JP5574846B2

JP5574846B2 - スイッチング電源

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Publication number: JP5574846B2
Application number: JP2010141937A
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Inventors: 祐樹仲島; 文明水野
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Filing date: 2010-06-22
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Description

本発明は直流電圧を生成するスイッチング電源に関する。

商用電源より入力される交流電圧を整流平滑して得られた直流電圧を、機器が必要とする一定の電圧に変換する電源として、自励発振方式のスイッチング電源（以下、スイッチング電源という）が知られている。このスイッチング電源は、電源が搭載される電子機器において必要とされる最大の負荷の状態において最大の効率が得られるように設計されるのが一般的である。従って、スイッチング電源において負荷が軽くなる（軽負荷状態ともいう）と効率が低下することになる。自励式スイッチング電源を備える電子機器としては、例えば、機器が動作していない状態において消費電力を低減するために休止状態を取ることができる構成となっている。

休止状態においては、スイッチング電源は、連続的に発振せずに、発振と停止を所定の間隔で繰り返す断続的な動作（以下、間欠発振動作という）をして消費電力を低減しつつスイッチング動作の効率を低下させないようにしている。この動作は、スイッチング電源の二次側から一次側に対して発振の停止を指示する信号を送信して、間欠発振動作に移行するように制御する。このような間欠発振動作については、例えば、特許文献１に記載されている。この間欠発振動作では、スイッチング電源のスイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ：ＭＯＳＦＥＴ）のオン時間が長くなり、スイッチング素子のスイッチング回数が減ることによって動作効率の低下を防ぐことができる。なお、間欠発振動作を制御するには、例えば、マイクロコンピュータ内部のタイマを用いて時間を計測し、電源回路の定数や接続される負荷に適した時間間隔で間欠発振するように制御することが望ましい。

特開２００３−２８４３４０号公報

しかしながら、間欠発振動作をした場合、以下に説明するような課題が発生する。間欠発振動作では、発振動作の間隔を周期とする周波数の定数倍に強度のピークを持つ音がトランスから発生することがわかった。このトランスから発生する音の一例として間欠発振動作の周波数を１０ＫＨｚとした場合のトランスからの発生音について、周波数を横軸に音の強度を縦軸としたグラフを図９に示す。図９に示すように音の強度のピークが離散的に並ぶ周波数特性を持つ音が発生していることが分かる。このような周波数特性の音は、トランスの機械的な振動によって発生する音の周波数とスイッチング素子の駆動周波数の高周波成分が重なって発生する。そして、この発生音は可聴域の音であり人間の耳には、聴覚上、不快な音として聞こえることが知られている。つまり、スイッチング電源としては効率を低下させずに消費電力を低下することはできるが、スイッチング電源を搭載した電子機器から不快な音が発生してしまう。本出願に係る発明は、このような課題に鑑み、スイッチング電源を間欠発振動作させた場合におけるトランスから発生する不快な音を低減することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明のスイッチング電源は、一次側と二次側が絶縁されたトランスと、前記トランスの前記一次側に供給される電圧をスイッチングするスイッチング部と、前記トランスの前記二次側に発生する電圧を出力する出力部と、前記出力部から負荷に供給する電圧が第１電圧の場合に、前記スイッチング部を連続発振させ、前記スイッチング部のスイッチング周期を一定周期になるように設定し、前記出力部から前記負荷に供給する電圧が前記第１電圧よりも小さい第２電圧の場合に、前記スイッチング周期を前記一定周期よりも長いスイッチング周期に設定する設定部と、を備え、前記長いスイッチング周期に設定された場合に、少なくともスイッチング素子を３回以上、オンするスイッチング期間において、前記スイッチング素子が１回目にオンしてから前記スイッチング素子が２回目にオンする迄の第１期間は、前記スイッチング素子が２回目にオンしてから前記スイッチング素子が３回目にオンするまでの第２期間よりも短くなるように、前記スイッチング素子をオンするタイミングが制御され、且つ、前記スイッチング期間を連続して繰り返すように、前記スイッチング素子が制御されることを特徴とする。
また、上記目的を達成するため本発明の画像形成装置は、画像を形成する画像形成部と、
前記画像形成部の動作を制御する制御部と、前記制御部に電力を供給するスイッチング電源と、を備え、前記スイッチング電源は、一次側と二次側が絶縁されたトランスと、前記トランスの前記一次側に供給される電圧をスイッチングするスイッチング部と、前記トランスの前記二次側に発生する電圧を出力する出力部と、前記出力部から負荷に供給する電圧が第１電圧の場合に、前記スイッチング部を連続発振させ、前記スイッチング部のスイッチング周期を一定周期になるように設定し、前記出力部から前記負荷に供給する電圧が前記第１電圧よりも小さい第２電圧の場合に、前記スイッチング周期を前記一定周期よりも長いスイッチング周期に設定する設定部と、を備え、前記長いスイッチング周期に設定された場合に、少なくともスイッチング素子を３回以上、オンするスイッチング期間において、前記スイッチング素子が１回目にオンしてから前記スイッチング素子が２回目にオンする迄の第１期間は、前記スイッチング素子が２回目にオンしてから前記スイッチング素子が３回目にオンするまでの第２期間よりも短くなるように、前記スイッチング素子をオンするタイミングが制御され、且つ、前記スイッチング期間を連続して繰り返すように、前記スイッチング素子が制御されることを特徴とする。

