フリップフロップ出力、モータ電流、ＨＰＦ後の検出電流を示すタイムチャート。 （Ａ）はモータ駆動を制御する真理値表、（Ｂ）は（Ａ）真理値の表を実現するフリップフロップの実製品の真理値表。 モータ制御ルーチンを示すフローチャート。 第２実施形態による直流モータ装置を示す概略回路図。 モータ駆動を制御する真理値表。 第３実施形態による直流モータ装置を示す概略回路図。 モータ駆動を制御する真理値表。 第４実施形態による直流モータ装置を示す概略回路図。 （Ａ）はモータ駆動を制御する真理値表、（Ｂ）はモータ停止時の制動指令信号、検出パルス、フリップフロップ出力、モータ電流、ＨＰＦ後の検出電流を示すタイムチャート。 第５実施形態による直流モータ装置を示す概略回路図。 第６実施形態によるモータドライバを示す概略回路図。 第６実施形態による直流モータ装置を示す概略回路図。 ドライバ信号とモータドライバのスイッチング信号を示す信号表。 ドライバ信号を制御する真理値表。 モータ制御ルーチンを示すフローチャート。 第７実施形態によるモータを示す概略構成図。 第８実施形態によるモータを示す概略構成図。 モータの回転中に流れるモータ電流波形および検出パルスを示すタイムチャート。

以下、本発明の実施形態を図に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１に、第１実施形態による直流モータ装置２を示す。直流モータ装置２は、モータ２０と、モータ２０の回転状態を検出する回転検出装置１００とから主に構成されている。

（モータ２０）
モータ２０は、回転方向に１８０°離れ互いに対向して配置された一対のブラシ２２、２４と電機子３０とを備えており、電機子コイルとして３相の相コイルを有するブラシ付きの３相直流モータである。電機子３０は、ブラシ２２、２４と接触する３つの整流子片４１、４２、４３からなる整流子４０を備えている。電機子コイルを構成する３つ（３相）の各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３は、それぞれデルタ結線されている。

すなわち、第３整流子片４３と第１整流子片４１との間に第１相コイルＬ１が接続され、第１整流子片４１と第２整流子片４２との間に第２相コイルＬ２が接続され、第２整流子片４２と第３整流子片４３との間に第３相コイルＬ３が接続されている。これら３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３からなる電機子コイルおよび整流子４０により、電機子３０が構成されている。

なお、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のインダクタンスは同じ値（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３）である。また、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３は、互いに電気角で２π／３ずつ離れるように配置されている。

整流子片４１、４２、４３の回転方向の長さは等しく、３つの整流子片４１、４２、４３のうちいずれか２つが、ブラシ２２、２４にそれぞれ接触している。電機子３０の回転による整流子４０の回転に伴って、ブラシ２２、２４と接触する２つの整流子片は切り替わっていく。

本実施形態のモータ２０は、図示は省略したもの、ヨークハウジングを有すると共に、ヨークハウジングの内壁側に永久磁石からなる界磁が設けられており、この界磁と対向するように電機子３０が配置されている。

さらに、本実施形態では、モータ２０において、第１相コイルＬ１と並列にコンデンサＣ１が接続されている。つまり、コンデンサＣ１は、第１整流子片４１と第３整流子片４３とを接続している。

そのため、後述する交流電源１０６から出力されてカップリングコンデンサ１０８により直流電源１０２からの直流電圧に重畳される交流重畳電圧は、ブラシ２２、２４およびこれらに接触しているいずれか２つの整流子片を介して、モータ２０内部の各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３およびコンデンサＣ１からなるモータ回路に印加される。そして、このように直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧が印加されることにより、モータ回路には交流電流成分を含む電流が流れる。

コンデンサＣ１は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には電流が流れやすい低リアクタンス特性、つまり低インピーダンス特性を有する。

そのため、直流電源１０２からみれば、コンデンサＣ１は等価的に存在しないものとして扱うことができる。したがって、直流電源１０２からの直流電流は各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３にのみ流れることとなる。

一方、交流電源１０６からみれば、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３は高リアクタンス、つまり高インピーダンスであるのに対してコンデンサＣ１は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図１に示す状態から電機子３０が時計回りに回転し、ブラシ２４に第１整流子片４１が接触するようになると、ブラシ２２、２４間に、第１相コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路が形成される。

すなわち、ブラシ２２、２４間にコンデンサＣ１のみの通電経路が形成される。この状態では、ブラシ２２、２４間のモータ回路のインピーダンスは図１に示した状態とは異なり、例えば特定の周波数以上の領域では非常に小さいインピーダンスとなる。

つまり、直流的にみればモータ回路は３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のみからなる回路とみなせる。それ故、直流電源１０２からの直流電流によって回転するモータ２０の回転速度やトルクにコンデンサＣ１の存在が影響することはない。

これに対し、交流的にみれば、モータ２０の回転角に応じてブラシ２２、２４と接触する２つの整流子片が切り替わる毎にブラシ２２、２４間に形成されるモータ回路の構成が変化するので、モータ回路においてリアクタンスとして静電容量値、つまりインピーダンスが変化する。但し、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してのみコンデンサＣ１を一つ接続しているため、モータ２０の電機子３０が１８０°回転する間に整流子片の切り替わりは３回生じるものインピーダンスの変化は２段である。これについては後で図４を用いて詳しく説明する。

そして、インピーダンス（リアクタンス）の変化は、モータ２０に流れるモータ電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の振幅変化、或いはそのモータ電流が流れる通電経路の電圧（経路電圧）に含まれる交流成分（交流電圧成分）の振幅変化として現れる。

したがって、回転角に応じて変化するモータ電流または経路電圧の交流成分の振幅変化を検出できれば、モータ２０の回転状態として、回転角および回転速度を検出することができる。そこで本実施形態の回転検出装置１００では、回転信号検出部１２０がモータ電流に含まれる交流成分の振幅変化を検出する。これにより、交流成分の変化から、ブラシ間におけるモータ回路のリアクタンスの変化を間接的に検出する。そして、検出した交流電流成分の振幅の変化に基づいて、後述するように検出パルスＳｐを生成する。

（回転検出装置１００）
回転検出装置１００は、モータ２０の回転角を検出するための装置であり、直流電源１０２、交流重畳部１０４、スイッチ（ＳＷ）１１０、１１２、ＮＯＴ回路１１４、１１６、回転信号検出部１２０、回転状態検出部１５０、およびフリップフロップ（以下、単に「ＦＦ」とも言う。）１６０等を備えている。回転検出装置１００は、例えば車両の空調装置における各ダンパーを駆動するモータ、あるいはパワーウィンドウを駆動するモータの回転角を検出するために用いられるものである。もちろん、車両の空調装置またはパワーウィンドウへの適用は本発明の実施態様としてのあくまでも一例である。

（電源部）
本実施形態の電源部は、直流電源１０２と、交流重畳部１０４とを備えている。直流電源１０２は、モータ２０を回転駆動さるトルクを発生させるための電圧を発生する。

交流重畳部１０４は、交流電源１０６とカップリングコンデンサ１０８とから構成されており、モータ２０の定常回転時および短絡制動時の双方ともにブラシ２２、２４間に流れるモータ電流の通電経路となる共通通電経路に電気的に接続している。交流電源１０６は、所定の周波数の交流電圧を発生する。カップリングコンデンサ１０８は、直流電源１０２から出力される直流電圧に交流電源１０６から出力される交流電圧を重畳させる。

図２に示すように、モータ２０に印加される交流重畳電圧は、直流電圧Ｖｂに、振幅Ｖｓで周波数ｆの交流電圧が重畳された交直混在（脈流の一種）である。この交流重畳電圧がモータ２０に印加されることにより、モータ２０に流れるモータ電流も直流電流に交流電流が重畳された電流となる。

そして、モータ２０に加わる電源電圧を制御してモータ２０を定常回転させるか停止させるかは、ＳＷ１１０、１１２のオン、オフによりモータ２０の通電経路を切り切替えることにより行われる。

図１に示すように、ＳＷ１１０にはＦＦ１６０のＱ端子の出力（Ｑ出力とも言う。）の論理値がそのまま加わり、ＳＷ１１２にはＦＦ１６０のＱ出力の論理値がＮＯＴ回路１１４により反転して加わる。したがって、ＳＷ１１０、１１２の一方がオンであれば、他方はオフになる。

ＳＷ１１０がオンでＳＷ１１２がオフの場合には、直流電源１０２から直流電圧がモータ２０に加わるので、モータ２０は定常回転する。ＳＷ１１０がオフでＳＷ１１２がオンの場合には、モータ２０と直流電源１０２との接続が遮断され、ブラシ２２、２４間で回路が短絡される。すると、モータ２０が発電機として作動し、その発電エネルギーが電流検出抵抗Ｒ１によって消費され、これによりモータ２０が短絡制動されてやがて停止する。

（回転信号検出部１２０）
回転信号検出部１２０は、電流検出部１２２と信号処理部１３０とを備えており、交流重畳部１０４と同様に前述した共通通電経路に電気的に接続している。回転信号検出部１２０は、交流重畳部１０４から直流モータ２０に供給される交流電流または交流電圧または交流電力を検出し、検出した交流電流または交流電圧または交流電力に基づいてモータ２０の回転角に応じた検出パルスＳｐを生成し出力する。

電流検出部１２２は、モータ２０の共通通電経路上（詳しくはグランド電位側のブラシ２４からグランド電位に至る通電経路上）に設けられている。信号処理部１３０は、電流検出部１２２により検出された通電電流（モータ電流）に基づく各種信号処理を行って検出パルスＳｐを生成する。

電流検出部１２２は、モータ２０の共通通電経路上に挿入された電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧が、モータ電流に応じた検出信号として信号処理部１３０へ取り込まれる。モータ電流については後述する。

