JP5546685B2 - 充電装置 - Google Patents

Description

この発明は、電気自動車などの動力用バッテリを充電する充電装置に関する。

地球温暖化ガスの排出量を削減する風潮の中で二酸化炭素排出量の少なさが受け入れられて電気自動車の需要が増加し普及が加速している。電気自動車に搭載される動力用（車載）バッテリは、充電装置を使用して外部の交流電源によって充電される。このような充電装置には、交流電源から効率よく電力を取り込むための力率改善用のコイル（リアクトル）や交流電源と動力用バッテリを絶縁する絶縁用のトランス、スイッチング素子、ダイオードが使用される。

例えば、特許文献１には、交流電源側にリアクトル（コイル）および当該リアクトルに電流を通電するスイッチと、出力側にトランスおよび当該トランスの１次巻線に電流を通電するスイッチとを備え、これらのスイッチを交互に動作させて力率を１に近づける電力変換器が記載されている。この電力変換器では、力率の改善と絶縁のためにリアクトルとトランスを使用している。なお、３相の交流を電源として使用し、それぞれの相間から３個の電力変換器に電力を入力し、３個の出力を並列に接続した構成についても開示されている。

特許文献２には、昇圧チョッパ回路による構成の力率改善回路（ＰＦＣ；Power Factor Correction）と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（第２電力変換回路）と、電源電圧が低下したときに出力電圧を補助する瞬低バックアップユニットを備えた電圧低下保護装置が開示されている。
また、特許文献３は、チョークコイル、スイッチングトランジスタおよびダイオードによるチョッパ回路を複数備え、これらチョッパ回路を並列に接続したコンバータ電源回路を開示する。このコンバータ電源回路は、並列に接続した複数のチョッパ回路のスイッチング素子を同じ周波数で駆動させながら、それぞれの駆動タイミングが重ならないように動作させている。

特許文献４は、フライバック型のトランスを使用して力率の改善を図った三相力率改善回路を開示する。この回路では、トランスの２次巻線側構成部材を並列に接続してフライバック電流を合成して平滑する。なお、特許文献４には、当該回路の駆動を制御する制御回路を、１次側と２次側を電気的に分離した絶縁型とした場合や、複数のインバータ回路のスイッチング素子にそれぞれ位相差をつけて動作させること、および単相交流電源に対応した構成についても記載されている。

さらに、特許文献５に記載の従来の充電器は、商用電源と回生電源を共用する充電器（商用回生共用充電器）であって、個々の電池にそれぞれのＤＣ／ＤＣコンバータで充電を行う構成の車両搭載の直列接続電池列に対して、駆動（回生）モータの回生電流を、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを介して充電に使用する。また、特許文献５には、商用電源からの充電において、上記ＤＣ／ＤＣコンバータとは別に高力率ＡＣ／ＤＣコンバータを設けた構成についても開示されている。

特開平１−１１７６５４号公報 特開２００５−２６１１１８号公報 特開２００６−１８７１４０号公報 特開２０１０−１７０４７号公報 特開平１１−１１３１８５号公報

従来、力率の改善や絶縁に関しては、個々の回路技術が熟成されてきている。
しかし、電気自動車用の充電装置では、車両が移動先で充電するときの現地の交流電源の環境および蓄電量によって変動するバッテリ電圧に対応する特性が必要である。例えば、条件の悪い電源電圧と出力電圧が組み合わされた場合は、スイッチング素子あるいは整流ダイオードに高い電圧が印加されるため、定格電圧の高いスイッチング素子あるいは整流ダイオードを使用する必要がある。なお、電気自動車用の充電装置は、大容量であり、使用する部品は必然的に電流定格も高い部品である。

さらに、充電装置に使用する各素子には高速の動作も必要となるため、上記定格電圧の高いスイッチング素子あるいは整流ダイオードの大型化、高コスト化を招きやすい。
例えば、特許文献１，２は、コイルとトランスを組み合わせた構成であり、特許文献４では、トランスを使用する構成であるため、電源電圧と出力電圧がともに高い場合には、スイッチング素子あるいは整流ダイオードに印加される電圧が高くなる可能性がある。
従って、どのような電源環境でも充電ができる電気自動車用の充電装置には、定格電圧が充分に高いスイッチング素子あるいは整流ダイオードを使用する必要がある。

また、特許文献３では、コイルを使用した昇圧回路を構成しているので、交流電源と動力用（車載）バッテリとの絶縁ができない上に、高い電圧の交流電源から低い電圧のバッテリを充電することができず、電気自動車用の充電装置として好ましくない。
特許文献５に記載の充電器は、直列に接続された個々のバッテリを、それぞれの充電器で充電する構成である。この充電器は、独立した力率を改善するＡＣ／ＤＣコンバータを別にあつらえて使用しており、構成部材の数を低減する配慮がなされておらず、スイッチング素子あるいは整流ダイオードに印加される電圧を低減する工夫もない。また、個々のバッテリを充電するために接続される配線の数量が多く、その上に各配線は、大電流を通電するために充分な太さが必要になるため、機器内へ複数の配線を配策することが困難である。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、簡素な構成で、安価かつ小型な充電装置を得ることを目的とする。

この発明に係る充電装置は、交流電源で車両に搭載された動作用のバッテリを充電するものであって、交流電源を直流出力に整流する整流部と、力率改善用のコイルを兼用する１次巻線および交流電源と車両とを絶縁する２次巻線を有するトランス、トランスの１次巻線を流れる電流を断続するスイッチング素子、トランスの２次巻線から出力した電流を整流するダイオードおよびダイオードから出力した電流を蓄えて平滑する平滑コンデンサによって構成され、スイッチング素子のオンオフ動作により整流部の直流出力から所定の直流電力をそれぞれ出力する複数の回路ブロック部と、前記複数の回路ブロック部のそれぞれが有するスイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御部とを備え、前記複数の回路ブロック部の１次側の構成をそれぞれ並列に接続し、前記複数の回路ブロック部の２次側の構成をそれぞれ直列に接続して構成され、前記複数の回路ブロック部のそれぞれが有する平滑コンデンサの電圧を入力する平滑コンデンサ電圧入力部を備え、前記制御部は、前記平滑コンデンサ電圧入力部により入力された前記各平滑コンデンサの電圧が同等となるように制御するもの、または、前記複数の回路ブロック部のそれぞれが有するスイッチング素子に印加される電圧を入力するスイッチング素子印加電圧入力部を備え、前記制御部は、前記スイッチング素子印加電圧入力部により入力された前記各スイッチング素子に印加される電圧が同等となるように制御するものである。