以上、説明したように、本発明によれば、スイッチング電源において間欠発振動作時に発生する不快な音を低減することが可能になる。

実施例１のスイッチング電源の回路実施例１のスイッチング電源の自励発振停止信号生成部の構成を示す図実施例１の発振停止信号生成部からの乱数値と発振停止信号の波形を示す図実施例１の絶縁トランスから発生する音の周波数特性を表す図実施例２のスイッチング電源の発振停止信号生成部の構成を示す図実施例２の発振停止信号生成部からのカウント値と発振停止信号の波形を示す図実施例３のスイッチング電源の発振停止信号生成部の構成を示す図実施例３の発振停止信号生成部からの乱数値と発振停止信号の波形を示す図従来の絶縁トランスから発生する音の周波数特性を表す図本発明のスイッチング電源の適用例を示す図

次に、上述した課題を解決するための本発明の具体的な構成について、以下に実施例に基づき説明する。なお、以下に示す実施例は一例であって、この発明の技術的範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。

実施例１は、自励発振方式のスイッチング電源（以下、スイッチング電源という）の間欠発振動作の間隔を、一回の発振毎にランダムに切り替えることによって、トランスから発生する音の周波数特性が特定のピークを持った音が発生しないようにする点が特徴である。以下、実施例１について詳細に説明する。

＜電源回路の構成＞
図１に実施例１のスイッチング電源の回路構成を示す。本実施例のスイッチング電源の回路は、一次巻線Ｌ２１、二次巻線Ｌ２２、帰還巻線Ｌ２３を有する絶縁トランスＴ２１と、整流素子としてのダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４からなるダイオードブリッジを備えている。さらに、平滑コンデンサＣ１１、起動抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２４、制御端子を有するスイッチング素子Ｑ２１、制御端子を有するスイッチング素子Ｑ２２、制御端子を有するスイッチング素子Ｑ２３を備える。さらに、発光ダイオード１０４ａ（二次側）とフォトトランジスタ１０４ｂ（一次側）を有するフォトカプラＰＣ２１、ダイオードＤ２１とコンデンサＣ２３からなる整流平滑回路１０１、抵抗Ｒ２６、Ｒ２７、Ｒ２９、コンデンサＣ２４、シャントレギュレータＩＣ２１からなる誤差検出回路１０２、発振停止信号生成回路１０３を備えている。なお、本実施例ではスイッチング素子Ｑ２１はＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、Ｑ２２とＱ２３はトランジスタを用いている。

次に、スイッチング電源の回路の各部の接続関係を説明する。絶縁トランスＴ２１の一次巻線Ｌ２１のマイナス極側とスイッチング素子Ｑ２１の電流流入端子が接続され、絶縁トランスＴ２１の一次巻線Ｌ２１のプラス極側と起動抵抗Ｒ２１の一端が接続される。起動抵抗Ｒ２１の他端は、スイッチング素子Ｑ２１の制御端子、コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２３の直列回路の一端、抵抗Ｒ２２の一端、スイッチング素子Ｑ２２の電流流入端、及び、フォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂと抵抗Ｒ２５で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流流入側に接続される。

抵抗Ｒ２２の他端は、スイッチング素子Ｑ２１及びスイッチング素子Ｑ２２の電流流出端、コンデンサＣ２２の一端、及び、絶縁トランスＴ２１の帰還巻線Ｌ２３のマイナス極側と接続される。コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２３の直列回路の他端は、絶縁トランスＴ２１の帰還巻線Ｌ２３のプラス極側、及び、抵抗Ｒ２４の一端と接続され、抵抗Ｒ２４の他端は、スイッチング素子Ｑ２２の制御端子、コンデンサＣ２２の他端、及び、フォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂと抵抗Ｒ２５で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流の流出側に接続される。

整流平滑回路１０１は、絶縁トランスＴ２１の二次巻線Ｌ２２に対し、スイッチング素子Ｑ２１がオフの時に二次巻線Ｌ２２に電流が流れる向きに接続される。誤差検出回路１０２は、整流平滑回路１０１の出力電圧と基準電圧を比較し、電圧差に応じた電圧を出力するものであり、誤差検出回路１０２の出力は、フォトカプラＰＣ２１の発光ダイオード１０４ａのカソード側とスイッチング素子Ｑ２３の電流流入端子に抵抗３０を介して接続される。スイッチング素子Ｑ２３の電流流出端子は、整流平滑回路１０１の低電圧側出力に接続される。スイッチング素子Ｑ２３の制御端子は、発振停止信号生成回路１０３の出力に接続される。