尚、電流検出部１２２において、モータ２０の通電経路上に設置した電流検出抵抗Ｒ１に代えて、コイルを設置してもよい。
図３に示すように、信号処理部１３０は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１３２と、増幅部１３４と、包絡線検波部１３８と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４０、比較部１４２とを備えている。

ＨＰＦ１３２は、コンデンサＣ１０および抵抗Ｒ２からなる周知の構成のものである。信号処理部１３０に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、このＨＰＦ１３２によって、直流電流成分を含む所定の遮断周波数以下の帯域の信号がカットされ、交流電源１０６にて生成される交流電圧の周波数を含む、上記遮断周波数より高い周波数成分が抽出されて増幅部１３４に入力される。そのため、検出されたモータ電流（検出信号）のうち、直流電流成分はこのＨＰＦ１３２によって遮断され、交流電流成分のみが増幅部１３４へ入力されることとなる。

なお、ＨＰＦ１３２に代えて、例えば、交流電流成分の周波数を含む所定の帯域のみを通過させるバンドパスフィルタを用いるようにしてもよい。
電流検出抵抗Ｒ１により検出され、ＨＰＦ１３２によって抽出された検出信号（交流電流成分）は、増幅部１３４にて増幅される。

増幅部１３４は、オペアンプ１３６と、オペアンプ１３６の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ３と、オペアンプ１３６の反転入力端子とグランド電位との間に接続された抵抗Ｒ４とを備え、ＨＰＦ１３２から非反転入力端子に入力される検出信号が所定の増幅率にて増幅される。

増幅部１３４にて増幅された検出信号は、包絡線検波部１３８にて包絡線検波される。包絡線検波部１３８は、整流用のダイオードＤ１と、一端がこのダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗Ｒ５と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１１とを備えてなる。ダイオードＤ１のアノードには、増幅部１３４にて増幅された検出信号が入力される。

包絡線検波部１３８により、増幅部１３４から入力された交流の検出信号が包絡線検波され、交流電流成分の振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される。尚、包絡線検波部１３８から出力される検波信号の立ち下がりのなまりは、抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ１１の時定数に応じて変化する。

包絡線検波部１３８から出力された検波信号は、ＬＰＦ１４０にて高周波成分がカットされた上で、比較部１４２に入力される。ＬＰＦ１４０は、抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ１２からなる周知の構成のものである。なお、抵抗Ｒ６にはダイオードＤ２が並列接続されている。このダイオードＤ２の接続方向は、検波信号が入力される方向に対して逆方向となっている。

比較部１４２は、コンパレータ１４４と、一端がコンパレータ１４４の非反転入力端子に接続されて他端がＬＰＦ１４０に接続された抵抗Ｒ７と、コンパレータ１４４の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ８と、一端がコンパレータ１４４の反転入力端子に接続されて他端が抵抗Ｒ１０に接続された抵抗Ｒ９とを備えている。

包絡線検波部１３８から出力された検波信号は、ＬＰＦ１４０を介して比較部１４２に入力され、この比較部１４２において抵抗Ｒ７を介してコンパレータ１４４の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ１４４の反転入力端子には、抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ１０を介して設定される閾値が入力される。これにより、コンパレータ１４４では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。

比較部１４２に入力される閾値は、本実施形態では、図５に示したモータ電流波形のうち振幅が小さい期間での検波信号よりも大きく、且つ、振幅が大きい期間での検波信号よりも小さい所定の値が設定されている。

そのため、振幅の小さい期間では、ＬＰＦ１４０を介して包絡線検波部１３８から比較部１４２へ入力される検波信号はコンパレータ１４４の反転入力端子に入力される閾値よりも小さいため、コンパレータ１４４からはローレベルの信号が出力される。一方、振幅の大きい期間では、ＬＰＦ１４０を介して包絡線検波部１３８から比較部１４２へ入力される検波信号はコンパレータ１４４の反転入力端子に入力される閾値よりも大きくなるため、コンパレータ１４４からはハイレベルの信号が出力される。

そして、コンパレータ１４４から出力されたローレベル、ハイレベルのパルス信号は、検出パルスＳｐとして、回転状態検出部１５０に入力される。
このように、信号処理部１３０では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出されたモータ電流（検出信号）に対して低周波領域のカット、交流電流成分の増幅、包絡線検波といった各種信号処理を行った上で検出パルスＳｐが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な検出パルスＳｐが生成される。

（回転状態検出部１５０）
図１に示すように、回転状態検出部１５０は、パルスカウント部１５２とモータ制御部１５４とを備えており、回転信号検出部１２０から出力される検出パルスＳｐに基づいてモータ２０の回転角および回転速度を検出する。

パルスカウント部１５２は、比較部１４２から検出パルスとしてパルス信号が出力される毎にカウントアップする。尚、コンパレータ１４４から出力されるパルス信号をパルスカウント部１５２に入力する前に、適宜波形整形およびレベル調整してもよい。

モータ制御部１５４は、例えばマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」とも言う。）から主に構成されており、パルスカウント部１５２から入力された検出パルスのパルス数に基づき、モータ２０の回転角および回転速度を算出する。回転角は、パルスカウント部１５２が検出パルスをカウントするカウント数に基づいて算出される。また、回転速度は、単位時間当たりの検出パルスのカウント数に基づいて算出される。

そして、モータ制御部１５４は、検出した回転角を、モータ２０の駆動対象である空調ダンパ、パワーウィンドウ等の位置を制御するために、モータ２０を駆動制御するフィードバック信号として用いる。

また、モータ制御部１５４は、モータ２０を短絡制動させて停止させる制動指令信号を出力する。制動指令信号については、後で詳細に説明する。
ＦＦ１６０（７４ＨＣ７４ＡＰ：東芝製）は、モータ制御部１５４から出力される制動指令信号と、回転信号検出部１２０から出力される検出パルスとに応じて変化するＱ出力により、ＳＷ１１０、１１２のオンオフを切り替える。

（回転に伴うモータ回路の変化）
次に、モータ２０が１８０°回転する間におけるモータ２０内部の結線状態の変化、すなわちブラシ２２、２４間に形成されるモータ回路の変化を、図４の（Ａ）に示す。図４の（Ａ）に示すように、本実施形態のモータ２０のモータ回路は、モータ２０が１８０°回転する間に、状態Ａ、状態Ｂ、および状態Ｃの３種類に変化する。

状態Ａは、直流電源１０２の正極側（以下「Ｖｂ側」とも言う。）のブラシ２２に第１整流子片４１が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」とも言う。）のブラシ２４に第２整流子片４２が接触した状態である。この状態Ａでのモータ２０の等価回路、すなわちブラシ２２、２４間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。なお、Ｖｂとは、図２で説明したように、直流電源１０２から出力される直流電圧を示すものである。

この状態Ａでは、コンデンサＣ１と第３相コイルＬ３とが直列に接続された状態となっているため、ブラシ２２、２４間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ２２から他方のブラシ２４に至るまでの経路上には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ａでは、回路全体のインピーダンスが高くなるので、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は小さい。

状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態であり、Ｖｂ側のブラシ２２に接触する整流子片が、状態Ａのときの第１整流子片４１から第３整流子片４３へと切り替わっている。ＧＮＤ側のブラシ２４には第２整流子片４２が接触している。

この状態Ｂでも、コンデンサＣ１と第２相コイルＬ２とが直列に接続された状態となっているため、ブラシ２２、２４間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ２２から他方のブラシ２４に至るまでの経路上には必ずいずれかのコイルが存在することになる。そのため、この状態Ｂでも回路全体のインピーダンスは高く、故に、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は小さい。なお、この状態Ｂと状態Ａは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。そのため、交流電流成分の振幅も同じ大きさである。

状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ２４に接触する整流子片が、状態Ａ、Ｂのときの第２整流子片４２から第１整流子片４１へと切り替わっている。Ｖｂ側のブラシ２２には第３整流子片４３が接触している。つまり、状態Ｃでは、コンデンサＣ１が接続している一対の第１整流子片４１と第３整流子片４３の両方に一対のブラシ２２、２４が同時に接触している。

この状態Ｃでは、第２相コイルＬ２および第３相コイルＬ３の直列回路と、第１相コイルＬ１と、コンデンサＣ１とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、ブラシ２２、２４間には、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在する。これにより、回路全体のインピーダンスが低くなるので、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は大きくなる。

このように、モータ２０が１８０°回転する間には、ブラシ２２、２４と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴ってブラシ２２、２４間のモータ回路は状態Ａ、Ｂ、Ｃの３種類に切り替わる。しかし前述したように、状態Ａと状態Ｂは回路全体のインピーダンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインピーダンスの変化は２段である。

なお、モータ２０の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスは変化するが、この切り替わり期間はモータ２０が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。

状態Ｃから更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ２２に接触する整流子片が、状態Ｃのときの第３整流子片４３から第２整流子片４２へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ２４には第１整流子片４１が接触している。この状態は、上述した状態Ａにおいて、Ｖｂ側のブラシ２２とＧＮＤ側のブラシ２４とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ａと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ａ’という。

この状態Ａ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ２４に接触する整流子片が、状態Ａ’のときの第１整流子片４１から第３整流子片４３へと切り替わる。Ｖｂ側のブラシ２２には第２整流子片４２が接触している。この状態は、上述した状態Ｂにおいて、Ｖｂ側のブラシ２２とＧＮＤ側のブラシ２４とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ｂと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｂ’という。

この状態Ｂ’から更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ２２に接触する整流子片が、状態Ｂ’のときの第２整流子片４２から第１整流子片４１へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ２４には第３整流子片４３が接触している。この状態は、上述した状態Ｃにおいて、Ｖｂ側のブラシ２２とＧＮＤ側のブラシ２４とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ｃと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｃ’という。

そして、この状態Ｃ’から更に回転が進むと、再び状態Ａに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ’→状態Ｂ’→状態Ｃ’→状態Ａ→・・・と切り替わる。