この発明によれば、簡素な構成で安価かつ小型な充電装置を提供することができるという効果がある。

様々な構成の昇圧回路ブロックおよびその動作特性を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る充電装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る充電装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態３に係る充電装置の構成を示す図である。 実施の形態３に係る充電装置の他の構成を示す図である。 実施の形態３に係る充電装置のさらに別の構成を示す図である。 この発明の実施の形態４に係る充電装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態５に係る充電装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態６に係る充電装置の構成を示す図である。

以下、この発明をより詳細に説明するため、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、様々な構成の昇圧回路ブロックおよびその動作特性を示す図であり、スイッチング素子であるＦＥＴ（電界効果トランジスタ）の動作信号、ＦＥＴの印加電圧波形および整流ダイオードの印加電圧波形を示している。
図１（ａ）に示す回路ブロックは、コイルに流れる電流をＦＥＴによって断続するものであり、ＦＥＴがオンしているときにコイルとコアに蓄えた磁気エネルギを、ＦＥＴをオフにしたときに吐き出す昇圧電源の構成をしている。この回路では、交流の１サイクルの中で電源電圧が低下するタイミングにおいても電力を出力することができ、高い力率で出力電圧の昇圧が可能である。

また、この回路では、ＦＥＴに印加される電圧は略出力電圧であり、整流ダイオードに印加される電圧も略出力電圧である。つまり、電源電圧を１００Ｖ、出力電圧を２００Ｖとした場合、図１（ａ）に示すように、ＦＥＴおよび整流ダイオードにそれぞれ印加される電圧は概ね２００Ｖとなる。
例えば、交流電源の最大電圧を２５０Ｖｒｍｓ（整流部の出力電圧は３５０Ｖｄｃ）、電気自動車用バッテリの最大電圧を４００Ｖｄｃとした場合、ＦＥＴと整流ダイオードとに印加される最高電圧は４００Ｖであり、汎用的な４００Ｖ対応のＦＥＴと整流ダイオードを使用することができる。
しかしながら、特許文献３に記載されるように、この回路構成では、交流電源とバッテリ（車載機器）の絶縁ができず、例えば２５０Ｖｒｍｓの交流電源から電源電圧よりも低電圧の例えば８０Ｖｄｃのバッテリを充電することができないため、電気自動車用バッテリの充電装置として使用できない。

図１（ｂ）に示す回路ブロックは、トランスの１次巻線に流れる電流をＦＥＴによって断続する。つまり、ＦＥＴがオンしているとき、トランスの１次巻線とコアに蓄えた磁気エネルギを、ＦＥＴをオフにしたときに、トランスの二次巻線に吐き出させるフライバック式電源を構成している。この回路構成では、交流の１サイクルの中で電源電圧が低下するタイミングにおいても電力を出力することができ、高い力率で、電圧を昇圧あるいは降圧することと、１次側と２次側の絶縁が同時に実現可能である。

この回路において、トランスの１次と２次の巻数比を１：ｎとした場合、ＦＥＴに印加される電圧は、概ね（（出力電圧／ｎ）＋電源電圧）であり、整流ダイオードに印加される電圧は、概ね（出力電圧＋（ｎ×電源電圧））である。つまり、電源電圧を１００Ｖ、出力電圧を２００Ｖ、ｎ＝１とした場合は、図１（ｂ）に示すように、ＦＥＴおよび整流ダイオードにそれぞれ印加される電圧は、概ね３００Ｖとなる。

例えば、交流電源の最大電圧を２５０Ｖｒｍｓ（整流部の出力電圧は３５０Ｖｄｃ）、電気自動車用バッテリの最大電圧を４００Ｖｄｃ、ｎを１とした場合には、ＦＥＴに印加される最高電圧は４００Ｖ／１＋３５０Ｖ＝７５０Ｖとなり、整流ダイオードに印加される最高電圧は４００Ｖ＋３５０Ｖ／１＝７５０Ｖとなる。
この場合、７５０Ｖ以上に対応するＦＥＴと整流ダイオードを使用せざるを得ないが、当該電圧に対応するＦＥＴやダイオード、特に動作速度が速く、大電流を通電することが可能なＦＥＴやダイオードは、汎用的なものが少なく、大型化する傾向があるため、製品化したときの装置のサイズやコストの観点から好適なものを選定することがし難い。

図１（ｃ）に示す回路は、力率改善用のコイルと絶縁用を兼ねたフライバック式トランスを用いた複数の回路ブロックを、トランスの１次側を並列に接続し、２次側を直列に接続して構成したものである。この構成では、図１（ｂ）に示した回路と比べてそれぞれのトランス、ＦＥＴ、整流ダイオードの電力定格は１／２となる。従って、それぞれのトランス、ＦＥＴ、整流ダイオードには、定格電圧が低く、小型のものを使用することができる。

この回路では、ＦＥＴに印加される電圧が、概ね（（出力電圧／２ｎ）＋電源電圧）であり、整流ダイオードに印加される電圧は、概ね（出力電圧／２＋（ｎ×電源電圧））である。つまり、電源電圧を１００Ｖ、出力電圧を２００Ｖ、ｎ＝１の場合、図１（ｃ）に示すように、ＦＥＴおよび整流ダイオードにそれぞれ印加される電圧は、概ね２００Ｖとなる。

例えば、交流電源の最大電圧を２５０Ｖｒｍｓ（整流部の出力電圧は３５０Ｖｄｃ）、電気自動車用バッテリの最大電圧を４００Ｖｄｃ、ｎを１とした場合には、ＦＥＴに印加される最高電圧は、４００Ｖ／２＋３５０Ｖ＝５５０Ｖとなり、整流ダイオードに印加される最高電圧は、４００Ｖ／２＋３５０Ｖ／１＝５５０Ｖとなる。

また、上記回路ブロックの数をＮ個とした場合には、図１（ｂ）に示した回路と比べてそれぞれのトランス、ＦＥＴ、整流ダイオードの電力定格は１／Ｎとなる。従って、それぞれのトランス、ＦＥＴ、整流ダイオードには、さらに、定格電圧が低く、小型のものを使用することができる。

