JP5774449B2 - 制御電流源を備える電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、制御電流源（controlled current source）が設けられた可変速駆動装置（variable speed drive）に関する。

知られているように、電力変換装置（power converter）は、回路網（network）に接続された幾つかの入力相（例えば、それが３相の回路網に接続されている場合には、３つの入力相）を備えている。その入力相に接続される場合、電力変換装置は、回路網から供給されたＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換することを可能にする整流器ステージを備えている。また、この変換装置は、正電位を有する第１の電源ラインと負電位を有する第２の電源ラインが設けられ、これらのラインにＤＣ電圧が印加される電源バスと、第１の電源ラインと第２の電源ラインとの間に接続され、バス上のＤＣ電圧を一定に維持するように意図されたバス・キャパシタとを備えている。

整流器ステージがＡＣ回路網と、例えば可変速駆動装置のＤＣ電源バスなどの容量性負荷との間に接続されたとき、回路網から引き出された入力電流は、これらの入力相の間の電圧（ＡＣ）が電源バスの電圧（Ｖ_ｂｕｓ）より高くなるとすぐに、バス・キャパシタの再充電に対応したスパイクの形に成形される。従って、整流器ステージが単相であろうと、３相であろうと、それらにかかわらず、回路網から引き出された入力電流は、決して正弦波ではない。というのは、入力電流は、その基本波に加えて、数多くの高調波（harmonic）を含むからである。従って、回路網から引き出された入力電流Ｉ_ｅは、高調波が加えられた基本波電流（fundamental current）によって定義され、その高調波の振幅は、この基本波電流に対するパーセンテージとして表現され得る。

入力電流Ｉ_ｅの高調波は、ＴＨＤｉ（電流の全高調波歪み（Total Harmonic Distortion of Current））とＰＷＨＤ（部分的加重高調波歪み（Partial Weighted Harmonic Distortion））と呼ばれる２つの知られた指標によって特徴づけられる。ＴＨＤｉは、基本波電流のｒｍｓ値に対する高調波のｒｍｓ値を表す高調波電流歪み比（harmonic current distortion ratio）に対応する。一方、ＰＷＨＤは、高周波高調波に、より具体的には次数１４から４０の高調波に、特別の重みを与える重みづけを導入する。

３相回路網に接続された電力変換装置は、指標ＴＨＤｉに対するリミット値および指標ＰＷＨＤに対するリミット値のほかに、入力電流の次数５、次数７、次数１１、および次数１３の高調波に対するリミット値をも課すＩＥＣ６１０００−３−１２規格を満たさなければならない。

この規格によると、３５０より大きいＲＳＣＥに対し、
− ＴＨＤｉは、基本波電流の４８％より少なければならない、
− ＰＷＨＤは、基本波電流の４６％より少なければならない、
− 次数５の高調波は、基本波電流の４０%までに限定されなければならない、
− 次数７の高調波は、基本波電流の２５%までに限定されなければならない、
− 次数１１の高調波は、基本波電流の１５%までに限定されなければならない、
− 次数１３の高調波は、基本波電流の１０%までに限定されなければならない。

知られているように、ＲＳＣＥは、変換装置が接続された回路網の短絡電力に対する変換装置の公称皮相電力（nominal apparent power）を特徴づける。

ＴＨＤｉを減少させるための知られた解決策は、ＤＣインダクタを追加してＤＣバス上でフィルタリングすることであり、そのインダクタは、その値が十分大きい場合、連続した導電状態を確実にする、すなわち、整流器からの出力としてバス上を流れる整流器電流Ｉ_ｒｅｄは、ゼロまでに決して落ちない。用いられるインダクタの値がより大きければ、整流器電流Ｉ_ｒｅｄ中のリップルは、ますます小さくなる。ＤＣインダクタの値が無限大に向かう場合、整流器電流は、一定になり、ＤＣバスの電圧中にリップルがもう全くなくなる。というのは、その電圧は、整流器電圧Ｖ_ｒｅｄの平均値に安定化されるからである。従って、できるだけ一定になった整流器電流Ｉ_ｒｅｄを得るために、インダクタの値は、非常に高くすることが必要になり、これは、コストおよびサイズが大き過ぎることになるという問題を引き起こすことになる。