つまり、モータ２０は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’は、いずれも同じインピーダンス（高インピーダンス）である。また、状態Ｃ、Ｃ’も同じインピーダンスであり、その値は状態Ａ等のインピーダンスよりも非常に低い。

そのため、モータ電流は、図５に示すように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態Ｃ、Ｃ’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。
しかも、本実施形態では、モータ２０の回転角によって変化するインピーダンスの差が大きくなるよう構成されている。すなわち、図４の（Ａ）で説明したように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のインピーダンスは、ブラシ２２、２４間にコンデンサＣ１のみの経路が生じないために高いインピーダンスとなるのに対し、状態Ｃ、Ｃ’のインピーダンスは、ブラシ２２、２４間にコンデンサＣ１のみの経路が生じて非常に低いインピーダンスとなる。

このように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときのインピーダンスと状態Ｃ、Ｃ’のときのインピーダンスに大きな差があるため、モータ電流中の交流電流成分の振幅も、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときと状態Ｃ、Ｃ’のときとで、図５に示すように大きな差が生じる。なお、図５は、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときのインピーダンスが状態Ｃ、Ｃ’のときのインピーダンスの約４倍の場合の波形を例示している。

そのため、信号処理部１３０において比較部１４２のコンパレータ１４４の反転入力端子に入力すべき閾値を、より高い自由度・範囲内で設定することができる。そして、例えば、閾値を、状態Ａのときの検波信号と状態Ｃのときの検波信号の中間値付近の値に設定すれば、比較部１４２による比較がより正確に行われ、図５に示すように、回転角に応じた正確な検出パルスＳｐを確実に生成することができる。

ここで、前述したように、電機子３０が１８０°回転する間に、モータ回路は状態Ａ、状態Ｂ、および状態Ｃの３種類に変化し、状態Ｃのインピーダンスが状態Ａ、状態Ｂよりも小さくなる。すなわち、電機子３０が１８０°回転する間の１２０°の期間は交流成分の振幅が小さくなり、６０°の期間は振幅が大きくなる。したがって、振幅が大きい期間をＴｏｎ、振幅が小さい期間をＴｏｆｆとすると、定常回転時においては、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝１：２なる。

ところで、交流電源１０６から出力される交流電圧の周波数は、本実施形態では、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のモータ回路における共振周波数をｆ１、状態Ｃ、Ｃ’のモータ回路における共振周波数をｆ２としたとき、これら各共振周波数とはいずれも異なる周波数に設定されている。より具体的には、これら各周波数ｆ１、ｆ２のいずれよりも大きい所定の周波数の交流電流が交流電源１０６から供給されるように構成されている。

図４の（Ｂ）に、図４の（Ａ）に示した各状態におけるインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の場合、コンデンサＣ１の影響はほとんどなく、共振周波数ｆ１で小さなピーク値が生じるもの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。

これに対し、状態Ｃ、Ｃ’の場合、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３とコンデンサＣ１との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数ｆ２を中心（最大値）としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’と状態Ｃ、Ｃ’とでは、インピーダンスが一致（特性が交差）する周波数ｆ３を除き、インピーダンスが異なる。特に、共振周波数ｆ１を中心とする所定帯域や、周波数ｆ３よりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。そのうち特に、周波数ｆ３よりもある程度高い周波数以上の領域では、例えば周囲温度の変化によってコンデンサＣ１の静電容量値が変化して共振周波数ｆ１、ｆ２が変化しても、インピーダンス比の変化が少ないため、回路設計上の観点からも、交流電源１０６の交流電圧の周波数として使用しやすい領域である。

そのため、本実施形態では、交流電源１０６の交流電圧の周波数を、周波数ｆ３よりも高い所定の周波数としている。
（短絡制動時のモータ電流）
続いて、回転中のモータ２０が停止する際のモータ電流を図６に示す。なお、図６では、インピーダンスが大きくて交流電流成分の振幅の小さい期間（状態Ａ、Ｂ、Ａ’Ｂ’となる期間）については，モータ電流の交流電流成分の波形が非常に小さいため図示を省略している。

図６に示す例では、回転中のモータ２０に短絡制動をかけて停止させる際、モータ２０への直流電源１０２からの直流電圧の印加（直流電流の電源供給）をＳＷ１１０をオフすることにより停止させる。一方、交流電源１０６からの交流電圧（交流電流）については、モータ２０の駆動に関与するものではなく、あくまでもモータ２０の回転角を検出する目的で供給されるものであるため、回転中か短絡制動中かに関わらず、モータ２０の回転が制御されている間は常時モータ２０に印加される。

そのため、短絡制動開始後（直流電源１０２からの直流電圧印加停止後）のモータ電流は、図示の如く、誘導起電力によって生じる電流に交流電源１０６からの交流電流が重畳したものとなる。このうち、誘導起電力による電流の大きさは、モータ２０の回転速度が低くなるほど小さくなるため、この誘導起電力による電流は徐々に小さくなり、モータ２０が停止したときにはこの電流もゼロになる。

一方、交流電流は、上記のように回転角検出のために常に交流電源１０６から供給されるものであるため、図６に示すように、モータ２０の回転速度に関係なく、回転角に応じた（モータ回路のインピーダンスの変化に応じた）振幅の交流電流が流れる。そのため、モータ２０の回転速度に関係なく、モータ２０の回転角を検出することができる。

モータ２０が停止するときには、電機子３０の回転速度が遅くなるので、図６に示すように、インピーダンスの変化に伴う検出パルスの発生間隔およびパルス幅も長くなる。
そして、本実施形態では、検出パルスＳｐはモータ２０が１８０°回転する毎に生成される。そのため、この検出パルスＳｐが生成される毎にモータ２０が１８０°回転したものとして、モータ２０の回転角を検出することができる。

（短絡制動の開始タイミング）
モータ制御部１５４は、モータ２０が回転している定常回転時には、制動指令信号を「Ｌｏｗ（Ｌ）」にしてＦＦ１６０に出力する。図１に示すように、ＦＦ１６０のＤ端子およびＣＫ（クロック）端子はグランドに接続されているので、Ｄ端子およびＣＫ端子の入力（Ｄ入力、ＣＫ入力とも言う。）は常に「Ｌ」である。したがって、図７の（Ａ）の真理値表に示すように、否定入力を表すｎｏｔＰＲ端子の入力（ｎｏｔＰＲ入力とも言う。）となる制動指令信号が「Ｌ」の場合、Ｑ出力は「Ｈ」になる。

尚、Ｄ端子およびＣＫ端子をグランドに接続していない、東芝製のＦＦ（７４ＨＣ７４ＡＰ）の真理値表を図７の（Ｂ）に示しておく。
Ｑ出力が「Ｈ」の場合、ＳＷ１１０はオンになり、ＳＷ１１２はオフになる。これにより、直流電源１０２の直流電圧がモータ２０に加わるので、モータ２０は回転する。

一方、モータ制御部１５４は、パルスカウント部１５２が出力するカウント数から、モータ２０の駆動対象である空調用のダンパ、パワーウィンドウ等が目標位置に達したことを検出すると、図６に示すように、制動指令信号を「Ｈｉｇｈ（Ｈ）」にしてＦＦ１６０に出力する。

ｎｏｔＰＲ入力となる制動指令信号が「Ｈ」になると、Ｑ出力は、否定入力を表すｎｏｔＣＬＲ端子の入力（ｎｏｔＣＬＲ入力とも言う。）によって決定される。ｎｏｔＣＬＲ端子には、ＮＯＴ回路１１６を介して信号処理部１３０の出力である検出パルスが入力される。

制動指令信号（ｎｏｔＰＲ入力）が「Ｌ」から「Ｈ」になった状態で、検出パルスが「Ｌ」、つまりｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｈ」のときには、Ｑ出力の値は一つ前のＱ出力の値になる。このときの一つ前のＱ出力の値は、ｎｏｔＰＲ入力が「Ｌ」のときの値であるから「Ｈ」である。

Ｑ出力が「Ｈ」の場合、ＳＷ１１０はオン、ＳＷ１１２はオフになる。この状態では、モータ２０への直流電圧の印加は続き、短絡制動は実行されない。すなわち、制動指令信号が「Ｈ」になっても、検出パルスが「Ｌ」の間は短絡制動は実行されない。そして、制動指令信号（ｎｏｔＰＲ入力）が「Ｈ」の状態で、検出パルスが「Ｌ」から「Ｈ」、つまりｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｈ」から「Ｌ」になると、Ｑ出力は「Ｌ」になる。

Ｑ出力が「Ｌ」になると、ＳＷ１１０はオフになり、ＳＷ１１２はオンになるので、モータ２０への直流電圧の印加は遮断され、ブラシ２２、２４間が短絡される。したがって、短絡制動が開始される。

尚、ＮＯＴ回路１１４を介してＳＷ１１２に加わるＱ出力の否定信号を制動開始信号とも言う。
一方、制動指令信号（ｎｏｔＰＲ入力）が「Ｌ」から「Ｈ」になったときに検出パルスが「Ｈ」、つまりｎｏｔＣＬＲ入力が既に「Ｌ」の状態であれば、Ｑ出力は「Ｌ」になる。この場合には、制動指令信号（ｎｏｔＰＲ入力）が「Ｌ」から「Ｈ」になったときにＳＷ１１０はオフになり、ＳＷ１１２はオンになるので、モータ２０への直流電圧の印加は遮断され、ブラシ２２、２４間が短絡される。

このように、制動指令信号（ｎｏｔＰＲ入力）が「Ｈ」のときに検出パルスが「Ｈ」であれば、短絡制動が開始される。
図６に示すように、短絡制動が開始されると、モータ電流にサージ電流３００が発生するので、ＨＰＦ後の検出電流の振幅の大きい期間にサージ電流３００の成分３０２が検出される。この成分３０２は、信号処理部１３０の比較部１４２が振幅の大きい交流成分の出力として生成するパルス信号の「Ｈ」部分に点線３０４で示すように吸収される。その結果、短絡制動によりサージ電流が発生しても、サージ電流により新たなパルス信号は発生しない。