この回路では、各トランスの１次と２次の巻数比を１：ｎとした場合に、ＦＥＴに印加される電圧は、概ね（（出力電圧／（Ｎ×ｎ））＋電源電圧）であり、整流ダイオードに印加される電圧は、概ね（出力電圧／Ｎ＋（ｎ×電源電圧））である。
従って、交流電源の最大電圧を２５０Ｖｒｍｓ（整流部の出力電圧は３５０Ｖｄｃ）、電気自動車用バッテリの最大電圧を４００Ｖｄｃ、ｎを１、Ｎを８とした場合、ＦＥＴに印加される最高電圧が４００Ｖ／８＋３５０Ｖ＝４００Ｖとなり、整流ダイオードに印加される最高電圧が４００Ｖ／８＋３５０Ｖ／１＝４００Ｖとなるので、ＦＥＴおよび整流ダイオードに、図１（ａ）の構成と略同等の電圧定格のものが使用できる。

このように、上記回路ブロックの数量を増やして、トランスの１次側を並列に接続し、２次側を直列に接続した回路とすれば、汎用性が高く、定格電圧の低いＦＥＴおよび整流ダイオードを使用することができ、製品化したときの装置のサイズやコストの観点から好適な選定が可能となる。

図２は、この発明の実施の形態１に係る充電装置の構成を示す図である。図２において、実施の形態１に係る充電装置１は、交流電源２から電気自動車用バッテリ３を充電する装置であって、電源整流部５、ＰＦＣ（力率改善）・ＤＣ／ＤＣコンバータ部６、平滑コンデンサ電圧入力部８および制御部９を備える。電気自動車用バッテリ３は、電気自動車の動力用モータなどの高電圧の負荷４と接続される。

電源整流部５は、全波整流用に接続されたダイオード５−１，５−３、および、５−２，５−４を備えている。また、ダイオード５−１，５−２の各アノード端子は、低電位側出力となり、回路ブロック部７−１〜７−ＮのそれぞれのＦＥＴのソース端子と接続し、ダイオード５−３，５−４の各カソード端子は、高電位側出力となり、回路ブロック部７−１〜７−Ｎのそれぞれのトランスの１次巻線の一端（ＦＥＴと接続しない方の端子）と接続している。さらに、交流電源２の一方の出力端子がダイオード５−１，５−３の接続点と接続し、交流電源２の他方の出力端子がダイオード５−２，５−４の接続点に接続している。

ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部６は、１００Ｖｒｍｓ系または２００Ｖｒｍｓ系などの各種の交流電源２を電源として、８０Ｖｄｃ程度から４００Ｖｄｃ程度に変動する電気自動車用（動力用）の直流電圧を生成する構成部であり、複数（Ｎ個）の回路ブロック部７−１〜７−Ｎから構成される。
各回路ブロック部７−１〜７−Ｎは、トランス、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、整流ダイオードおよび平滑コンデンサから構成されるＤＣ／ＤＣコンバータである。回路ブロック部７−１〜７−Ｎのトランスは、力率改善用のコイルを兼用する１次巻線および交流電源２と車両の電源とを絶縁する２次巻線を備えたフライバック式のトランスである。ＦＥＴは、当該トランスの１次巻線への通電電流を断続するスイッチング素子である。整流ダイオードは、当該トランスの２次巻線からの出力電流を整流する。平滑コンデンサは、当該整流ダイオードの出力電流を蓄えて平滑する。
また、回路ブロック部７−１〜７−Ｎは、図１に示すようにそれぞれのトランスの１次側の構成部材（トランスの１次巻線の一方の端子（ＦＥＴと接続しない方の端子）と当該ＦＥＴのソース端子）が並列に接続され、２次側の構成部材（平滑コンデンサを介した２つの出力端子）が直列に接続される。

平滑コンデンサ電圧入力部８は、回路ブロック部７−１〜７−Ｎのそれぞれの平滑コンデンサに印加される電圧を入力し、制御部９へ出力する。
制御部９は、回路ブロック部７−１〜７−Ｎの動作を制御する構成部であり、回路ブロック部７−１〜７−ＮのそれぞれのＦＥＴのゲート端子へ出力した回路ブロックＦＥＴ駆動信号によって各ＦＥＴのオンオフ動作を制御してトランスに磁気エネルギを蓄え、これを放出することで、トランスで発生した電流を整流ダイオードで整流し、平滑コンデンサで平滑して直流電圧を生成する。
また、実施の形態１では、制御部９は、平滑コンデンサ電圧入力部８を介して得られた各平滑コンデンサの電圧が均等になるように、各回路ブロック部７−１〜７−ＮのそれぞれのＦＥＴのオンオフ動作（周期およびＤｕｔｙ）を操作し、それぞれのＦＥＴに対して動作を間欠にする制御やＰＷＭ制御を行う。

図１（ｃ）および図２に示すように、本発明では、力率改善用のコイルを兼用する絶縁用のトランス、ＦＥＴ、整流ダイオードおよび平滑コンデンサから構成される複数の回路ブロック部を用いて一式の充電装置を構成する。このように構成することで、各回路ブロック部７−１〜７−Ｎにおいて、ＦＥＴおよび整流ダイオードに汎用的な定格電圧の低いものを使用しながら、力率改善用のコイルを使用することなく、簡素な構成で安価な充電装置を実現できる。なお、充電装置１は、電気自動車用（動力用）のバッテリ３を充電する出力端子は２端子であるため、特許文献５のように個々のバッテリに接続する複数の太い配線を配策する必要がなく、機構的な設計自由度の高い構成となる。

回路ブロック部７−１〜７−Ｎには、スイッチング速度の速いＦＥＴの他に、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの各種のトランジスタを使用し、整流ダイオードに、逆回復時間の短いファーストリカバリ型ダイオード（ＦＲＤ）を使用してもよい。一般的にはスイッチング素子および整流ダイオードを使用する機器の回路電圧が５００Ｖｄｃを超えると、これに対応する定格電圧のスイッチング素子および整流ダイオードが格段に少なくなり、素子選択の自由度が低下する。また、回路電圧が高くなると、各素子の耐電圧を確保するためにスイッチング速度および逆回復時間などの一部の電気的特性をトレードオフすることもあり、スイッチング素子あるいは整流ダイオードを選択する設計的な自由度も限られる。さらに、流通数量の少ない素子のコストは一般的に割高である。
同様に、平滑コンデンサは、電源の力率を改善しながらリプルの少ない直流電流をバッテリ３へ出力するフィルタ機能を有するため、従来の充電装置では、交流電源２の２倍の周波数のリプルを吸収すべく、高耐電圧で大容量のコンデンサ（例えば、電解コンデンサあるいはスーパーキャパシタ）を使用せざるを得なかった。このように、従来では、平滑コンデンサについても、素子選択の自由度が低く、コストも必然的に割高なものとなっていた。