本発明の目的は、入力電流が、少なくともその基準が上記のように定義されたＩＥＣ６１０００−３−１２規格に準拠し、そのプロファイルが、無限大の値を有するインダクタによって得られるプロファイルにできるだけ密接に近づくことができる、電力変換装置を提案することである。

この目的は、
決定された基本周波数（determined fundamental frequency）で入力電流を供給する回路網の複数の相に接続され、整流器電圧が印加される、整流器ステージと、
前記整流器ステージに接続されたＤＣ電源バスであって、前記ＤＣ電源バス上で電圧を得るために電位が各々に印加される第１の電源ラインおよび第２の電源ラインを備える、ＤＣ電源バスと、
第１の電源ラインおよび第２の電源ラインに接続されたバス・キャパシタと、
を備える電力変換装置であって、
前記電力変換装置は、
前記第１の電源ラインまたは前記第２の電源ライン上で、バス・キャパシタの上流に位置する制御電流源であって、前記制御電流源は、インダクタおよび可変電圧源を備える、制御電流源と、
前記制御電流源用の制御手段であって、前記制御手段は、整流器電流と称され、前記ＤＣ電源バス上を流れる電流を制御するために、決定された電圧を前記可変電圧源の端子間に印加するように構成され、前記電圧は、整流器電圧と、前記ＤＣ電源バス上の電圧と、電流高調波とに基づいて決定され、前記電流高調波は、前記回路網から供給された前記入力電流の前記基本周波数の６倍および１２倍の周波数でそれぞれ同期化された第１の高調波および第２の高調波を含み、これらの高調波の振幅および位相が、ＴＨＤｉおよびＰＷＨＤを限定（limit）するように決定される、制御手段と、を備えることを特徴とする電力変換装置によって達成される。

１つの特徴によれば、前記制御手段は、調整ループ（regulation loop）を実行（implement）するように構成されており、前記調整ループは、前記整流器電流を、前記高調波が投入（inject）される平均基準値に等しい基準値に追従（follow）させるように設計されている。

もう１つの特徴によれば、前記制御手段は、調整ループを実行するように構成されており、前記ＤＣ電源バス上の前記電圧を、前記高調波を含む基準値に追従させるように設計されている。

もう１つの特徴によれば、前記調整ループは、前記可変電圧源の端子間の前記電圧用の基準値を決定するように意図される。

もう１つの特徴によれば、前記第１の高調波は、前記整流器電流の１０％から３０%の範囲にある振幅を示す。

もう１つの特徴によれば、前記第２の高調波は、前記整流器電流の０％から１５%の範囲にある振幅を示す。

もう１つの特徴によれば、前記第１の高調波および前記第２の高調波は、最初（initially）に逆位相で投入される。

もう１つの特徴によれば、前記可変電圧源は、並列に接続された第１の切り替えアーム（switching arm）、第２の切り替えアーム、およびキャパシタを備える電子変換装置（electronic converter）を備え、各切り替えアームは、少なくとも１つの電子スイッチを含む。

また、本発明は、複数の切り替えアームが設けられたインバータステージを備え、前記複数の切り替えアームは、ＤＣ電圧を、電気的負荷に給電するよう意図された可変電圧に変換するように意図されている、可変速駆動装置であって、この可変速装置は、上記のように定義され、そのインバータステージの上流に接続された電力変換装置を備える、可変速駆動装置に関する。

他の特性および利点は、例の目的で与えられ、添付図面に表された実施形態を参照しながら以下の詳細な記述で明らかになる。

本発明の電力変換装置を表す図である。 電力変換装置用の制御手段により実行される調整ループを表す図である。 説明した例の入力電流について得られた結果を示すグラフである。 説明した例の入力電流について得られた結果を示すグラフである。 説明した例の入力電流について得られた結果を示すグラフである。 説明した例の入力電流について得られた結果を示すグラフである。 説明した例の入力電流について得られた結果を示すグラフである。

図１を参照すると、知られているように、電力変換装置は、整流器ステージ１およびＤＣ電源バスを含む。また様々な電力変換装置の構成が可能である。用いられる整流器ステージ１は、ダイオード・ブリッジを装着された従来の性質のものであってもよく、または制御される切り替えアームを装着されることによって能動的であってもよい。