このように、モータ２０の駆動対象が目標位置に達したことをモータ制御部１５４が検出し、制動指令信号を「Ｈ」にしても、検出パルスが「Ｌ」のときにはＱ出力の否定信号、つまり制動開始信号は「Ｈ」にならず、検出パルスが「Ｈ」のときに制動開始信号は「Ｈ」になる。

これにより、サージ電流により発生するパルス成分は、交流成分の振幅の小さい期間に対応する検出パルスの「Ｌ」の期間には生成されず、交流成分の振幅の大きい期間に対応する検出パルスの「Ｈ」の期間に生成される。したがって、サージ電流により発生するパルス成分を、検出パルスの「Ｈ」の期間に吸収させることができる。

このように、短絡制動を開始してサージ電流が発生しても新たなパルス信号は発生しないので、パルスカウント部１５２が出力するカウント数に基づいて、モータ制御部１５４は、モータ２０が停止するときの回転角を誤検出することなく、高精度に検出できる。

（モータ制御ルーチン）
図８に、モータ制御ルーチンを示す。図８において「Ｓ」はステップを表している。
まず、モータ２０を駆動せず、モータ２０が停止している状態では、Ｓ４００においてモータ制御部１５４は、制動指令信号を「Ｈ」にする。これにより、ＦＦ１６０のｎｏｔＰＲ入力は「Ｈ」になる。モータ２０には交流電源１０６から交流電圧が印加されているので、信号処理部１３０の出力であるｎｏｔＣＬＲ入力の値は、「Ｈ」または「Ｌ」のいずれかである。

ただし、回転検出装置１００への通電開始時には、Ｑ出力は「Ｌ」であるから、ｎｏｔＰＲ入力が「Ｈ」であれば、ｎｏｔＣＬＲ入力の値に関わらず、Ｑ出力は「Ｌ」である。この状態では、ＳＷ１１０はオフであり、ＳＷ１１２はオンであるから、モータ２０への直流電圧の印加が遮断され、モータ２０は回転停止状態を継続する。

次に、Ｓ４０２においてモータ制御部１５４は、モータ２０を駆動する条件が成立しているか否かを判定する。モータ２０の駆動条件の成立は、例えば、空調の風量調整が指令されたか、パワーウィンドウの上げ下げが指令されたかによって判定する。モータ２０の駆動条件が成立していない場合（Ｓ４０２：Ｎｏ）、モータ制御部１５４は本ルーチンを終了する。

モータ２０の駆動条件が成立している場合（Ｓ４０２：Ｙｅｓ）、Ｓ４０４においてモータ制御部１５４は、制動指令信号を「Ｌ」にする。これにより、ｎｏｔＰＲ入力は「Ｌ」になり、ｎｏｔＣＬＲ入力の値に関わらずＱ出力は「Ｈ」になる。この状態では、ＳＷ１１０はオンであり、ＳＷ１１２はオフである。

これにより、モータ２０に直流電圧が印加されるので、モータ２０は回転する（Ｓ４０６）。
モータ２０が回転すると、モータ制御部１５４は、パルスカウント部１５２から出力されるカウント数に基づいて、モータ２０の回転状態として回転角および回転速度を算出する（Ｓ４０８）。

次に、モータ制御部１５４は、モータ２０の制動条件が成立しているか否かを判定する（Ｓ４１０）。モータ２０の制動条件の成立は、モータ２０の駆動対象である空調ダンパまたはパワーウィンドウが目標位置に達したか否かをパルスカウント部１５２のカウント数で判定する。駆動対象が目標位置に達していない場合にはモータの制動条件が成立していないと判定する（Ｓ４１０：Ｎｏ）。この場合、モータ制御部１５４は本ルーチンを終了する。

駆動対象が目標位置に達しモータの制動条件が成立している場合（Ｓ４１０：Ｙｅｓ）、Ｓ４１２においてモータ制御部１５４は、制動指令信号を「Ｈ」にする。これにより、ｎｏｔＰＲ入力は「Ｈ」になる。

そして、制動指令信号（ｎｏｔＰＲ入力）が「Ｈ」の状態で検出パルスが「Ｈ」、つまりｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｌ」であれば（Ｓ４１４：Ｙｅｓ）、Ｑ出力は「Ｌ」になる（Ｓ４１６）。

Ｑ出力が「Ｌ」であれば、ＳＷ１１０はオフになり、ＳＷ１１２はオンになる（Ｓ４１８）。これにより、モータ２０への直流電圧の印加は遮断され、ブラシ２２、２４間が短絡されるので、モータ２０に対する短絡制動が開始される。

すると、一定時間後にモータ２０は完全に停止する。これに伴い新たな検出パルスが発生しないので、パルスカウント部１５２によるカウントは終了する（Ｓ４２０）。
以上説明した第１実施形態では、モータ２０が目標回転角まで回転し、モータ制御部１５４から出力される制動指令信号が「Ｈ」になっても、検出パルスが「Ｌ」、つまりＨＰＦ１３２の出力において交流成分の振幅が小さい期間では、制動開始信号であるＦＦ１６０のＱ出力は「Ｌ」であり短絡制動を開始しない。

これに対し、モータ制御部１５４から出力される制動指令信号が「Ｈ」であり、かつ検出パルスが「Ｈ」、つまりＨＰＦ１３２の出力において交流成分の振幅が大きいときには短絡制動を開始する。

これにより、短絡制動を開始するときにモータ電流にサージ電流が発生しても、交流成分の振幅の大きい期間に吸収されるので、サージ電流が発生しても新たな検出パルスは発生しない。したがって、サージ電流により発生する検出パルスをカウントすることを防止し、モータ２０の回転状態を誤検出することを防止できる。

尚、本発明では、検出パルスではなく、ＨＰＦ１３２から出力される交流成分のまま、交流成分の振幅の変化に基づいてモータ２０の回転状態を検出してもよい。
尚、本実施形態において、相コイルＬ１に並列にコンデンサＣ１を接続し、電機子３０の回転に伴いブラシ２２、２４間でリアクタンスが周期的に変化する構成が、本発明の可変機構に相当し、交流重畳部１０４が本発明の交流重畳手段に相当し、電流検出部１２２および信号処理部１３０を有する回転信号検出部１２０が本発明の通電検出手段に相当する。また、パルスカウント部１５２およびモータ制御部１５４を有する回転状態検出部１５０が本発明の回転状態検出手段に相当し、ＳＷ１１０およびＳＷ１１２が本発明の制動手段に相当し、ＮＯＴ回路１１６、モータ制御部１５４およびＦＦ１６０が本発明のタイミング制御手段に相当し、信号処理部１３０が本発明のパルス生成手段に相当する。

また、図８のＳ４１２〜Ｓ４１８の処理は本発明の制動手段およびタイミング制御手段により実行される機能に相当する。
［第２実施形態］
本発明の第２実施形態を図９および図１０に示す。図９に示すように、第２実施形態の直流モータ装置４の回転検出装置１７０は、上記第１実施形態のＦＦ１６０に代えて、マイコン１７２を使用し、第１実施形態のＮＯＴ回路１１６を除去したものである。

マイコン１７２には、モータ制御部１５４からの制動指令信号（ＩＮ１）と、信号処理部１３０から検出パルス（ＩＮ２）とがそれぞれ入力される。
モータ２０が定常回転しているときには、モータ制御部１５４から制動指令信号として「Ｌ」がＩＮ１に出力される。この場合には、図１０に示すマイコン１７２の入出力信号の真理値表に示すように、マイコン１７２のＯＵＴ出力は「Ｈ」である。この場合、ＳＷ１１０はオンであるから、直流電源１０２からモータ２０に直流電圧が印加され、モータ２０は回転する。一方、ＳＷ１１２はオフであるから、ブラシ２２、２４間は短絡されず、モータ２０に制動力は加わらない。

モータ２０が目標回転角まで回転すると、モータ制御部１５４は、制動指令信号を「Ｈ」にする。そして、マイコン１７２は、制動指令信号（ＩＮ１）が「Ｌ」から「Ｈ」になった状態で、検出パルス（ＩＮ２）が「Ｌ」のときには、ＯＵＴ出力を一つ前のＯＵＴ出力の値にする。このときの一つ前のＯＵＴ出力の値は、制動指令信号（ＩＮ１）が「Ｌ」のときの値であるから「Ｈ」である。

ＯＵＴ出力が「Ｈ」の場合、ＳＷ１１０はオン、ＳＷ１１２はオフになる。この状態では、モータ２０への直流電圧の印加は続き、短絡制動は実行されない。すなわち、制動指令信号が「Ｈ」になっても、検出パルスが「Ｌ」の間は短絡制動は実行されない。そして、制動指令信号（ＩＮ１）が「Ｈ」の状態で、検出パルス（ＩＮ２）が「Ｌ」から「Ｈ」になると、ＯＵＴ出力は「Ｌ」になる。

ＯＵＴ出力が「Ｌ」になると、ＳＷ１１０はオフになり、ＳＷ１１２はオンになるので、モータ２０への直流電圧の印加は遮断され、ブラシ２２、２４間が短絡される。したがって、短絡制動が開始される。

一方、制動指令信号（ＩＮ１）が「Ｌ」から「Ｈ」になったときに既に検出パルス（ＩＮ２）が「Ｈ」であれば、ＯＵＴ出力は「Ｌ」になる。この場合には、制動指令信号が「Ｌ」から「Ｈ」になったときにＳＷ１１０はオフになり、ＳＷ１１２はオンになるので、モータ２０への直流電圧の印加は遮断され、ブラシ２２、２４間が短絡される。

第２実施形態では、マイコン１７２は、モータ２０が目標回転角まで回転したことをモータ制御部１５４が検出して出力する制動指令信号をＩＮ１の入力信号とし、信号処理部１３０から出力される検出パルスをＩＮ２の入力信号とした。