そこで、本発明では、図１（ｃ）および図２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する複数個の回路ブロック部７−１〜７−Ｎを用いて、それぞれのトランスの１次側の構成部材を並列に接続し、２次側の構成部材を直列に接続して一式の充電装置を構成する。このように構成することで、個々の回路ブロック部には、定格電圧の低い汎用的な素子を利用でき、自ずと高速動作が可能な素子を選択する自由度が向上する。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ構成のスイッチング周波数を高くすることができれば、小型のコイルやトランスを使用できる。

なお、本発明は、一式の充電装置を構成するトランス、ＦＥＴおよび平滑コンデンサを複数に分割したものと等価になるが、それぞれのトランス、ＦＥＴおよび平滑コンデンサを小型にすることができるため、各素子の配置の自由度も向上して、結果的に充電装置１全体を小型化することが可能である。
特に、各素子が小型になると、簡素な固定手段でそれぞれの素子を容易に固定することができ、大きな振動が加わる可能性がある車載用の充電装置に好適である。
さらに、汎用的な定格電圧の低いトランス、ＦＥＴおよび平滑コンデンサは、低コストであるため、充電装置１を安価に構成できる。

また、この実施の形態１では、制御部９が、平滑コンデンサ電圧入力部８を介して入力した回路ブロック部７−１〜７−Ｎのそれぞれの平滑コンデンサの電圧が略同等になるように、回路ブロック部７−１〜７−ＮのそれぞれのＦＥＴのオンオフ動作（周期およびＤｕｔｙ）を制御する。このように制御することで、回路ブロック部７−１〜７−Ｎの各平滑コンデンサに印加される電圧がばらばらになり、その一部の平滑コンデンサに印加される電圧が過大になって当該平滑コンデンサが劣化、さらには破壊することを防止できる。これにより、平滑コンデンサに負担を掛けない信頼性の高い充電装置を構成できる。

以上のように、この実施の形態１では、交流電源２で車両に搭載された動作用のバッテリを充電する充電装置１であって、交流電源２を直流出力に整流する電源整流部５と、力率改善用のコイルを兼用する１次巻線および交流電源２と車両とを絶縁する２次巻線を有するトランス、トランスの１次巻線を流れる電流を断続するスイッチング素子であるＦＥＴ、トランスの２次巻線から出力した電流を整流する整流ダイオードおよび整流ダイオードから出力した電流を蓄えて平滑する平滑コンデンサによって構成され、ＦＥＴのオンオフ動作により電源整流部５の直流出力から所定の直流電力をそれぞれ出力する複数の回路ブロック部７−１〜７−Ｎと、複数の回路ブロック部７−１〜７−Ｎのそれぞれが有するＦＥＴのオンオフ動作を制御する制御部とを備え、複数の回路ブロック部７−１〜７−Ｎの１次側の構成をそれぞれ並列に接続し、複数の回路ブロック部７−１〜７−Ｎの２次側の構成をそれぞれ直列に接続する。このように構成したので、簡素な構成で安価かつ小型の充電装置１を提供することができる。

また、この実施の形態１によれば、制御部９が、回路ブロック部７−１〜７−Ｎの各平滑コンデンサに印加される電圧が略同等になるようにＦＥＴのオンオフ動作（周期およびＤｕｔｙ）を制御する。特に、回路ブロック部７−１〜７−Ｎのそれぞれが有する平滑コンデンサの電圧を入力する平滑コンデンサ電圧入力部８を備え、制御部９が、平滑コンデンサ電圧入力部８により入力された各平滑コンデンサの電圧が略同等となるように制御する。このようにすることで、回路ブロック部７−１〜７−Ｎの各平滑コンデンサに印加される電圧がばらばらになり、その一部の平滑コンデンサが過電圧になることによって劣化、さらには破壊することを防止でき、平滑コンデンサに負担を掛けない信頼性の高い充電装置を構成できる。

実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２に係る充電装置の構成を示す図である。図３に示すように、実施の形態２に係る充電装置１Ａは、上記実施の形態１の構成における平滑コンデンサ電圧入力部８の代わりに、スイッチング素子印加電圧入力部１０を備える。
制御部９Ａは、スイッチング素子印加電圧入力部１０を介して入力した回路ブロック部７−１〜７−ＮのそれぞれのＦＥＴに印加される電圧（ソース−ドレイン間電圧）が略同等になるように、回路ブロック部７−１〜７−ＮのそれぞれのＦＥＴのオンオフ動作（周期およびＤｕｔｙ）を制御する。

回路ブロック部７−１〜７−ＮのそれぞれのＦＥＴに印加される電圧（ソース−ドレイン間電圧）を均等にすれば、回路ブロック部７−１〜７−Ｎの各ＦＥＴに印加される電圧がばらばらになり、その一部のＦＥＴに過電圧が印加されることによって、当該ＦＥＴが劣化、さらには破壊することを防止できる。
また、ＦＥＴに印加される上記電圧は、回路ブロック部７−１〜７−Ｎのそれぞれの平滑コンデンサに印加される電圧と相関がある。従って、回路ブロック部７−１〜７−ＮのそれぞれのＦＥＴに印加される上記電圧を略同等にすれば、各平滑コンデンサに印加される電圧を均等にすることができる。つまり、回路ブロック部７−１〜７−Ｎの各平滑コンデンサに印加される電圧がばらばらになり、その一部の平滑コンデンサに過電圧が印加されることによって、当該平滑コンデンサが劣化、さらには破壊することも防止できる。

なお、ＦＥＴのソース−ドレイン間電圧は、図３に示すようにダイオードにより直流に変換しコンデンサで平滑してから計測してもよいが、ＦＥＴがオフしているときの電圧をＡ／Ｄコンバータ等を用いてサンプリングして計測してもよい。

以上のように、この実施の形態２によれば、複数の回路ブロック部７−１〜７−Ｎのそれぞれが有するＦＥＴに印加される電圧を入力するスイッチング素子印加電圧入力部１０を備え、制御部９Ａが、スイッチング素子印加電圧入力部１０により入力された各ＦＥＴに印加される電圧が略同等となるように制御する。このように構成したので、各回路ブロック部７−１〜７−ＮにおけるＦＥＴおよび平滑コンデンサに負担をかけない信頼性の高い充電装置１Ａを提供することができる。