次に、スイッチング電源の回路の各部の機能を説明する。ダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４からなるダイオードブリッジは、商用電源から供給される交流電圧を全波整流する。平滑コンデンサＣ１１は、ダイオードブリッジでで全波整流された電圧を平滑して直流電圧にする。絶縁トランスＴ２１は、一次巻線Ｌ２１、二次巻線Ｌ２２、帰還巻線Ｌ２３を備える。スイッチング素子Ｑ２１は、本実施例ではＭＯＳＦＥＴであり、絶縁トランスＴ２１の一次巻線Ｌ２１に流れる電流の導通遮断（以下、オンオフという）を制御する制御端子を備えている。スイッチング素子Ｑ２１をオンオフさせて、断続的に絶縁トランスＴ２１の一次巻線Ｌ２１に電流を流す。整流平滑回路１０１は、ダイオードＤ２１とコンデンサＣ２３から構成され、スイッチング素子Ｑ２１がオフの期間に発生する絶縁トランスＴ２１の二次巻線Ｌ２２の電圧を平滑及び整流して直流電圧を出力する。
誤差検出回路１０２は、整流平滑回路１０１の出力電圧を抵抗Ｒ２６とＲ２７で分圧した電圧をシャントレギュレータＩＣ２１のリファレンス端子に入力する。シャントレギュレータＩＣ２１は、内蔵された基準電圧とリファレンス端子に入力された電圧とを比較して、両電圧の差に応じた電圧がカソード端子に発生する素子である。誤差検出回路１０２のコンデンサＣ２４及び抵抗Ｒ２９から構成される回路は、位相補償用の回路である。フォトカプラＰＣ２１は、絶縁トランスＴ２１の二次側に配置された発光ダイオード１０４ａと一次側に配置されたフォトトランジスタ１０４ｂから構成される。このフォトカプラＰＣ２１は、二次側の出力を一次側に伝達する信号伝達部として機能する。シャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧に応じた電流が、フォトカプラＰＣ２１の発光ダイオード１０４ａに流れて発光し、フォトトランジスタ１０４ｂで受光して電流として伝達される。

スイッチング素子Ｑ２１は、電源投入時は起動抵抗Ｒ２１からの電流がコンデンサＣ２１に充電され、スイッチング素子Ｑ２１の制御端子の電圧が上昇することによりオンする。また、スイッチング素子Ｑ２１は、連続発振時には絶縁トランスＴ２１の帰還巻線Ｌ２３に電圧が発生すること（リンギングともいう）によりオンする。このリンギングは、絶縁トランスＴ２１に蓄えられたエネルギーが二次巻線Ｌ２２を通じて二次側に全て放出された後に発生する。なお、スイッチング素子Ｑ２１は、スイッチング素子Ｑ２２がオンして、スイッチング素子Ｑ２１の制御端子の電圧が低下することによってオフする。スイッチング素子Ｑ２２の制御端子にはコンデンサＣ２２が取り付けられており、コンデンサＣ２２は、スイッチング素子Ｑ２１がオンして絶縁トランスＴ２１の帰還巻線Ｌ２３の電圧が上昇することにより、抵抗Ｒ２４を介して充電される。抵抗Ｒ２４は、スイッチング電源における最も低い発振周波数を決定するための抵抗である。また、フォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂに流れる電流も、スイッチング素子Ｑ２１の制御端子から充電される。

スイッチング素子Ｑ２１のオン時間は、コンデンサＣ２２への充電速度により決定される。その理由は、コンデンサＣ２２の電圧がスイッチング素子Ｑ２２の制御端子の閾値電圧を超えるとスイッチング素子Ｑ２２がオンし、スイッチング素子Ｑ２１がオフするからである。このコンデンサＣ２２への充電電流は、抵抗Ｒ２４の電流とフォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂの電流との和である。フォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂの電流は、二次側の誤差検出回路１０２の出力電圧に依存して変化する。誤差検出回路１０２の出力は、二次側の出力電圧が高ければ低く、二次側の出力電圧が低ければ高くなる。従って、フォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂの電流は、二次側の出力電圧が高ければ大きく、二次側の出力電圧が低ければ小さくなる。つまり、スイッチング素子Ｑ２１のオン時間は、二次側の出力電圧が高ければ短く、二次側の出力電圧が低ければ長くなる。なお、本実施例のスイッチング電源の最大のオン時間は、抵抗Ｒ２４とコンデンサＣ２１によって決定される時間である。なお、コンデンサＣ２１と並列に抵抗が取り付けた回路構成の場合はその抵抗の影響も受ける。

ここで、スイッチング電源を搭載している電子機器が動作時であって負荷が大きい場合（例えば、電子機器における通常動作時）は、発振停止信号生成回路１０３はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子をＬＯＷレベルの出力とする。従って、スイッチング電源は上記で説明したような連続発振動作を行う。一方、電子機器が休止時であって負荷が小さい場合（例えば、電子機器における省電力時、又は軽負荷時）は、発振停止信号生成回路１０３はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子にＨＩ／ＬＯＷを繰り返すパルス状の信号を出力する。即ち、発振停止信号生成回路１０３は、スイッチング素子Ｑ２３の制御端子にパルス状の信号を断続的に付加することで、スイッチング素子Ｑ２３がオンオフ状態を断続的に繰り返す状態と定常的なオフ状態の２つの状態を取る。これによりスイッチング電源は間欠発振動作する。

スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩの期間、フォトカプラＰＣ２１の二次側の発光ダイオード１０４ａには、誤差検出回路１０２の出力とは関係なく抵抗Ｒ２８で制限される電流が流れる。この電流は、通常の連続発振時に比べて充分に大きく、フォトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタ１０４ｂに伝達されると、瞬時にコンデンサＣ２２の電圧を上昇させる。これによりスイッチング素子Ｑ２２をオンさせ、スイッチング素子Ｑ２１をオフする。この状態をスイッチング電源の発振周波数の例えば２倍〜２０倍程度継続すると、絶縁トランスＴ２１のエネルギーが放出され、スイッチング電源の一次側は起動前の状態と同じになる。

一方、スイッチング電源の二次側の出力は負荷が小さく、出力時間が短いため、出力電圧は略そのままの状態で維持できる。スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩからＬＯＷに戻ると、フォトカプラＰＣ２１の二次側の発光ダイオード１０４ａの電流はすぐさま元の状態に戻る。そのため、フォトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタ１０４ｂの電流もほぼ以前の状態に回復する。抵抗Ｒ２４によるフォトトランジスタ１０４ｂの電流の電圧降下を、スイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧よりも大きく設定した場合、スイッチング素子Ｑ２２はオン状態を継続し、起動抵抗Ｒ２１の電流はスイッチング素子Ｑ２２に全て流る。従って、スイッチング素子Ｑ２１はオンされず、スイッチング電源は停止状態を継続する。

その後、時間の経過に従い、負荷によって整流平滑回路１０１のコンデンサＣ２３に溜まった電荷が消費され、徐々に二次側出力の電圧は低下する。それに伴い誤差検出回路１０２の出力電圧も上昇し、フォトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタ１０４ｂの電流も減少し、この電流による抵抗Ｒ２４の電圧降下がスイッチング素子Ｑ２２の閾値よりも低くなると、起動抵抗Ｒ２１よりコンデンサＣ２１が充電され、スイッチング素子Ｑ２１がオンし、その後、スイッチング電源は発振を始める。上記のようにスイッチング電源が発振を開始するタイミングは、抵抗Ｒ２４に流れる電流、即ち、誤差検出回路１０２の出力電圧、即ち、二次側の出力電圧がある一定の電圧になったタイミングである。従って、スイッチング素子Ｑ２３にパルスを与えているモードにおいて、二次側の出力電圧の発振停止時における最低の電圧は、印加するパルスの状態によらず抵抗Ｒ２４によって設定できる。この最低の電圧の設定に関して以下に説明する。

フォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂの電流をｉｆ、シャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧をｖｆ、二次側の出力電圧をｖｏ、シャントレギュレータＩＣ２１の基準電圧をＶｒ、コンデンサＣ２４の両端電圧をｖｃ、フォトカプラＰＣ２１の電流伝達率をａとし、ある定常状態の負荷ＩｏのときのｉｆをＩｆ、ｖｆをＶｆ、ｖｏをＶｏ、ｖｃをＶｃとしたとき、下記式が成り立つ。なお、式中で大文字アルファベットは定数、小文字アルファベットは変数を意味する。
ｖｆ＝Ｖｒ＋Ｖｃ＋ｂ（Ｖｒ−ｃｖｏ）・・・（式１）
ｉｆ＝ａ（ｖｏ−ｖｆ）／Ｒ２８・・・（式２）
Ｖｆ＝Ｖｒ＋Ｖｃ・・・（式３）
Ｖｒ＝ｃＶｏ・・・（式４）
Ｉｆ＝ａ（Ｖｏ−Ｖｆ）／Ｒ２８・・・（式５）
ここで、シャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧ｖｆを示す（式１）のｂは抵抗Ｒ２６及び抵抗Ｒ２７の合成抵抗と抵抗Ｒ２９とシャントレギュレータＩＣ２１で構成された反転増幅器の増幅率である。また、ｃは抵抗Ｒ２６と抵抗Ｒ２７の分圧比である。この（式１）は、シャントレギュレータＩＣ２１のｖｏの微小な変化に対するカソード電圧ｖｆを示している。このときのコンデンサＣ２４の両端電圧は固定値であると考えられるためＶｃと置いている。（式２）はシャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧とフォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂの電流の関係を示す。なお、この式ではフォトカプラＰＣ２１の発光ダイオード１０４ａの電圧降下が無いものとしている。（式３）は定常状態でのシャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧を示し、（式４）はシャントレギュレータの基準電圧を示す。（式５）は定常状態でのシャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧とオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂの電流の関係を示す。これらの式より、以下の関係式を導出できる。
ｉｆ＝Ｉｆ−ａ（１／ｃ＋ｂ）（Ｖｒ−ｃｖｏ）／Ｒ２８・・・（式６）
（式６）において、Ｖｒと上記のｂとｃは定数であり変動しないものと考えてよい。また、定常状態でのフォトトランジスタ１０４ｂの電流Ｉｆはスイッチング電源の負荷電流により決定される。動作を軽負荷時に限定してとらえた場合は、Ｉｆの変動幅は極めて小さいと考えられる。