これに対し、マイコン１７２は、信号処理部１３０から検出パルス、ならびにモータ制御部１５４から制動指令信号を入力せず、信号処理部１３０のＨＰＦ１３２で抽出され増幅部１３４で増幅された交流成分の信号を直接入力してもよい。

マイコン１７２の処理速度が高速であれば、マイコン１７２は、ＨＰＦ後の交流成分の振幅の変化からモータ２０の回転状態を検出し、モータ２０が目標回転角まで回転したことを検出できる。そして、モータ２０が目標回転角まで回転し、交流成分の振幅が大きい期間で、制動開始信号（ＯＵＴ）を出力できる。

尚、第２実施形態では、モータ制御部１５４およびマイコン１７２が本発明のタイミング制御手段に相当する。
［第３実施形態］
本発明の第３実施形態を図１１および図１２に示す。第３実施形態の直流モータ装置６の回転検出装置１８０は、検出パルスの立ち上がりに同期して制動開始信号を出力することが、第１、第２実施形態の回転検出装置と異なっている。

図１１に示すように、ＦＦ１６０のＤ入力は「Ｌ」に固定され、ｎｏｔＣＬＲ入力は「Ｈ」に固定されている。そして、検出パルスがＣＫ端子に入力されている。
これにより、図１２に示すように、モータ制御部１５４から出力される制動指令信号（ｎｏｔＰＲ入力）が「Ｌ」の場合、検出パルス（ＣＫ入力）の値に関わらず、Ｑ出力は「Ｈ」である。この場合、ＳＷ１１０はオンであり、ＳＷ１１２はオフであるから、モータ２０に対して短絡制動は開始されない。

制動指令信号（ｎｏｔＰＲ入力）が「Ｈ」の場合、Ｑ出力は検出パルス（ＣＫ入力）の立ち上がりで「Ｌ」になる。Ｑ出力が「Ｌ」になると、ＳＷ１１０はオフになり、ＳＷ１１２はオンになるので、モータ２０に対する短絡制動が開始される。つまり、モータ制御部１５４から出力される制動指令信号が「Ｈ」の場合、検出パルスの立ち上がりに同期して短絡制動が開始される。

検出パルス（ＣＫ入力）の立ち下がりでは、一つ前のＱ出力が保持される。したがって、制動指令信号が「Ｈ」であっても、一つ前のＱ出力が「Ｈ」であればＱ出力は「Ｈ」のままであるから、モータ２０に対して短絡制動は開始されない。一つ前のＱ出力が「Ｌ」であればＱ出力は「Ｌ」のままであるから、モータ２０に対して実行されていた短絡制動は継続される。

第３実施形態では、制動指令信号が「Ｈ」のときに、検出パルスの立ち上がりに同期してモータ２０に対する短絡制動が開始されるので、検出パルスが「Ｈ」になる期間の初期に、短絡制動によるサージ電流が発生する。したがって、短絡制動の開始タイミングが遅れ、パルス信号が「Ｈ」から「Ｌ」になってからサージ電流が発生することを防止できる。

これにより、検出パルスが「Ｈ」になる期間内でサージ電流を発生させることができるので、短絡制動によるサージ電流が検出パルスとして新たに生成されることはない。したがって、信号処理部１３０が生成する検出パルスに対して何らかの処理をすることなく、検出パルスに基づいて直流モータ２０が停止するときの回転角を高精度に検出できる。

第３実施形態では、モータ制御部１５４およびＦＦ１６０が、制動指令信号が「Ｈ」のときに、検出パルスの立ち上がりに同期してモータ２０に対する短絡制動を開始させる本発明のタイミング調整手段に相当する。

尚、制動指令信号が「Ｈ」のときに、検出パルスの立ち上がりに同期してモータ２０に対する短絡制動を開始させる機能を、モータ制御部１５４およびＦＦ１６０に代えてマイコンで実行してもよい。

［第４実施形態］
本発明の第４実施形態を図１３および図１４に示す。第４実施形態の直流モータ装置８の回転検出装置１９０は、検出パルスの立ち下がりに同期して制動開始信号を出力することが、第３実施形態の回転検出装置１８０と異なっている。これ以外の構成は、実質的に第３実施形態と同一である。

図１３に示すように、ＦＦ１６０のＣＫ端子には、信号処理部１３０から出力される検出パルスがＮＯＴ回路１９２を介して入力されている。
これにより、制動指令信号（ｎｏｔＰＲ入力）が「Ｈ」の場合、Ｑ出力は、ＣＫ入力の立ち上がり、つまり検出パルスの立ち下がりで「Ｌ」になる。Ｑ出力が「Ｌ」になると、ＳＷ１１０はオフになり、ＳＷ１１２はオンになるので、モータ２０に対する短絡制動が開始される。つまり、モータ制御部１５４から出力される制動指令信号が「Ｈ」の場合、検出パルスの立ち下がりに同期して短絡制動が開始される。

ＣＫ入力の立ち下がり、つまり検出パルスの立ち上がりでは、一つ前のＱ出力が保持される。したがって、制動指令信号が「Ｈ」であっても、一つ前のＱ出力が「Ｈ」であればＱ出力は「Ｈ」のままであるから、モータ２０に対して短絡制動は開始されない。一つ前のＱ出力が「Ｌ」であればＱ出力は「Ｌ」のままであるから、モータ２０に対して実行されていた短絡制動は継続される。

第４実施形態では、制動指令信号が「Ｈ」のときに、検出パルスの立ち下がりに同期してモータ２０に対する短絡制動が開始されるので、検出パルスが立ち下がり、「Ｌ」になる期間の初期に、図１４の（Ｂ）に示すように、短絡制動によるサージ電流３１０がモータ電流に発生する。すると、ＨＰＦ後の検出電流の振幅の小さい期間にサージ電流３１０の成分３１２が検出される。

これにより、検出パルスが「Ｌ」になる期間でサージ電流が発生するので、短絡制動によるサージ電流３１０が点線に示す検出パルス３１４として新たに生成される。この検出パルス３１４はモータ２０の回転角を検出する際の誤信号であるから、モータ制御部１５４は、パルスカウント部１５２がカウントするパルスカウント数を−１することにより、モータ２０が停止するときの回転角を正しく検出できる。

第４実施形態では、モータ制御部１５４、ＦＦ１６０およびＮＯＴ回路１９２が、制動指令信号が「Ｈ」のときに、検出パルスの立ち下がりに同期してモータ２０に対する短絡制動を開始させる本発明のタイミング調整手段に相当する。

尚、制動指令信号が「Ｈ」のときに、検出パルスの立ち下がりに同期してモータ２０に対する短絡制動を開始させる機能を、モータ制御部１５４、ＦＦ１６０およびＮＯＴ回路１９２に代えてマイコンで実行してもよい。

［第５実施形態］
本発明の第５実施形態を図１５に示す。図１５の直流モータ装置１０では、第１実施形態〜第４実施形態と比較して、短絡制動用のＳＷ１１２を除去し、ＳＷ１１０と並列にダイオード２０２を接続している点が異なっている。尚、図１５では、ＳＷ１１０のオン、オフの切り替えを、第１実施形態〜第４実施形態と同様に回転状態検出部１５０とＦＦとの組み合わせで制御してもよいし、ＳＷ１１２を除去したためにＳＷ１１０だけの切り替えであるから、回転状態検出部１５０だけで制御してもよい。

ダイオード２０２は、直流電源２０２からモータ２０への電流流れは許可するが、モータ２０から直流電源１０２への電流流れは禁止する向きに接続されている。そして、モータ２０を定常回転させるときにはＳＷ１１０をオンにし、モータ２０を制動させるときにはＳＷ１１０をオフにする。

ＳＷ１１０をオフにしても、ダイオード２０２を介しモータ２０と直流電源１０２との間の通電経路は保持される。したがって、モータ２０が回転中にＳＷ１１０をオフにし、直流電源１０２からモータ２０への電力供給が遮断されると、回転中のモータ２０は発電機として作動し、ダイオード２０２を通して直流電源１０２側に電流を流す。これにより、モータ２０に回生制動力が働くので、モータ２０は停止する。

第５実施形態では、ＳＷ１１０およびダイオード２０２が本発明の制動手段に相当する。
［第６実施形態］
本発明の第６実施形態を図１６〜図２０に示す。図１６および図１７に示すように、第６実施形態の直流モータ装置１２の回転検出装置２１０は、上記第１実施形態から第５実施形態と比較して、主として、直流電源１０２、交流重畳部１０４からモータ２０への電源供給がモータドライバ２１２を介して行われることが異なっている。尚、第１実施形態の回転検出装置１００と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。

図１６に示すように、モータドライバ２１２は、４つのスイッチからなる周知のＨブリッジ回路（いわゆるフルブリッジ）にて構成されたものである。
モータドライバ２１２は、例えばＭＯＳＦＥＴからなるＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４を備えている。ハイサイド側のＳＷ１とローサイド側のＳＷ３との接続点（即ちＨブリッジ回路の一方の中点）はモータ２０における一方のブラシ２２に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方のＳＷ２とローサイド側のＳＷ４との接続点（ブリッジ回路の他方の中点）はモータ２０における他方のブラシ２４に接続されている。

ドライバ制御部２１４は、後述するドライバ信号１、２に基づいて、図１８に示す真理値表に示すように、ＳＷ１、２、３、４のオン、オフを制御する。
（停止制御）
モータ２０が停止しモータ２０の回転角を検出しない場合、図１７に示す回転状態検出部２２０のモータ制御部２２２は、制動指令信号１、２を「Ｌ」にする。

制動指令信号１、２が「Ｌ」の場合、ＦＦ１６０、１６２のｎｏｔＰＲ入力、Ｄ入力およびｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｌ」であるから、図１９の真理値表からＦＦ１６０、１６２のＱ出力は「Ｈ」になる。しかし、制動指令信号１、２が「Ｌ」であるから、ＡＮＤ回路２３０、２３２の出力であるドライバ信号１、２は「Ｌ」である。