実施の形態３．
図４は、この発明の実施の形態３に係る充電装置の構成を示す図である。図４において、実施の形態３に係る充電装置１Ｂは、交流電源２から電気自動車用バッテリ３を充電する装置であって、電源整流部５Ａ、ＰＦＣ（力率改善）・ＤＣ／ＤＣコンバータ部６、制御部９Ｂおよび位相入力部１２（制御部９Ｂの一部）を備える。
電源整流部５Ａは、全波整流用に接続されたダイオード５−１，５−３、および５−２，５−４を備え、さらに、各ダイオード５−１〜５−４の両端に、ＦＥＴ１１−１〜１１−４のソース端子とドレイン端子をそれぞれ接続している。また、上記実施の形態１と同様に、ダイオード５−１，５−２の各アノード端子は、低電位側出力となり、回路ブロック部７−１〜７−ＮのそれぞれのＦＥＴのソース端子と接続し、ダイオード５−３，５−４の各カソード端子は、高電位側出力となり、回路ブロック部７−１〜７−Ｎのそれぞれのトランスの１次巻線の一端と接続している。さらに、交流電源２の一方の出力端子がダイオード５−１，５−３の接続点と接続し、交流電源２の他方の出力端子がダイオード５−２，５−４の接続点に接続している。
位相入力部１２は、交流電源２の位相を入力して制御部９Ｂへ出力する。
制御部９Ｂは、位相入力部１２を介して入力した交流電源２の位相に合わせて電源整流部５Ａの各ＦＥＴ１１−１〜１１−４のオンオフ動作を制御する。

上記実施の形態１，２のように、交流電源２の電源電流の整流にダイオード５−１〜５−４を使用した場合、ダイオード５−１〜５−４には一個あたり０．７〜１Ｖ程度の電圧降下が生じる。このため、大電流を通電すると、この電圧降下による損失が大きくなる。
そこで、電源整流部５のダイオード５−１〜５−４のアノード−カソード端子間を短絡するスイッチング素子としてＦＥＴ１１−１〜１１−４を設けて、電源電圧の位相に同期してオンオフ動作を制御（同期整流）する。ＦＥＴ１１−１〜１１−４のそれぞれの電圧降下が各ダイオード５−１〜５−４の電圧降下よりも低いため、このように構成することで、電源整流部５Ａにおける損失を軽減できる。

なお、図４では、ダイオード５−１〜５−４のそれぞれのアノード−カソード端子間を短絡するＦＥＴ１１−１〜１１−４を設けた場合を示したが、ダイオード５−１〜５−４およびＦＥＴ１１−１〜１１−４の代わりに、ダイオード機能（整流機能）を有するスイッチング素子を設けても、同様の効果が得られる。

図５は、実施の形態３に係る充電装置の他の構成を示す図である。図５に示す充電装置１Ｃの電源整流部５Ｂは、上記実施の形態１，２の電源整流部５のダイオード５−１〜５−４から構成される全波整流用のブリッジ回路のうち、低電位側のダイオード５−１，５−２の代わりに、寄生ダイオードのあるＦＥＴ１３−１，１３−２を設ける。制御部９Ｂは、交流電源２の電源電圧の位相に同期して、ＦＥＴ１３−１，１３−２のオンオフ動作を制御（同期整流）することにより、低電位側のダイオード５−１，５−２で生じる順方向の電圧降下による損失を低減できる。
なお、寄生ダイオードのあるＦＥＴ１３−１，１３−２の代わりに、還流ダイオードとＩＧＢＴを設けて、制御部９Ｂが、交流電源２の電源電圧の位相に同期させて、ＩＧＢＴのオンオフ動作を制御（同期整流）しても、同様の効果が得られる。

また、図５に示す例では、制御部９Ｂにおける電源整流部５Ｂのスイッチング素子のオンオフ動作を説明するために、制御部９Ｂの中の位相入力部１２を示したものであり、制御部９Ｂ（電源整流部５Ｂのスイッチング素子のオンオフ動作を制御する部分）の位相入力部１２は、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して交流電源２をそれぞれ入力する位相入力部１２に相当する部分、および、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して入力された電源電圧と比較電源１２ｃの比較用直流電圧とをそれぞれ比較する比較器１２ａ，１２ｂから構成する。比較器１２ａは、抵抗Ｒ１を介して入力された電源電圧と比較電源１２ｃの比較用直流電圧との大小比較によって高レベルあるいは低レベルの電圧を出力し、比較器１２ｂは、抵抗Ｒ２を介して入力された電源電圧と比較用直流電圧との大小比較によって高レベルあるいは低レベルの電圧を出力する。
例えば、交流電源２の抵抗Ｒ１側の電源電圧が比較用直流電圧以上になると、比較器１２ａの出力が高レベルになりＦＥＴ１３−２をオンし、交流電源２の抵抗Ｒ２側の電源電圧が比較用直流電圧以上になると、比較器１２ｂの出力が高レベルになりＦＥＴ１３−１をオンすることで、低電位側出力から交流電源２に電流を流す低電位側のダイオード（ダイオード５−１、５−２に相当）を交流電源２の電源電圧の位相に同期して短絡することができ、損失の少ない同期整流を行うことができる。

図６は、実施の形態３に係る充電装置のさらに別の構成を示す図である。図６に示す充電装置１Ｄの電源整流部５Ｃは、図５に示した電源整流部５Ｂの高電位側のダイオード５−３，５−４についても、寄生ダイオードのあるＦＥＴ１３−３，１３−４で代替し、これらを駆動するドライバとしてパルストランス１４ａ，１４ｂを設けている。パルストランス１４ａ，１４ｂは、比較器１２ａ，１２ｂの出力に応じた制御信号をＦＥＴ１３−３，１３−４のゲート端子に出力してオンオフさせる。このように構成することで、高電位側のダイオード（ダイオード５−３，５−４に相当）で生じる順方向の電圧降下による損失をさらに低減できる。
なお、寄生ダイオードのあるＦＥＴ１３−３，１３−４の代わりに、還流ダイオードとＩＧＢＴを設けて、制御部９Ｂが、交流電源２の電源電圧の位相に同期させて、ＩＧＢＴのオンオフ動作を制御（同期整流）しても、同様の効果が得られる。
高電位側のＦＥＴ１３−３，１３−４またはＩＧＢＴの駆動は、パルストランス以外にレベルシフト回路あるいは絶縁ドライバ回路を使用することも可能である。