後述するように、かつ図１に示すように、特別の注意が、ダイオード・ブリッジによる受動的な整流器ステージを装着された電力変換装置に払われることになる。

図１を参照すると、整流器ステージ１は、例えば３つの入力相Ｒ、Ｓ、Ｔ上のＡＣインダクタを介して回路網に接続される。この図では、整流器ステージ１は、受動的であり、そして回路網から供給されたＡＣ電圧の整流およびＤＣ電源バス上へのＤＣ電圧の印加を可能にするダイオード・ブリッジから成っている。さらに正確には、整流器ステージ１は、いくつかのアームを含み、各アームは、直列に接続された２つのダイオードから成り、各アームは、これら２つのダイオードの間に位置する中間点Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３によって入力相Ｒ、Ｓ、Ｔに接続される。

ＤＣ電源バスは、整流器ステージ１の下流に接続される。そのＤＣ電源バスは、正電位Ｖ＋である電源ラインと、負電位Ｖ−である電源ラインとを含む。少なくとも１つのバス・キャパシタＣ_ｂｕｓが、このバスの２つの電源ラインのそれぞれに接続され、バスの電圧を一定値に維持することを可能にする。

本発明の目的は、入力電流Ｉ_ｅが、ＩＥＣ６１０００−３−１２規格に適合し、従って、この規格中に定義された基準を満たすことを可能にするプロファイルを示す、電力変換装置を提案することである。本発明は、もっとも具体的には、電源バスの下流にインバータステージを含む、可変速駆動装置のタイプのための電力変換装置に適用され、このインバータステージは、可変電圧を用いて電気的負荷に給電する目的で、ＤＣ電圧をチョップするために、いくつかの制御される切り替えアームを含む。

よって、電力変換装置は、制御電流源を用いており、この制御電流源は、この変換装置の第１または第２の電源ライン上で、バス・キャパシタの上流に直列に接続されており、かつ、上記の規格中で定義されたパラメータに影響を与えるために、整流器ステージから出力され、ＤＣ電源バス上を流れ、以下で整流器電流と称される電流を制御するよう意図されている。

この制御電流源は、例えば制御される電子インダクタの形を取り、
− 低い値のインダクタＬと、
− はっきりと異なる２つの並列な切り替えアームと、これら２つの切り替えアームと並列に接続されたキャパシタＣ１とから成る電子変換装置２、の形を取る制御可変電圧源（controlled variable voltage source）とを含む。

電力変換装置の整流器ステージ１が、例えばダイオード・ブリッジのように、非可逆性である場合、電子変換装置の切り替えアームは、電流が一方向性（unidirectional）であってもよい。他方では、整流器ステージが可逆性である、すなわち制御される切り替えアームから成る場合、電子変換装置の切り替えアームは、回路網上でエネルギー回生（energy regeneration）を可能にするために、電流が双方向性（bidirectional）でなければならない。

様々なトポロジが、電子変換装置２のために用いられてもよいが、用いられる整流器ステージ１のタイプに依存し、しかも、それに接続されるインダクタＬのサイズにもよる。

非可逆性の整流器ステージ１に関し、電子変換装置２の２つの切り替えアームは、それぞれが、例えばダイオードＤ１、Ｄ２と直列に接続された電子スイッチＴ１、Ｔ２を含む。各切り替えアームは、その電子スイッチＴ１、Ｔ２とそのダイオードＤ１、Ｄ２の間に位置づけられた接続中間点Ｐ１、Ｐ２含む。第１の切り替えアームの接続中間点Ｐ１は、ＤＣインダクタに接続され、第２の切り替えアームの接続中間点Ｐ２は、バス・キャパシタＣ_ｂｕｓに接続される。電子変換装置２の一方の切り替えアーム上に、電子スイッチおよびダイオードの直列配列が、他方の切り替えアームの直列配列に対して逆にされる。

電力変換装置が可逆性の整流器ステージを用いる場合、電子変換装置２の切り替えアームは、それぞれが、例えば２つの電子スイッチを含む（その構成は、表されていない）。

電子変換装置２中で用いられる電子スイッチＴ１、Ｔ２は、例えば、適切な制御手段３によって、例えばＰＷＭ（パルス幅変調）制御を用いて制御されるＭＯＳＦＥＴタイプのトランジスタである。同じ機能を果たすことが可能な他の構成部品が、もちろん用いられ得る。