この（式６）によれば、フォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂの電流ｉｆと二次側の出力電圧ｖｏの関係は、フォトカプラＰＣ２１の電流伝達率ａに依存した関係となることがわかる。スイッチング電源が発振停止の状態から発振開始の状態になるのは、フォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１０４ｂの電流ｉｆが一定の電流になったときであるから、発振停止時の二次側の出力電圧の最も低い電圧はフォトカプラＰＣ２１の電流伝達率ａに依存した一定電圧となる。逆にいえば、フォトカプラＰＣ２１の電流伝達率ａのばらつきを小さくすれば、発振停止時の二次側の出力電圧の最も低い電圧をパルス波形、負荷によらず、ほぼ一定の値とすることができる。

なお、この本実施例における、最低の電圧の設定条件については、一例を説明したものであって、例えば、回路として誤動作阻止のためのノイズ除去用のコンデンサや抵抗を追加することができる。

＜電源回路の発振停止信号生成回路の構成＞
図２に、発振停止信号生成回路１０３の構成を示す。発振停止信号生成回路１０３は、ＣＰＵ２０１、不揮発性メモリとしてのＥＥＰＲＯＭ２０２、乱数生成部２０３、パルス信号生成部２０４から構成される。以下、各構成について説明する。

ＣＰＵ２０１は、乱数生成部２０３、及び、パルス信号生成部２０４の動作を制御する。ＥＥＰＲＯＭ２０２は、スイッチング電源の電源回路の発振停止時間と最適な発振時間が保存されている。なお発振停止時間とは、間欠発振動作を行う場合において、制御端子Ｑ２３の指示によって回路が発振を停止したのちに発振を再開するまでの時間である。また、最適な発振時間とは、発振が再開されてから制御端子の指示によって発振を停止するまでの間の発振時間のうち、間欠発振動作を行う上で効率が最も良くなる発振時間である。これら二つの時間は、電源回路の二次側の回路定数と、接続される負荷の大きさから導出して設定される。本実施例では、予め発振停止時間と最適な発振時間を算出してＥＥＰＲＯＭ２０２に保存している。

乱数生成部２０３は、パルス信号生成部２０４から乱数生成を指示する信号を受け取ると、その内部回路で擬似乱数を生成し、パルス信号生成部２０４へ送信する。本実施例では、１００程度の乱数から構成される数列を先頭から順番に出力し続けることで生成する擬似乱数を用いている。なお、擬似乱数生成方の別の方法の一例として、記憶領域に乱数テーブルを保存しておき、順にこれを参照して擬似乱数を生成する構成を取ることができる。

パルス信号生成部２０４では、ＥＥＰＲＯＭ２０１に格納されている発振停止時間と最適な発振時間、及び、乱数生成部２０３から送信される乱数を受け取り、一波毎のパルス間隔を決定する。なお、パルス幅は、スイッチング電源の発振周波数の２倍〜２０倍程度になるように設定する。本実施例では、スイッチング電源の発振周波数の１０倍程度のパルス幅としている。パルス間隔は、発振停止時間と最適な発振時間の和を基準値として、これに乱数値を差分値として加えた時間を設定する。この差分値は、基準値に対し１０％程度以内に収まるように乱数値を補正してから基準値へ加える。また、パルス間隔は、発振停止時間よりも短くなると間欠発振動作の発振周波数を所望の周波数に制御することが困難になるため、パルス間隔が発振停止時間よりも長くなるように差分値を制限する。これらの調整を行った後、パルス信号生成部２０４は、パルスを一波分、制御端子Ｑ２３へと送信し、次の乱数値を受け取るために乱数生成を指示する信号を乱数生成部２０３に送信する。この動作を、パルス１波分を送信するごとに繰り返し実行する。

一連の動作を繰り返し行った際に、発振停止信号生成回路１０３から出力されるパルス波形と、パルス波形を出力中の発振停止信号生成回路１０３内部の乱数値との関係を図３に示す。本実施例では乱数のビット数を３ビットとした例で説明する。なお乱数のビット数は３ビットに限定されるものではなくビット数を変更しても同様に実現することができる。そして生成された乱数に従って回路は次に出力するパルス間隔を決定し、パルスを一波出力する。そのたびに乱数が次の異なる値に切り替わり、同様にその乱数に従って次のパルス間隔が決定される。その結果、パルス間隔がパルス一波毎に変動するようになる。

なお、本実施例ではＣＰＵ２０１とは独立して乱数生成部２０３、パルス信号生成部２０４を発振停止信号生成回路１０３に構成している。しかし、この構成に限らず、別途、記憶媒体から読み出されたプログラムコードに基づき、ＣＰＵによって乱数生成部２０３、パルス信号生成部２０４の動作を実行してもよい。