また、図５，６は、制御部９Ｂの中の位相入力部１２を比較器１２ａ，１２ｂを利用した回路で構成した場合を示したが、他の回路構成や、ＣＰＵを用いたディジタル回路で構成してもよい。例えば、ＣＰＵが、Ａ／Ｄコンバータを介して交流電源２の交流電圧を取り入れて、交流電圧の位相に同期した適切なタイミングでＦＥＴ１３−１〜１３−４などのスイッチング素子のオンオフ動作を制御することもできる。

なお、位相入力部１２の比較器１２ａ，１２ｂあるいはＣＰＵを使用する制御部９Ｂの回路構成は、交流電源２の電源電圧を整流した直流電源の低電位側出力を共通電位として利用できるため、簡素な回路で、上記回路ブロック部のスイッチング素子や同期整流用のスイッチング素子のオンオフ動作を制御することができる。

以上のように、この実施の形態３によれば、図４〜６に示すように、電源整流部５Ａ〜５Ｃが、整流機能付きのＦＥＴ、またはダイオードおよびその両端の導通を開閉するＦＥＴを含んで構成され、制御部９Ｂが、交流電源２の位相を入力して当該ＦＥＴのオンオフ動作を交流電源２の位相に合わせて制御する。このようにすることにより、交流電源を整流する電源整流部５Ａ，５Ｂ，５Ｃの電力損失を軽減でき、電源効率の高い充電装置を簡素な構成で実現できる。

実施の形態４．
図７は、この発明の実施の形態４に係る充電装置の構成を示す図である。図７に示す充電装置１ＥのＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部６Ｂは、回路ブロック部７Ｂ−１〜７Ｂ−Ｎから構成される。回路ブロック部７Ｂ−１〜７Ｂ−Ｎの各々は、力率改善用のコイルを兼用する絶縁用のトランス、ＦＥＴおよび整流ダイオードからなる複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列に接続して一式の回路ブロック部が構成される。また、制御部９Ｃは、回路ブロックＦＥＴ駆動信号によって各回路ブロック部における複数のＦＥＴのオンオフ動作を制御することにより、個々の回路ブロック部における出力電圧を制御する。
なお、図７において、回路ブロック部７Ｂ−２〜７Ｂ−Ｎの各構成は、回路ブロック部７Ｂ−１と同様であるので記載を省略している。

以上のように、この実施の形態４によれば、図７に示すように、回路ブロック部７Ｂ−１〜７Ｂ−Ｎを、力率改善用のコイルを兼用する１次巻線および交流電源２と車両とを絶縁する２次巻線を有するトランス、トランスの１次巻線を流れる電流を断続するＦＥＴ、およびトランスの２次巻線から出力した電流を整流するダイオードとから構成され、個々の回路ブロック部において、ＦＥＴのオンオフ動作により電源整流部５の直流出力から所定の直流電力をそれぞれ出力する複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列に接続して、複数の整流ダイオードから出力される電流を統合し、平滑コンデンサで平滑して個々の回路ブロックごとの直流電圧を生成する。このように構成することで、個々の回路ブロックにおけるそれぞれのＤＣ／ＤＣコンバータ回路に使用する素子としてさらに定格電力が低い素子を使用することができる。

実施の形態５．
上記実施の形態１〜４は、制御部が回路ブロック部のスイッチング素子を一括して制御する構成であるが、回路ブロック部に対して交流電源２側（自装置の入力側）と車載機器側（自装置の出力側）は絶縁されており、それぞれが基準とする電位が異なるため、制御部における電圧や電流の入力回路やフィードバック回路が複雑な構成になる。
そこで、この実施の形態５では、図８に示す充電装置１Ｆのように、制御部を、ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部６Ｃの回路ブロック部７Ｃ−１〜７Ｃ−ＮのＦＥＴのオンオフ動作を制御するＦＥＴ駆動用の制御部９Ｄ−１（第１の制御部）と、回路ブロック部７Ｃ−１〜７Ｃ−Ｎによる出力電圧や出力電流をフィードバックする出力電圧や出力電流フィードバック用の制御部９Ｄ−２（第２の制御部）に分割して構成している。なお、制御部９Ｄ−１，９Ｄ−２は、互いに絶縁されている交流電源２側と車載機器側に対応すべく、互いに電気的に絶縁するために、制御部９Ｄ−２からのフィードバック信号を、絶縁式の回路構成を介して制御部９Ｄ−１へ伝達する。

出力電圧をフィードバックする例として、自装置の出力端子間に直列に接続した分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂ、フォトカプラ１６、誤差増幅器１７および比較電源１８を用いる構成を図８に示す。この構成において、自装置の出力電圧を分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂで分圧して誤差増幅器１７の入力端子の一方に入力する。誤差増幅器１７は、出力電圧を分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂで分圧した電圧と比較電源１８の比較用直流電圧との差を増幅し、両電圧の差に応じた電流をフォトカプラ１６の発光素子へ流す。フォトカプラ１６の受光素子から両電圧の差に応じた値のフィードバック信号が制御部９Ｄ−１の出力Ｆ／Ｂ入力端子へ出力され、当フィードバック信号の値に応じて各回路ブロック部７Ｃ−１〜７Ｃ−ＮのＦＥＴのオンオフ動作を制御する。以上のように制御部９Ｄ−１，９Ｄ−２を動作させることで、出力電圧を任意の値に保つことができる。
上記においては、出力電圧のフィードバックを例に挙げたが、電流センサを用いて出力電流のフィードバックも同様に行うことができ、同様な操作によって、出力電流を任意の値に保つことができる。
なお、図８において、回路ブロック部７Ｃ−２〜７Ｃ−Ｎの各構成は、回路ブロック部７Ｃ−１と同様であるので記載を省略している。
また、制御部９Ｄ−１の電源として、小容量のＤＣ／ＤＣコンバータを用いて交流電源２から生成した電源や、回路ブロック部に備えたトランスに電源用の巻線を追加して構成した電源を使用することができる。