図１８に示すように、ドライバ信号１、２が「Ｌ」の場合、ドライバ制御部２１４は、モータドライバ２１２のＳＷ１〜４をオフにする。したがって、制動指令信号１、２が「Ｌ」の場合、モータ２０には直流電源１０２から直流電圧が印加されないので、モータ２０は停止状態を継続する。また、交流電圧も印加されないので、モータ２０の回転角も検出されない。

（正転制御）
正転制御の場合、モータ制御部２２２は、制動指令信号１を「Ｈ」にし、制動指令信号２を「Ｌ」にする。

制動指令信号１が「Ｈ」、制動指令信号２が「Ｌ」の場合、ＦＦ１６０のｎｏｔＰＲ入力およびＤ入力が「Ｌ」、ｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｈ」であるから、図１９の真理値表からＦＦ１６０のＱ出力は「Ｈ」である。そして、制動指令信号１が「Ｈ」であるから、ＡＮＤ回路２３０の出力であるドライバ信号１は「Ｈ」である。

一方、制動指令信号１が「Ｈ」、制動指令信号２が「Ｌ」の場合、ＦＦ１６２のｎｏｔＰＲ入力およびＤ入力が「Ｈ」、ｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｌ」、であるから、図１９の真理値表から、ＦＦ１６２のＱ出力は「Ｌ」である。そして、制動指令信号２が「Ｌ」であるから、ＡＮＤ回路２３２の出力であるドライバ信号２は「Ｌ」である。

図１８に示すように、ドライバ信号１が「Ｈ」、ドライバ信号２が「Ｌ」になることにより、ドライバ制御部２１４は、モータドライバ２１２のＳＷ１、４をオンにし、ＳＷ２、３をオフにする。したがって、制動指令信号１が「Ｈ」、制動指令信号２が「Ｌ」の場合、モータ２０は正転する。

（逆転制御）
逆転制御の場合、モータ制御部２２２は、制動指令信号１を「Ｌ」にし、制動指令信号２を「Ｈ」にする。

制動指令信号１が「Ｌ」、制動指令信号２が「Ｈ」の場合、ＦＦ１６０のｎｏｔＰＲ入力およびＤ入力が「Ｈ」、ｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｌ」であるから、図１９の真理値表からＦＦ１６０のＱ出力は「Ｌ」である。そして、制動指令信号１が「Ｌ」であるから、ＡＮＤ回路２３０の出力であるドライバ信号１は「Ｌ」である。

一方、制動指令信号１が「Ｌ」、制動指令信号２が「Ｈ」の場合、ＦＦ１６２のｎｏｔＰＲ入力およびＤ入力が「Ｌ」、ｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｈ」、であるから、図１９の真理値表から、ＦＦ１６２のＱ出力は「Ｈ」である。そして、制動指令信号２が「Ｈ」であるから、ＡＮＤ回路２３２の出力であるドライバ信号２は「Ｈ」である。

図１８に示すように、ドライバ信号１が「Ｌ」、ドライバ信号２が「Ｈ」になることにより、ドライバ制御部２１４は、モータドライバ２１２のＳＷ１、４をオフにし、ＳＷ２、３をオンにする。したがって、制動指令信号１が「Ｌ」、制動指令信号２が「Ｈ」の場合、モータ２０は逆転する。

（短絡制動制御）
モータ２０が目標回転角に達すると、モータ制御部２２２は、制動指令信号１、２を「Ｈ」にする。

制動指令信号１、２が「Ｈ」の場合、ＦＦ１６０、１６２のｎｏｔＰＲ入力、Ｄ入力およびｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｈ」であるから、図１９の真理値表からＦＦ１６０、１６２のＱ出力は、ＣＫ入力の立ち上がりで「Ｈ」になり、立ち下がりで一つ前のＱ出力の値になる。

正転制御時および逆転制御時では、ＦＦ１６０、１６２の一方のＱ出力は「Ｈ」で他方は「Ｌ」であるから、制動指令信号１、２、ＦＦ１６０、１６２のｎｏｔＰＲ入力、Ｄ入力およびｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｈ」のときに、両方のＱ出力が「Ｈ」、つまりドライバ信号１、２が「Ｈ」になるのは、ＣＫ入力の立ち上がりである。

制動指令信号１、２、ＦＦ１６０、１６２のｎｏｔＰＲ入力、Ｄ入力およびｎｏｔＣＬＲ入力が「Ｈ」であり、両方のＱ出力が「Ｈ」であれば、Ｑ出力、ドライバ信号１、２の状態は「Ｈ」のまま継続する。

図１８に示すように、ドライバ信号１、２が「Ｈ」になることにより、ドライバ制御部２１４は、ＳＷ１、２をオフにし、ＳＷ３、４をオンにする。これにより、回転中のモータ２０のブラシ２２、２４間が短絡するので、短絡時に発生するモータ２０の逆起電力によるエネルギーが、ローサイド側のＳＷ３、４、およびモータ２０によって消費される。その結果、モータ２０が制動され、やがて停止する。

（モータ制御ルーチン）
次に、図２０に基づいて第６実施形態のモータ制御ルーチンを説明する。図２０において「Ｓ」はステップを表している。

まず、モータ２０を駆動せず、モータ２０が停止している状態では、Ｓ４３０においてモータ制御部２２２は、制動指令信号１、２を「Ｌ」にする。これにより、ドライバ信号１、２は「Ｌ」になるので、ＳＷ１〜ＳＷ４はオフになる。この場合には、モータ２０に直流電圧および交流電圧は印加されず、モータ２０は回転停止状態を継続する。

次に、Ｓ４３２においてモータ制御部２２２は、モータ２０を駆動する条件が成立しているか否かを判定する。モータ２０の駆動条件の成立は、例えば、空調の風量調整が指令されたか、パワーウィンドウの上げ下げが指令されたかによって判定する。モータ２０の駆動条件が成立していない場合（Ｓ４３２：Ｎｏ）、モータ制御部２２２は本ルーチンを終了する。

モータ２０の駆動条件が成立している場合（Ｓ４３２：Ｙｅｓ）、Ｓ４３４においてモータ制御部２２２は、例えば正転制御の場合には、制動指令信号１を「Ｈ」にし、制動指令信号２を「Ｌ」にする。これにより、ＦＦ１６０のＱ出力は「Ｈ」になり、ＦＦ１６０のＱ出力は「Ｌ」になる。そして、ドライバ信号１は「Ｈ」になり、ドライバ信号２は「Ｌ」になる。その結果、ＳＷ１、４がオンになり、ＳＷ２、３がオフになるので、モータ２０は正転方向に回転する（Ｓ４３６）。

モータ２０が回転すると、モータ制御部２２２は、パルスカウント部１５２から出力されるカウント数に基づいて、モータ２０の回転状態として回転角および回転速度を算出する（Ｓ４３８）。

次に、モータ制御部２２２は、モータ２０の駆動対象である空調ダンパまたはパワーウィンドウが目標位置に達したか否かにより、モータ２０の制動条件が成立しているか否かを判定する（Ｓ４４０）。モータ制御部２２２は、モータ２０の回転角が目標回転角に達しているか否かにより、駆動対象が目標位置に達したか否かを判定する。

駆動対象が目標位置に達していない場合にはモータの制動条件が成立していないと判定する（Ｓ４４０：Ｎｏ）。この場合、モータ制御部２２２は本ルーチンを終了する。
駆動対象が目標位置に達しモータの制動条件が成立している場合（Ｓ４４０：Ｙｅｓ）、Ｓ４４２においてモータ制御部２２２は、制動指令信号１、２を「Ｈ」にする。これにより、ＣＫが立ち上がるまで、ＦＦ１６０のＱ出力は前の状態である「Ｈ」のまま、ＦＦ１６０のＱ出力は前の状態である「Ｌ」のままである。したがって、ドライバ信号１は「Ｈ」であり、ドライバ信号２は「Ｌ」である。

ＣＫが立ち上がると（Ｓ４４４：Ｙｅｓ）、ＦＦ１６０、１６２の両方のＱ出力が「Ｈ」になるので、ドライバ信号１、２の両方が「Ｈ」になる（Ｓ４４６）。
その結果、ＳＷ１、２がオフになり、ＳＷ３、４がオンになるので、モータ２０に対する短絡制動が開催される（Ｓ４４８）。

すると、一定時間後にモータ２０は完全に停止する。これに伴い新たな検出パルスが発生しないので、パルスカウント部１５２によるカウントは終了する（Ｓ４５０）。モータが完全に停止すると、モータ制御部２２２は、制動指令信号１、２を「Ｌ」にする（Ｓ４５２）。これにより、ドライバ信号１、２が「Ｌ」になるので、ＳＷ１〜ＳＷ４はオフになる。その結果、モータ２０は回転停止状態を継続する。

尚、モータ２０を逆転する場合には、Ｓ４３４で制動指令信号１を「Ｌ」にし、制動指令信号２を「Ｈ」にする。これにより、Ｓ４３６においてＳＷ１、４がオフになり、ＳＷ２、３がオンになる。

このように、第６実施形態では、Ｈブリッジ回路で構成されたモータドライバ２１２により、モータ２０を正転又は逆転できる。
第６実施形態では、モータドライバ２１２が本発明の制動手段に相当し、パルスカウント部１５２およびモータ制御部２２２を有する回転状態検出部２２０が本発明の回転状態検出手段に相当し、モータ制御部２２２およびＦＦ１６０、１６２、ＡＮＤ回路２３０、２３２が、制動指令信号１、２が「Ｈ」のときに、検出パルスの立ち上がりに同期してモータ２０に対する短絡制動を開始させる本発明のタイミング調整手段に相当する。