＜本実施例の効果＞
次に、本実施例の効果を説明する。図４に、発振停止時間を９４０ｕｓ、最適な発振時間を２ｍｓと設定して電源回路を動作させた場合に、絶縁トランスＴ２１から発生する音の周波数特性を示す。図４（ａ）は、間欠発振動作の周期を２ｍｓに固定して動作させた場合に絶縁トランスＴ２１から発生する音の周波数特性である。この図によれば間欠発振動作の周波数である５００Ｈｚの定数倍の周波数に対して、強度のピークを持つ音が出力されることがわかる。また、図４（ｂ）に、本実施例で説明したパルス間隔の変動制御を適用した場合の周波数特性を示す。図４（ｂ）は、間欠発振動作の周期を２ｍｓ付近でランダムに変動させた場合における絶縁トランスＴ２１から発生する音の周波数特性である。この例では、８つのパルス間隔（１．９９ｍｓ、１．９８ｍｓ、１．９７ｍｓ、１．９６ｍｓ、１．９５ｍｓ、１．９４ｍｓ、１．９３ｍｓ、１．９２ｍｓ）の中から、パルス間隔を一つランダムに選択し、そのパルス間隔に合わせてパルスを一波出力するという動作を繰り返して生成したパルス信号を間欠発振動作の駆動信号としている。間欠発振動作の周波数が一意でなくなるので、５００Ｈｚの定数倍の周波数に対して発生するピークが抑制されていることがわかる。

本実施例では、間欠発振動作時の複数のパルス間隔を夫々異なる値に設定する例を説明したが、複数のパルス間隔のうち少なくとも２つのパルス間隔が異なっていれば、音を低減する効果が得られる。図４（ｂ）で示した例において、例えば、８つの間隔のうち１つの間隔を１．９９ｍｓとし、他の７つの間隔を２．００ｍｓとするように設定しても不快な音を低減する効果が得られる。

以上、本実施例によれば、間欠発振動作時においてスイッチング素子のオンする複数の間隔をランダムに設定することにより、スイッチング電源において間欠発振動作時に発生する不快な音を低減することができる。

実施例１では、パルス信号生成部がパルスを１波分出力するたびに、乱数生成を指示する信号を乱数生成部へと送信し、新たに乱数生成部から送信される乱数を使用して、次のパルス間隔を決定していた。本実施例では、実施例１とは異なり、パルス間隔を決定するために使用する値を、乱数ではなく、予め決められた数字を予め決められた順番で出力するカウンタ値を使用することを特徴とする。このようなカウンタ値を用いても、パルス間隔を一波毎に変化させることが可能であり、スイッチング電源の間欠発振動作の周波数が一定の値に収束させずに、発生する不快な音を低減するが可能である。以下に、本実施例について詳細に説明する。

＜電源回路の発振停止信号生成回路の構成＞
電源回路の全体の構成については、実施例１と同様であり、本実施例では発振停止信号生成回路１０３が実施例１と異なっている。従って、以下では、発振停止信号生成回路１０３について説明し、その他、実施例１共通する構成については説明を省略する。

図５に、本実施例の発振停止信号生成回路１０３の構成を示す。発振停止信号生成回路１０３は、ＣＰＵ５０１、不揮発性メモリとしてのＥＥＰＲＯＭ５０２、カウンタ５０３、パルス信号生成部５０４から構成される。以下に各構成について説明する。ＥＥＰＲＯＭ５０２は、実施例１と同様、発振停止時間と、最適な発振時間が保存される。カウンタ５０３は、パルス信号生成部５０４からカウント指示信号を受け取ると、その内部でカウンタを１つ進め、進めたカウント値をパルス信号生成部５０４へと送信する。パルス信号生成部５０４では、ＥＥＰＲＯＭ５０１に格納されている発振停止時間と最適な発振時間、とカウンタ５０３から送信されるカウント値を受け取り、１波毎のパルス間隔を決定する。パルス幅は、実施例１と同様にスイッチング電源の発振周波数の１０倍程度となるように設定すればよい。パルス間隔は、発振停止時間と最適な発振時間の和を基準値として、この基準値にカウント値を差分値として加えた時間を設定する。差分値は、基準値に対し１０％程度以内に収まるように値を補正してから基準値に加える。また、パルス間隔が発振停止時間よりも短くなると間欠発振動作の周波数を所望の値に制御することが困難であるため、パルス間隔が発振停止時間よりも長くなるように差分値を制限する。本実施例では、これらの差分値への補正をパルス信号生成部５０４で行う。なお、発振停止時間の制約の範囲内に収まるように、予め１０個程度の異なったパルス間隔を生成してＥＥＰＲＯＭ５０１に保存しておき、カウンタ５０３が送信するカウント値と連動させて保存されたパルス間隔を一波ずつ出力する形を取る方法でもよい。このようにパルス間隔の設定を行った後、パルス信号生成部５０４は、パルスを１波分出力する為に、制御端子Ｑ２３へ信号を出力し、次のカウント値を受け取るためにカウント指示信号をカウンタ５０３へと送信する。この動作をパルス１波分を送信する毎に繰り返し実行する。

一連の動作を繰り返し実行した際における、発振停止信号生成回路１０３から出力されるパルス波形と、パルス波形の出力中の発振停止信号生成回路１０３内部のカウント値との関係を図６に示す。本実施例ではカウンタのビット数を３ビットとした例を示している。なお、３ビットに限定されるものではなく、他のビット数であっても同様に実現することができる。生成されたカウント値に従って回路は次に出力するパルス間隔を決定し、パルスを一波分出力する。そのたびにカウント値が次の値に切り替わり、同様にそのカウント値に従って次のパルス間隔が決定される。結果、パルスの間隔がパルス一波毎に変動する。本実施例では、実施例１の乱数生成部の代わりにアップカウンタでパルス間隔を決定できるため、より簡便な回路構成にできることが利点である。