電子変換装置２は、このように、電圧Ｖ_ａｕｘの獲得を可能にする、制御される可変電圧源としてふるまう。それゆえ、以下の関係が、バスの電圧Ｖ_ｂｕｓ、インダクタＬの端子間の電圧Ｖ_Ｌ、制御される電子変換装置２の端子間の電圧Ｖ_ａｕｘ、および整流器１の電圧Ｖ_ｒｅｄの間で得られる。
Ｖ_Ｌ＝Ｖ_ｒｅｄ−Ｖ_ｂｕｓ−Ｖ_ａｕｘ

従って、電子変換装置２の端子間の電圧Ｖ_ａｕｘを制御することにより、Ｖ_Ｌを可変にさせることが可能であり、従って、整流器電流Ｉ_ｒｅｄを制御し、その上に特定のプロファイルを課することが可能である。従って、整流器電流Ｉ_ｒｅｄを制御することで、上述のように指定された規格によって要求されるように、ＴＨＤｉおよびＰＷＨＤを制御し、かつ入力電流Ｉ_ｅに対する、次数５、７、１１、および１３の高調波の影響を限定することが可能である。

電子変換装置２の端子間の電圧Ｖ_ａｕｘは、電子変換装置の電子スイッチＴ１およびＴ２用の制御手段３により、様々なやり方で（例えば調整ループを実行することにより）制御してもよい。また、様々な調整ループが可能である。

・ 第１の調整ループは、例えば、整流器電流Ｉ_ｒｅｄに対する目標の達成を可能にする基準軌跡（reference trajectory）Ｉ_ｒｅｄ ^ｒｅｆを決定し、次いでこの軌跡を調整することにある。

・ もう１つの可能な調整ループは、例えば、入力電流が規格中に定義された目標を果たすように、必要な高調波を含む軌跡Ｖ_ｂｕｓ ^ｒｅｆに基づき電圧Ｖ_ｂｕｓを調整することにある。この解決策は、特に整流器電流Ｉ_ｒｅｄを測定するための電流センサの使用の回避を可能にすることになる。

制御手段によって実行される電流調整ループの例は、図２に見ることができ、以下に説明するプロセスに従う。同じ結果の獲得を可能にする調整ループの他の例は、もちろん、予期することができる。この調整ループは、整流器電用の基準値Ｉ_ｒｅｄ ^ｒｅｆを決定することを可能にする電圧調整ループと、整流器電流用の基準値Ｉ_ｒｅｄ ^ｒｅｆに基づき、電子変換装置２の端子間の電圧用の基準値Ｖ_ａｕｘ ^ｒｅｆを決定することを意図された電流調整ループとに分割される。全体的な調整ループは、後続のプロセスに従う。

− 電子変換装置２のキャパシタＣ１の端子間の電圧用の基準値Ｖ_Ｃ ^ｒｅｆを入力として印加する、
− 電子変換装置２のキャパシタＣ１の端子間の電圧Ｖ_Ｃの値を測定する、
− 入力として印加された基準値Ｖ_ｃ ^ｒｅｆと、電子変換装置２のキャパシタＣ１の端子間の電圧について測定された値Ｖ_Ｃとを比較して差Ｄ１を決定する、
− 前記差Ｄ１を、例えば比例、積分、および微分（ＰＩＤ（Proportional-Integral-Derivative））調整器などの調整器に導入して、平均整流器電流の基準値＜Ｉ_ｒｅｄ＞^ｒｅｆを決定する、
− 平均整流器電流の基準値＜Ｉ_ｒｅｄ＞^ｒｅｆ上に高調波Ｉ_ｓｈを投入し、前記高調波Ｉ_ｓｈは、変換装置への入力として回路網から供給された入力電流Ｉ_ｅの基本周波数Ｆ_{ｍａｉｎｓ}の６＊ｋ倍の周波数で同期化され、ｋは１以上の整数であり、ｋは追加の各高調波ごとに１単位分増加され、それによって整流器電流用の基準値Ｉ_ｒｅｄ ^ｒｅｆを生成する、
− 整流器電流用に得られた基準値Ｉ_ｒｅｄ ^ｒｅｆと測定された整流器電流Ｉ_ｒｅｄを比較して、差Ｄ２を決定する、
− 前記差Ｄ２を、例えば比例（Ｐ（Proportional））調整器などの調整器に導入して、制御電流源のインダクタＬの端子間の電圧用の基準値Ｖ_Ｌ ^ｒｅｆを決定する、
− インダクタＬの端子間の電圧の基準値Ｖ_Ｌ ^ｒｅｆと、整流器電圧Ｖ_ｒｅｄの測定値と、ＤＣ電源バスの電圧Ｖ_ｂｕｓの測定値とに基づき、電子変換装置２の端子間の電圧用の基準値Ｖ_ａｕｘ ^ｒｅｆを決定する。