また、図２０のＳ４４２〜Ｓ４４８の処理は本発明の制動手段およびタイミング制御手段により実行される機能に相当する。
尚、第６実施形態では、モータ２０を制動させるときに、図１６に示すモータドライバ２１２のＳＷ１、２をオフにし、ＳＷ３、４をオンにすることにより、モータ２０を短絡制動させた。

これに対し、ＳＷ１、２、３、４のオン、オフを所定のデューティ比にて切り替えることによりモータ２０を制動させるＰＷＭ制動を行ってもよい。
具体的には、ＳＷ１およびＳＷ４をオンさせてＳＷ２およびＳＷ３をオフさせることによりモータ２０の一方のブラシ２２が高電位となる期間（つまりモータ２０が正転しようとする期間）と、ＳＷ２およびＳＷ３をオンさせてＳＷ１およびＳＷ４をオフさせることにより他方のブラシ２４が高電位となる期間（つまりモータ２０が逆転しようとする期間）とを、デューティ比に基づいて交互に切り替える。

例えば、モータ２０に印加される直流電圧の平均値が０となるように、デューティ比を５０［％］とする。このように、デューティ比５０％でモータ２０に印加される直流電源の極性を切り替える（回転方向を切り替える）ことにより、モータ２０には特定方向への回転トルクが与えられず、回転中のモータ２０に制動がかかって停止することになる。

尚、デューティ比Ｓｗを５０［％］としたのはあくまでも一例であり、デューティ比は、モータ２０の回転を停止し得る程度の範囲の値を適宜設定することができる。
また、モータ２０に印加される直流電源１０２からの直流電圧の印加極性を上記デューティ比にて切り替える際における、その切り替えのＰＷＭ周波数は、適宜設定することができる。ただし、交流重畳部１０４から印加される交流電圧の周波数（即ち交流電源１０６から出力される交流電圧の周波数）とは異なる周波数とする必要がある。より具体的には、交流電圧の周波数の方がＰＷＭ周波数よりも高い値となるようにするとよい。

これにより、信号処理部１３０の入力段にあるＨＰＦ１３２にて、ＰＷＭ周波数の成分を除去して交流重畳部１０４からの交流電圧による交流成分のみを容易に取り出すことができる。そのようにして交流重畳部１０４による交流成分を取り出せれば、その後、包絡線検波部１３８によって包絡線検波を行い、その包絡線検波後の検波信号に基づいて回転パルスＳｐを生成することができる。

［第７実施形態］
本発明の第７実施形態を図２１に示す。上記第１実施形態から第６実施形態では、複数の相コイルをデルタ結線した例について述べたが、第７実施形態のモータ２４０では、３つの相コイルＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３をスター結線している。

そして、コイルＬ１１、Ｌ１２にそれぞれコンデンサＣ１、Ｃ２が並列接続されている。これにより、電機子２４２の回転に伴い、ブラシ２２、２４間のリアクタンスが変化し、ＨＰＦ１３２から出力される交流成分の振幅の大きさが変化する。したがって、この交流成分の振幅変化から生成される検出パルスに基づいて、上記第１実施形態〜第６実施形態と同様に、モータ２４０に対する短絡制動の開始タイミングを決定できる。

第７実施形態では、コンデンサＣ１、Ｃ２が本発明の可変機構に相当する。
［第８実施形態］
本発明の第８実施形態を図２２および図２３に示す。

図２２に示すように、モータ２５０は、ブラシ２２、２４、整流子４０、ハウジング２５２と、このハウジング２５２内に収容された電機子２７０と、回転軸２８０とを備えている。電機子２７０は、ハウジング２５２の軸心に配置されている回転軸２８０に固定され、この回転軸２８０と共に回転する。

第８実施形態のモータ２５０は、コンデンサＣ１を相コイルＬ１に並列に接続していない点と、ハウジング２５２の内周面に凸部２５４を設けている点とが第１実施形態のモータ２０と異なっている。一方、それ以外の構成、つまり、ブラシ２２、２４、整流子４０、相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３の構成、ならびに第１実施形態の図１には図示していないが、ハウジング２５２、永久磁石２６０、２６２、ロータコア２７２、回転軸２８０の構成は、第１実施形態のモータ２０と実質的に同一である。

ハウジング２５２は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の２つの永久磁石２６０、２６２が径方向に互いに対向するように固定されている。周方向で見れば、２つの永久磁石が所定間隔を隔てて固定されている。電機子２７０のロータコア２７２と対向する面側の永久磁石２６０、２６２の極性は、一方がＮ極で他方がＳ極である。つまり、本実施形態のモータ２５０は界磁が２極の直流モータとして構成されている。

また、ハウジング２５２は軟磁性体である継鉄（ヨーク）にて形成されたものであり、内周面に固定された２つの永久磁石２６０、２６２と共にモータ２５０の磁気回路を構成している。

電機子２７０は、ロータコア２７２と電機子コイル２７８とから主に構成されている。ロータコア２７２は、軟磁性体にて形成されたものであり、３つのティース（突極）２７４、２７５、２７６を有し、電機子コイル２７８が巻回されている。具体的には、第１ティース２７４に第１相コイルＬ１が巻回され、第２ティース２７５に第２相コイルＬ２が巻回され、第３ティース２７６に第３相コイルＬ３が巻回されている。これら３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３はデルタ結線されており、電機子コイル２７８を構成している。

また、回転軸２８０には、整流子４０が固定されており、この整流子４０には、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ２２、２４が摺接している。

ハウジング２５２の内周面において、２つの永久磁石２６０、２６２の間に、凸部２５４が設けられている。ハウジング２５２の内周面には、２つの永久磁石２６０、２６２が周方向において所定の間隔を隔てて固定されているため、周方向において永久磁石２６０、２６２の存在しない領域（磁石間領域）が２箇所存在している。本実施形態では、図２２に示す通り、このうち１箇所の磁石間領域に、ハウジング２５２の内周面から径方向内側へ突出するように凸部２５４が設けられている。また、この凸部２５４は、２つの永久磁石２６０、２６２のいずれとも接触しないよう、周方向において各永久磁石２６０、２６２の双方からそれぞれ所定間隔を隔てて設けられている。

凸部２５４は、軟磁性体の材料で形成されたものであり、周方向に所定の長さを有し、かつ、径方向に所定の厚みを有している。そして、この凸部２５４が設けられていることにより、ロータコア２７２とハウジング２５２により構成される磁気回路の磁気抵抗は、ロータコア２７２の回転に伴って変化する。なお、以下の説明で「磁気抵抗」とは、特に断りのない限り、ロータコア２７２とハウジング２５２により構成される磁気回路の磁気抵抗を意味するものとする。

ここで、モータ２５０における、ロータコア２７２とハウジング２５２とのギャップ、および磁気抵抗について、具体的に説明する。
上述の通り、ロータコア２７２およびハウジング２５２はいずれも軟磁性体にて形成されており、その透磁率は空気の透磁率よりも非常に大きい。そのため、モータ２５０の磁気抵抗は、ロータコア２７２（詳しくは各ティース２７４、２７５、２７６の外周面）とハウジング２５２の内周面または永久磁石２６０、２６２との間のエアギャップ、および各永久磁石２６０、２６２の厚みの和に大きく依存する。つまり、エアギャップが大きいほど磁気抵抗は大きくなり、逆にエアギャップが小さいほど、磁気抵抗は小さくなる。

但し、各永久磁石２６０、２６２については、その透磁率は空気の透磁率とほぼ同じである。そのため、各永久磁石２６０、２６２は、磁気的にみれば空気が存在していることと等価となる。つまり、モータ２５０の磁気抵抗を考慮する上では、空気と同じ透磁率である各永久磁石２６０、２６２の存在は無視することができ、各永久磁石２６０、２６２はいずれもエアギャップとして扱うことができる。そのため、仮に凸部２５４がないならば、ロータコア２７２とハウジング２５２の内周面とのエアギャップはロータコア２７２が回転しても一定であり、故に、回転に伴って磁気抵抗が変化することはない。

しかし、本実施形態では、ハウジング２５２の内周面に、ハウジング２５２とほぼ同じ透磁率を有する軟磁性の凸部２５４が設けられている。そのため、電機子２７０の回転角によって、すなわちロータコア２７２の各ティース２７４、２７５、２７６の外周面がこの凸部２５４と対向しているか否かによって、モータ２５０の磁気抵抗は異なった値となる。つまり、電機子２７０の回転に伴ってその磁気抵抗が変化する。そして、磁気抵抗が変化すると、モータ回路のインピーダンスとしてインダクタンス、つまりリアクタンスも変化するため、モータ回路に流れる電流のうち、交流成分については、その振幅が変化する。

図２２の（Ａ）に示すように、凸部２５４がロータコア２７２と対向している状態Ａでは、ロータコア２７２と凸部２５４との間のエアギャップが小さくなるため、モータ２５０の磁気抵抗は全体として小さくなる。一般的にインダクタンスは磁気抵抗の逆数に比例するため、磁気抵抗が変化すればそれに伴ってモータ回路のインダクタンスも変化する。そのため、状態Ａのように磁気抵抗が小さくなると、モータ回路のインダクタンスは大きくなる。

一方、図２２の（Ｂ）に示すように、ロータコア２７２が凸部２５４と対向していない状態Ｂでは、図２２の（Ａ）に比べてエアギャップが大きくなり、モータ２５０の磁気抵抗は全体として大きくなる。そのため、モータ回路のインダクタンスは小さくなる。

このように、モータ回路のインダクタンスは、電機子２７０の回転に伴って周期的に変化する。
本実施形態では、ロータコア２７２が３つのティース２７４、２７５、２７６を有していることにより、回転に伴う周期的なインダクタンスの変化は、電機子２７０が１２０°回転する毎に生じる。そのため、上述した交流成分の振幅変化も、電機子２７０が１２０°回転する度に周期的に生じる。

図２３に、モータ電流波形と、比較部１４２から出力される検出パルスの一例を示す。本実施形態では、モータ２５０が１２０°回転する度に回転パルスが生成されることとなる。