以上、本実施例によれば、間欠発振動作時においてスイッチング素子のオンする複数の間隔をカウンタを用いて異なる間隔に設定することにより、スイッチング電源において間欠発振動作時に発生する不快な音を低減することができる。

実施例１は、パルス信号生成部がパルスを１波分出力する毎に、乱数生成を指示する信号を乱数生成部へと送信し、新たに乱数生成部から送信される乱数を使用して次のパルス間隔を決定していた。なお、パルス間隔を必ずしも一波毎に変更するのではなく、数回連続して同じ周期であったとしても、長い期間でとらえてパルス間隔が散らばっていれば、間欠発振動作の周波数特性はピークを持った音が発生しなくなる。従って、本実施例では、短期的には同じ周期でパルスの出力を繰り返すが、長期的には連続性を持たないパルス列の集合を用いて、スイッチング電源の間欠発振動作を行って、トランスから不快な音が発生しないようにする方法を特徴としている。以下に、本実施例について詳細に説明する。

＜電源回路の発振停止信号生成回路の構成＞
電源回路の全体の構成については、実施例１と同様であり、本実施例では発振停止信号生成回路１０３が実施例１と異なっている。従って、以下では、発振停止信号生成回路１０３について説明し、その他、実施例１と共通する構成については説明を省略する。

図７に、発振停止信号生成回路１０３の構成を示す。発振停止信号生成回路１０３は、ＣＰＵ７０１、ＥＥＰＲＯＭ７０２、ＰＷＭ信号生成部７０３から構成される。ＣＰＵ７０１は、内部のプログラムコードに従い、乱数の生成を行う乱数発生部として機能する。それに加え、ＣＰＵ７０１はＥＥＰＲＯＭ７０２に格納されている発振停止時間と最適な発振時間を受け取り、発生した乱数を用いてパルス幅とパルス間隔を決定する。パルス幅は、スイッチング電源の発振周波数の１０倍程度となるように設定する。パルス間隔は、発振停止時間と最適な発振時間の和を基準値として、これに発生した乱数値を差分値として加えた時間を設定する。この差分値は、基準値に対し１０％程度以内に収まるように値を補正してから基準値に加える。また、パルス間隔が発振停止時間よりも短くなると間欠発振動作の周波数を所望の値に制御することが困難であるため、パルス間隔が発振停止時間よりも長くなるように差分値を制限する。ＰＷＭ信号生成部７０３は、ＣＰＵ７０１からパルス幅とパルス間隔の値を受け取り、それに従って指定されたパルスを出力する。

前記一連の動作を繰り返し実行した際における、発振停止信号生成回路１０３から出力されるパルス波形と、パルス波形の出力中の発振停止信号生成回路１０３内部の乱数値との関係を図８に示す。乱数値の設定が次の設定値に切り替わるまで、回路は現在設定された乱数値によって決定されるパルス間隔によってパルスを出力し続ける。ＣＰＵ７０１が次の乱数値を計算し、新しい乱数値の設定に切り替わると、切り替わった後に最初にパルスを一波出力するタイミングからパルス間隔を変化させる。結果、パルス間隔が同じパルスを所定数、出力するごとに変動することになる。本実施例では図８で示すように、最初の３パルスの２つの間隔を同じ間隔にし、その後、４パルスの３つの間隔を同じ間隔（前のパルス間隔とは異なる）にし、次の３パルスの２つの間隔を同じ間隔（前のパルス間隔とは異なる）にするというように制御している。この本実施例では、一波毎にパルス間隔を変えることが無いので、パルス間隔の切り替えを簡易に実行できるため、実施例１よりも簡易な構成にすることができるという利点がある。

以上、本実施例によれば、所定数のパルス間隔を同じ間隔にする期間をもうけるという簡易なパルス間隔の制御により、スイッチング電源において間欠発振動作時に発生する不快な音を低減することができる。

（スイッチング電源の適用例）
例えばプリンタ、複写機、ファクシミリ等の画像形成装置における低電圧電源として適用することができる。画像形成装置における制御部としてのコントローラへの電力供給、また、用紙を搬送する搬送ローラの駆動部としてのモータへの電力供給のための電源として適用可能である。

図１０（ａ）に画像形成装置の一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ２００は、画像形成部２１０として潜像が形成される像担持体としての感光ドラム２１１、感光ドラムに形成された潜像をトナーで現像する現像部２１２を備えている。そして感光ドラム２１１に現像されたトナー像をカセット２１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写して、シートに転写したとなー像を定着器２１４で定着してトレイ２１５に排出する。また、図１０（ｂ）に画像形成装置の制御部としてのコントローラと駆動部としてのモータへの電源からの電力供給ラインを示す。前述のスイッチング電源は、画像形成装置の画像形成動作を制御するＣＰＵ３１０を有するコントローラへ３００の電力供給、また、画像形成のための駆動部としてのモータ３１２、３１３に電力を供給する低圧電源として適用できる。供給する電力の一例として、コントローラ３００へは３．３Ｖ、モータへは２４Ｖを供給する。例えば、モータ３１２はシートを搬送する搬送ローラを駆動するモータ、モータ３１３は定着器２１４を駆動するモータである。そして、画像形成装置が動作をしていない状態において、コントローラからの指示に応じて装置が省エネルギーモードに移行する際に、スイッチング電源においても出力する電圧を小さくして軽負荷状態に遷移し、上記のようなスイッチング動作に遷移して唸り音を低減して画像形成装置の静穏化が可能になる。なお、上記実施例で説明してスイッチング動作の制御は、ここで説明した画像形成装置に限らず他の電子機器の低電圧電源としても適用可能である。

Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４ダイオード
Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３、Ｒ２４、Ｒ２５、Ｒ２６、Ｒ２７、Ｒ２８、Ｒ２９、Ｒ３０抵抗
Ｃ１１、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ２３コンデンサ
Ｔ２１絶縁トランス
Ｌ２１一次巻線
Ｌ２２二次巻線
Ｌ２３帰還巻線
Ｑ２１ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２２、Ｑ２３トランジスタ
ＰＣ２１フォトカプラ
１０３発振停止信号生成回路
２０１ＣＰＵ
２０２ＥＥＰＲＯＭ
２０３乱数発生部
２０４パルス発生部

Claims

一次側と二次側が絶縁されたトランスと、
前記トランスの前記一次側に供給される電圧をスイッチングするスイッチング部と、
前記トランスの前記二次側に発生する電圧を出力する出力部と、
前記出力部から負荷に供給する電圧が第１電圧の場合に、前記スイッチング部を連続発振させ、前記スイッチング部のスイッチング周期を一定周期になるように設定し、前記出力部から前記負荷に供給する電圧が前記第１電圧よりも小さい第２電圧の場合に、前記スイッチング周期を前記一定周期よりも長いスイッチング周期に設定する設定部と、を備え、
前記長いスイッチング周期に設定された場合に、少なくともスイッチング素子を３回以上、オンするスイッチング期間において、前記スイッチング素子が１回目にオンしてから前記スイッチング素子が２回目にオンする迄の第１期間は、前記スイッチング素子が２回目にオンしてから前記スイッチング素子が３回目にオンするまでの第２期間よりも短くなるように、前記スイッチング素子をオンするタイミングが制御され、且つ、前記スイッチング期間を連続して繰り返すように、前記スイッチング素子が制御されることを特徴とするスイッチング電源。
前記出力部から出力される電圧に応じた信号を前記トランスの一次側に伝達する信号伝達部を備え、
前記出力部から出力される電圧と基準電圧との差に応じた電圧を前記信号伝達部に出力する誤差検出部と、
前記第２電圧を出力する場合に、前記誤差検出部の出力に、前記スイッチング周期を制御するための信号を付加することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
前記スイッチング周期を設定するためのカウンタを有することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源。
画像を形成する画像形成部と、
前記画像形成部の動作を制御する制御部と、
前記制御部に電力を供給するスイッチング電源と、を備え、
前記スイッチング電源は、一次側と二次側が絶縁されたトランスと、
前記トランスの前記一次側に供給される電圧をスイッチングするスイッチング部と、
前記トランスの前記二次側に発生する電圧を出力する出力部と、
前記出力部から負荷に供給する電圧が第１電圧の場合に、前記スイッチング部を連続発振させ、前記スイッチング部のスイッチング周期を一定周期になるように設定し、前記出力部から前記負荷に供給する電圧が前記第１電圧よりも小さい第２電圧の場合に、前記スイッチング周期を前記一定周期よりも長いスイッチング周期に設定する設定部と、を備え、
前記長いスイッチング周期に設定された場合に、少なくともスイッチング素子を３回以上、オンするスイッチング期間において、前記スイッチング素子が１回目にオンしてから前記スイッチング素子が２回目にオンする迄の第１期間は、前記スイッチング素子が２回目にオンしてから前記スイッチング素子が３回目にオンするまでの第２期間よりも短くなるように、前記スイッチング素子をオンするタイミングが制御され、且つ、前記スイッチング期間を連続して繰り返すように、前記スイッチング素子が制御されることを特徴とする画像形成装置。
前記出力部から出力される電圧に応じた信号を前記トランスの一次側に伝達する信号伝達部を備え、
前記出力部から出力される電圧と基準電圧との差に応じた電圧を前記信号伝達部に出力する誤差検出部と、
前記第２電圧を出力する場合に、前記誤差検出部の出力に、前記スイッチング周期を制御するための信号を付加することを特徴とする請求項４に記載の画像形成装置。
前記スイッチング周期を設定するためのカウンタを有することを特徴とする請求項４または５に記載の画像形成装置。
前記スイッチング電源の前記出力部から出力される電圧が前記画像形成部の駆動する駆動部に供給されることを特徴とする請求項４乃至６のいずれか１項に記載の画像形成装置。
前記制御手段は、前記画像形成装置が画像形成を行っていない省エネルギー状態の場合に、前記スイッチング電源に対して、前記第１電圧から第２電圧に切り換えるための信号を出力することを特徴とする請求項４乃至７のいずれか１項に記載の画像形成装置。