さらに、図８に示すように、各回路ブロック部７Ｃ−１〜７Ｃ−Ｎと電源整流部５との間（電源整流部５の高電位側出力と各回路ブロック部７Ｃ−１〜７Ｃ−Ｎのトランスの１次巻線の一方の端子（ＦＥＴに接続しない方の端子）との間）に、過電流によって溶断するフューズ１５をそれぞれ設けてもよい。これにより、回路ブロック部７Ｃ−１〜７Ｃ−Ｎのうちの一部の回路ブロック部のＦＥＴが短絡する故障が発生しても、当該回路ブロック部のフューズ１５が溶断することによって、当該故障した回路ブロック部が他の回路ブロックの動作を妨害することを回避できる。このとき、他の回路ブロック部は、当該故障した回路ブロック部の動作を補って、充電動作を続行することができる。

以上のように、この実施の形態５によれば、制御部を、図８に示すように、互いに絶縁された制御部９Ｄ−１と制御部９Ｄ−２とに分割することで、制御部９Ｄ−２は、自装置からバッテリ３に出力した出力電圧信号や通電した出力電流信号を制御部９Ｄ−１へフィードバックし、制御部９Ｄ−１は、制御部９Ｄ−２からフィードバックされた出力電圧信号や出力電流信号に基づき、複数の回路ブロック部７−１〜７−Ｎに備えたＦＥＴのオンオフ動作を制御することによって、バッテリ３を充電することができ、簡素な構成の充電装置１Ｆを実現することができる。

実施の形態６．
図９は、この発明の実施の形態６に係る充電装置の構成を示す図である。図９に示すように、実施の形態６に係る充電装置１Ｇは、制御部を、交流電源２側の制御部（交流電源側制御部）である制御部９Ｅ−１と、車載機器２１側の制御部（車載機器側制御部）である制御部９Ｅ−２から構成し、制御部９Ｅ−１，９Ｅ−２を絶縁して設ける。制御部９Ｅ−１は、例えば専用のＩＣあるいはマイクロコンピュータを使用して構成され、絶縁式の制御電源１９ａを使用して車載バッテリ２２の出力電圧（１２Ｖ）を基に電源が供給され、主にＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部６Ｄの回路ブロック部７Ｄ−１〜７Ｄ−ＮのそれぞれのＦＥＴのオンオフ動作を制御する。また、制御部９Ｅ−２は、例えば専用のＩＣあるいはマイクロコンピュータを使用して構成され、制御電源１９ｂにより車載バッテリ２２の出力電圧（１２Ｖ）を基に電源が供給され、主に出力電圧や出力電流の情報を制御部９Ｅ−１に送信する。
なお、図９において、回路ブロック部７Ｄ−２〜７Ｄ−Ｎの各構成は、回路ブロック部７Ｄ−１と同様であるので記載を省略している。

制御部９Ｅ−１，９Ｅ−２が、絶縁式のインタフェース（Ｉ／Ｆ）２０を共用して相互に車両情報をやり取りすることにより、制御部９Ｅ−２から制御部９Ｅ−１に伝達される出力電圧や出力電流信号等でＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部６Ｄを制御して出力電圧や出力電流を適切に操作できることに加え、制御部９Ｅ−１から制御部９Ｅ−２に伝達される入力電圧や入力電流信号等で車載機器２１が行うフェイル動作を含むシステム的な制御を的確に行うことが可能となる。
なお、制御部９Ｅ−１は、上記ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部６Ｄを制御（回路ブロック部のＦＥＴの駆動）および交流電源２からの入力電圧や入力電流の情報入力と制御部９Ｅ−２への伝達の他に、周期や位相などの入力の交流電源情報の入力および制御部９Ｅ−２への伝達、交流電源２の同期整流用ＦＥＴ（実施の形態３参照）の駆動、制御部９Ｅ−２からの出力電圧や出力電流信号の入力および車載機器２１から制御部９Ｅ−２を介して伝達される動作／停止情報やフェイル情報の入力等を行う。また、制御部９Ｅ−２は、上記出力電圧や出力電流の入力および入力電圧や入力電流信号の車載機器２１への伝達の他に、構成部品の発熱情報の入力、車載バッテリ（１２Ｖ）２２の電圧の入力、制御部９Ｅ−１からの入力の交流電源情報の入力を行い、車載機器２１へ伝達する。一方、車載機器２１からの動作／停止情報および充電電流の要求値の入力、フェイル情報の入力を行い、制御部９Ｅ−１へ伝達する。なお、絶縁式のＩ／Ｆ２０には、光を使用するフォトカプラあるいは磁気を使用するトランス等を使用する。

上記絶縁式の制御電源１９ａに関して以下に補足を加える。
制御電源は交流電源２として低電圧の１００Ｖｒｍｓの電源を使用するときにも制御部９Ｅ−１用の充分な低電圧電源を確保する能力を備えながら、高電圧の２００Ｖｒｍｓを電源としたときにも同様な電力を供給する必要があるため、電源効率の悪化が避けられない。その上、高電圧電源対応の素子を使用せざるを得ないため、使用する部品には電力的に充分な余裕が必要となる。
しかしながら、図９のように、車載バッテリ２２の出力電圧を基にして交流電源２側の制御部９Ｅ−１用の電源を生成する絶縁式の制御電源１９ａを使用することにより、比較的安定している車載バッテリ２２の直流電圧１２Ｖを使用して電源効率の高い電源を、定格電圧の低い素子を用いて実現できる。また、制御部９Ｅ−１の動作および情報の入出力は、上記実施の形態３と同様に交流電源２を整流した直流の低電位側を共通電位としているため、当低電位側を共通電位とする簡素な回路で絶縁電源が構成できる。ちなみに、交流電源２からの電気自動車への充電動作は、車載機器２１が正常に動作しているとき、つまり車載バッテリ２２の１２Ｖ電圧が供給されているときに行うものであり、車載バッテリ２２から電源が供給されないときに、自装置を動作してバッテリ３を充電する必要はない。

以上のように、この実施の形態６によれば、制御部を、図９に示すように、互いに絶縁された制御部９Ｅ−１と制御部９Ｅ−２に分割して構成し、一方で、制御部９Ｅ−２は、自装置の出力電圧や出力電流を含む情報を入力して制御部９Ｅ−１へ出力し、制御部９Ｅ−１は、制御部９Ｅ−２から入力した情報に応じて複数の回路ブロック部７−１〜７−Ｎの動作を制御する。他方で、制御部９Ｅ−１は、交流電源からの入力電圧や入力電流を含む情報を入力して制御部９Ｅ−２へ出力し、制御部９Ｅ−２は、制御部９Ｅ−１から入力した情報を車載機器２１に出力し、車載機器２１によって充電装置を含むシステム的な制御を行う。このように構成したので、簡素な構成で、柔軟性のある制御ができる充電装置を構成できる。