そこで本実施形態では、電機子２７０の回転に伴ってインダクタンスが変化し、このインダクタンスの変化によって生じる交流成分の振幅の変化を検出する。そして、ＨＰＦ１３２から出力される交流成分の振幅変化から生成される検出パルスに基づいて、上記第１実施形態〜第６実施形態と同様に、モータ２５０に対する短絡制動の開始タイミングを決定できる。

本実施形態では、凸部２５４が本発明の可変機構に相当し、電機子２７０の回転に伴い、ブラシ２２、２４間のインダクタンスが変化する。
尚、ハウジング２５２とは別部材の凸部２５４を可変機構として設置する代わりに、凸部２５４に該当する位置のハウジング自体を内周側に突出させて、電機子２７０の回転に伴い、ブラシ２２、２４間のインダクタンスを変化させてもよい。

［他の実施形態］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態では、直流モータとして、３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のうち１つの相コイルにのみコンデンサＣ１を接続した例（第１実施形態）を示したが、例えば、３つの相コイルの各々に、容量の異なるコンデンサを接続するようにしてもよい。この構成によれば、モータの回転に伴うリアクタンスの変化により交流成分の振幅が３段に変化するので、その振幅変化の順番を検出することにより、回転角および回転速度に加え、回転方向の検出が可能である。

例えば、振幅変化の順番が「大」、「中」、「小」の順番であれば正転し、「小」、「中」、「大」の順番であれば逆転していると検出できる。
なお、３つの相コイルの各々にコンデンサを接続する場合、いずれか２つのコンデンサは同じ静電容量値のものとすることもできる。但しその場合、回転角や回転速度の検出は可能であるものの、回転方向の検出はできなくなる。

また、上記各実施形態では、電機子コイルの相数が３相の３相直流モータを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、３相のモータに限定されるものではなく、４相以上のモータであっても適用可能である。

４相以上のモータにおいて、いずれか一つの相コイルにのみコンデンサを並列接続すれば、少なくとも回転角や回転速度の検出は可能となる。
また、３相以上のモータにおいて、少なくとも２つの相コイルにそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサを接続すれば、回転に伴うインピーダンスの段階的変化の変化パターンによる交流成分の変化パターンに基づいて回転方向の検出が可能となる。

また、上記第１実施形態から第６実施形態では、３相のモータ２０において、コンデンサＣ１が一対の整流子片４１、４３を接続し、この一対の整流子片４１、４３の両方と同時にブラシ２２、２４が摺接する可変機構について説明した。これに対し、４相以上のモータにおいて、コンデンサが一対の整流子片を接続している場合、この一対の整流子片の両方と同時にブラシ２２、２４が摺接しないように可変機構を構成してもよい。

この可変機構の構成においても、電機子の回転に伴い一対のブラシ２２、２４間のリアクタンスが変化することにより、交流成分の振幅が変化する。したがって、交流成分の振幅変化に基づいて、直流モータを制動する開始タイミングを制御できる。

また、上記実施形態で説明した、相コイルにコンデンサを並列に接続する構成、ならびにモータハウジングの内周面に磁性を有する凸部を設ける構成に限らず、モータの回転に伴ってブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが変化するのであれば、どのような構成で可変機構を実現してもよい。

例えば、相コイルにコンデンサを並列に接続する構成と、モータハウジングの内周面に磁性を有する凸部を設ける構成とを併用してもよいし、各相コイルにインダクタンスの異なるコイルを設置してもよい。

また、上記実施形態の構成を採用せず、インダクタンスの等しい相コイルで電機子コイルを構成している通常の直流モータであっても、ブラシに接触する整流子片の切り替わり時に２個の整流子片が同時に１個のブラシに接触するときに、モータ回路の構成が変化しリアクタンスが変化する。したがって、通常の直流モータであっても、直流電圧に交流電圧を重畳し、電機子の回転に伴って変化する交流成分の振幅の変化に基づいて、モータの回転状態を検出できる。

上記実施形態では、モータの可変機構のインピーダンスとして、電機子の回転に伴い一対のブラシ間におけるリアクタンスを変化させた。これに対し、可変機構のインピーダンスとして、例えば３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のうち１つの相コイルに抵抗を並列に接続し、電機子の回転に伴い一対のブラシ間における抵抗値を変化させてもよい。

この構成においては、抵抗値の変化によりモータ電流の交流成分の振幅とともに、モータ電流の直流成分が変動する。この場合にも、交流成分抽出手段としてＨＰＦを通すことにより、モータ電流から直流成分を除去し交流成分を抽出できる。そして、電機子の回転に伴って変化する交流成分の振幅の変化に基づいて、モータ電流の直流成分の大きさに関わらず、例えば制動中であってもモータの回転状態を検出できる。

また、上記実施形態では、モータへ直流電圧および交流電圧を印加（すなわち直流電流および交流電流を供給）する電源部として、直流電源１０２と交流電源１０６とを別々に設け、各電源１０２、１０６からの電圧（電流）をカップリングコンデンサ１０８を介して重畳させてモータへ印加（供給）するようにしたが、このような電源部の構成はあくまでも一例であり、例えば、直流電流と交流電流とが重畳された交直混在の電流（脈流）を生成して供給する１つの電源部を用いてもよく、結果としてモータを回転させる場合に交流電流および直流電流をモータへ供給し、制動する場合に直流電流の供給を遮断し、交流電流を供給できる限り、電源の具体的構成は特に限定されない。

また、上記第６実施形態では、モータドライバとして、４つのスイッチング素子からなるＨブリッジ回路（フルブリッジ）を示したが、Ｈブリッジ回路以外の回路にてモータドライバを構成してもよい。

２、４、６、８、１０、１２：直流モータ装置、２０、２４０、２５０：モータ、２２、２４：ブラシ、３０、２４２、２７０：電機子、４０：整流子、４１、４２、４３：整流子片、１６０、１６２：ＦＦ（タイミング調整手段）、１００、１７０、１８０、１９０、２００、２１０：回転検出装置、１０２：直流電源（電源部）、１０４：交流重畳部、１０６：交流電源（交流重畳部、電源部）、１０８：カップリングコンデンサ（交流重畳部、電源部）、１１０、１１２：ＳＷ（制動手段）、１１２：ＮＯＴ回路（制動手段）、１１６：ＮＯＴ回路（タイミング調整手段）、１２０：回転信号検出部、１２２：電流検出部（通電検出手段）、１３０：信号処理部（通電検出手段）、１３２：ＨＰＦ、１３４：増幅部、１３８：包絡線検波部、１４０：ＬＰＦ、１４２：比較部、１５０、２２０：回転状態検出部（回転状態検出手段）、１５２：パルスカウント部、１５４、２２２：モータ制御部（タイミング調整手段）、１６０、１６２：ＦＦ（タイミング調整手段）、２１２：モータドライバ（制動手段）、２３０、２３２：ＡＮＤ回路（タイミング調整手段）、２５４：凸部（可変機構）、２７８：電機子コイル、Ｃ１、Ｃ２：コンデンサ（可変機構）、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３：相コイル、Ｒ１：電流検出抵抗

Claims (9)

1. 直流モータの回転状態を検出する回転検出装置において、
   前記直流モータは、
   少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、
   前記電機子コイルが接続されている複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
   前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構と、
   を備えており、
   前記回転検出装置は、
   前記直流モータを電気的に制動させる制動手段と、
   前記直流モータを定常回転させるとき、および制動させるときの双方ともに前記一対のブラシ間に流れるモータ電流の通電経路となる共通通電経路に電気的に接続し、前記直流モータを駆動する直流電圧に交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
   前記共通通電経路に電気的に接続し、前記交流重畳手段が前記直流モータに供給する交流電流または交流電圧または交流電力を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流電流または前記交流電圧または前記交流電力の交流成分の振幅が前記電機子の回転に伴い前記可変機構により周期的に変化することに基づいて、前記直流モータの回転角および回転速度の少なくともいずれか一方を検出する回転状態検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流成分の振幅変化に基づいて、前記制動手段が実行する制動の開始タイミングを制御するタイミング制御手段と、
   を備えることを特徴とする。
2. 前記通電検出手段は、前記交流成分の振幅変化に応じてパルス信号を生成するパルス生成手段を有し、
   前記回転状態検出手段は、前記パルス生成手段が生成する前記パルス信号に基づいて前記回転状態を検出し、
   前記タイミング制御手段は、前記パルス生成手段が生成する前記パルス信号に基づいて前記制動手段による前記制動の開始タイミングを制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の回転検出装置。
3. 前記タイミング制御手段は、前記パルス信号がハイレベルのときに前記制動手段による前記制動を開始させることを特徴とする請求項２に記載の回転検出装置。
4. 前記タイミング制御手段は、前記パルス信号の立ち上がりに同期して前記制動手段による前記制動を開始させることを特徴とする請求項２に記載の回転検出装置。
5. 前記タイミング制御手段は、前記パルス信号の立ち下がりに同期して前記制動手段による前記制動を開始させ、
   前記回転状態検出手段は、前記制動手段が前記制動を開始してから次に前記パルス生成手段が生成する一つのパルス信号を除いて前記回転状態を検出する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の回転検出装置。
6. 前記制動手段は、前記一対のブラシ間を短絡して前記直流モータを短絡制動させることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の回転検出装置。
7. 前記制動手段は、回生制動により前記直流モータを制動させることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の回転検出装置。
8. 前記直流モータに加わる直流電圧の極性を切り替えるスイッチング手段を備え、
   前記制動手段は、前記スイッチング手段による前記極性の切り替えをＰＷＭ制御することにより前記直流モータを制動させる、
   ことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の回転検出装置。
9. 少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
   前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構と、
   を有する直流モータと、
   請求項１から８のいずれか一項に記載の回転検出装置と、
   を備えることを特徴とする直流モータ装置。

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