また、上記実施の形態１〜６において、制御部は、各回路ブロック部のそれぞれのＦＥＴの動作タイミングをずらし、例えばそれぞれのＦＥＴが順次動作するように、それぞれの回路ブロックＦＥＴ駆動信号をそれぞれの回路ブロック部のＦＥＴへ出力する。このように、各ＦＥＴ駆動信号を順次出力して、各回路ブロック部を順次動作させることにより、電源電流および出力電流のリプルを少なくすることができ、電源や出力に及ぼすノイズを低減できる。つまり、交流電源２およびバッテリ３に対する高調波やノイズ等の影響が少ない充電装置を実現することができる。

特に、実施の形態４のように、各回路ブロック部の中に複数のＦＥＴ（スイッチング素子）を有する構成において、それぞれのスイッチング動作をずらせば、平滑コンデンサの充電電流のピーク電流を抑え、リプル電流を減少することができる。これにより、平滑コンデンサの発熱を低減でき、劣化を抑制できる。また、例えば電解コンデンサやスーパーキャパシタのような、許容リプル電流が小さいコンデンサの使用も可能になる。

なお、本発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

この発明に係る充電装置は簡素な構成で安価かつ小型な充電装置であるので、電気自動車などの動力用バッテリを充電する車載用の充電装置に好適である。

１，１Ａ〜１Ｇ 充電装置、２ 交流電源、３ バッテリ、４ 負荷、５，５Ａ〜５Ｃ 電源整流部、５−１〜５−４ ダイオード、６，６Ａ〜６Ｄ ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部、７−１〜７−Ｎ，７Ａ−１〜７Ａ−Ｎ，７Ｂ−１〜７Ｂ−Ｎ，７Ｃ−１〜７Ｃ−Ｎ，７Ｄ−１〜７Ｄ−Ｎ 回路ブロック部、８ 平滑コンデンサ電圧入力部、９，９Ａ〜９Ｃ，９Ｄ−１，９Ｄ−２，９Ｅ−１，９Ｅ−２ 制御部、１０ スイッチング素子印加電圧入力部、１１−１〜１１−４ ＦＥＴ、１２ 位相入力部、１２ａ，１２ｂ 比較器、１２ｃ，１８ 比較用電源、１３−１〜１３−４ 寄生ダイオードのあるＦＥＴ、１４ａ，１４ｂ パルストランス、１５ フューズ、１６ フォトカプラ、１７ 誤差増幅器、１９ａ，１９ｂ 制御電源、２０ 絶縁式Ｉ／Ｆ、２１ 車載機器、２２ 車載バッテリ。

Claims (5)

1. 交流電源で車両に搭載された動作用のバッテリを充電する充電装置であって、
   前記交流電源を直流出力に整流する整流部と、
   力率改善用のコイルを兼用する１次巻線および前記交流電源と前記車両とを絶縁する２次巻線を有するトランス、前記トランスの１次巻線を流れる電流を断続するスイッチング素子、前記トランスの２次巻線から出力した電流を整流するダイオードおよび前記ダイオードから出力した電流を蓄えて平滑する平滑コンデンサによって構成され、前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記整流部の直流出力から所定の直流電力をそれぞれ出力する複数の回路ブロック部と、
   前記複数の回路ブロック部のそれぞれが有するスイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御部とを備え、
   前記複数の回路ブロック部の１次側の構成をそれぞれ並列に接続し、
   前記複数の回路ブロック部の２次側の構成をそれぞれ直列に接続して構成され、
   前記複数の回路ブロック部のそれぞれが有する平滑コンデンサの電圧を入力する平滑コンデンサ電圧入力部を備え、
   前記制御部は、前記平滑コンデンサ電圧入力部により入力された前記各平滑コンデンサの電圧が同等となるように制御することを特徴とする充電装置。
2. 交流電源で車両に搭載された動作用のバッテリを充電する充電装置であって、
   前記交流電源を直流出力に整流する整流部と、
   力率改善用のコイルを兼用する１次巻線および前記交流電源と前記車両とを絶縁する２次巻線を有するトランス、前記トランスの１次巻線を流れる電流を断続するスイッチング素子、前記トランスの２次巻線から出力した電流を整流するダイオードおよび前記ダイオードから出力した電流を蓄えて平滑する平滑コンデンサによって構成され、前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記整流部の直流出力から所定の直流電力をそれぞれ出力する複数の回路ブロック部と、
   前記複数の回路ブロック部のそれぞれが有するスイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御部とを備え、
   前記複数の回路ブロック部の１次側の構成をそれぞれ並列に接続し、
   前記複数の回路ブロック部の２次側の構成をそれぞれ直列に接続して構成され、
   前記複数の回路ブロック部のそれぞれが有するスイッチング素子に印加される電圧を入力するスイッチング素子印加電圧入力部を備え、
   前記制御部は、前記スイッチング素子印加電圧入力部により入力された前記各スイッチング素子に印加される電圧が同等となるように制御することを特徴とする充電装置。
3. 前記個々の回路ブロック部を、力率改善用のコイルを兼用する１次巻線および前記交流電源と前記車両とを絶縁する２次巻線を有する複数のトランス、前記トランスの１次巻線を流れる電流を断続する複数のスイッチング素子、および前記トランスの２次巻線から出力した電流を整流する複数のダイオードとから構成し、前記スイッチング素子のオンオフ動作により出力される前記複数のダイオードの出力を並列に接続して、前記複数のダイオードから出力した電流を統合して前記個々の回路ブロックの平滑コンデンサに蓄える構成にしたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の充電装置。
4. 前記制御部は、前記複数の回路ブロック部がそれぞれ有するスイッチング素子のオンオフ動作を、互いの動作タイミングがずれるように制御することを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載の充電装置。
5. 前記制御部は、互いに絶縁された交流電源側制御部と車載機器側制御部とによって構成され、
   前記交流電源側制御部は、自装置の入力電圧や入力電流等の情報を前記車載機器側制御部へ出力し、
   前記車載機器側制御部は、自装置の出力電圧や出力電流等の情報を前記交流電源側制御部へ出力し、
   前記交流電源側制御部と前記車載機器側制御部は、それぞれ入力した情報に応じて、それぞれの動作を行うことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載の充電装置。

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