本発明によれば、整流器電流の基準値Ｉ_ｒｅｄ ^ｒｅｆを決定するために投入される高調波Ｉ_ｓｈは、ＴＨＤｉと、ＰＷＨＤと、入力電流Ｉ_ｅの次数５、次数７、次数１１、および次数１３の高調波とを一度で同時に限定するために決定された周波数、振幅、および位相において生成されなければならない。

よって、高調波は、入力電流の周波数の６＊ｋ倍の周波数で、平均整流器電流の基準値上に投入され、ｋは１以上の整数であり、ｋは投入される追加の各高調波ごとに１単位分増加される。よって、回路網の周波数が５０Ｈｚである場合、高調波は、次のように投入することができる。すなわち、高調波は、次数１と称される高調波については３００Ｈｚで、次数２と称される高調波については６００Ｈｚで、次数３と称される高調波については９００Ｈｚで、次数４と称される高調波については１２００Ｈｚで、次数５と称される高調波については１５００Ｈｚで、かつ、ＴＨＤｉと、ＰＷＨＤと、入力電流Ｉ_ｅの次数５、次数７、次数１１、および次数１３の高調波を一度で同時に限定するための振幅および位相を用いて投入することができる。しかし、これは、回路網の周波数の６＊ｋ倍の周波数で、単にいくつかの高調波の投入を必要とするのではない。というのは、得られる結果が必ずしも満足なものばかりではないからである。

本発明によれば、回路網の周波数の６倍（ｋ＝１）の周波数と、回路網の周波数Ｆ_{ｍａｉｎｓ}の１２倍の周波数でそれぞれ同期化された２つだけの高調波を、次数１の高調波ＨＭ１に対して整流器平均電流＜Ｉｒｅｄ＞の１０％から３０%の範囲にある決定された振幅と、次数２の高調波ＨＭ２に対して整流器平均電流＜Ｉｒｅｄ＞の０％から１５%の範囲にある決定された振幅とを用いて投入することは、最適な形での規格の目標の達成を可能にするということになる。次数１の高調波ＨＭ１には、振幅が小さければ、バス・キャパシタＣ_ｂｕｓに対する制約が、ますます少なくなる。次数１の高調波ＨＭ１の振幅が小さい場合、上記に定義されたリミット内に留まりながら、次数２の高調波ＨＭ２の振幅を増加させることが、ますますよいことになる。

有利なことに、２つの高調波ＨＭ１、ＨＭ２の投入時、これらは、最初（ｔ＝０時）、実質的に逆位相（位相が１８０°ずれている）であるはずである。下記に示された表に、高調波の位相が、電流の基本波に対して９０°で表されている。

以下に、２つの高調波ＨＭ１、ＨＭ２が、それぞれ３００Ｈｚおよび６００Ｈｚで投入される２つの例が示されており、これらの例は、規格によって設定された目標の達成を可能にする。これらの２つの例のそれぞれに関し、入力電流Ｉ_ｅについて得られた結果は、図３および図４に、それぞれ見られる。

これらの最初の２つ例は、上述の特性を有した、３００Ｈｚおよび６００Ｈｚの２つだけの高調波の投入の妥当性を示す。ＴＨＤｉおよびＰＷＨＤが、規格で規定されたリミットより小さく、さらに十分な余裕を保持していることが注目される。

さらに、目標は、５つの高調波の投入によって達成されてもよいが、これは、特に制御のダイナミックスのレベルにおいて、束縛しすぎになるかもしれない。以下の例３は、この現象の説明を可能にする（図５）。

上述の例３では、次数１の高調波の振幅が大きすぎ（約３４％）、バス・キャパシタに対する寸法づけの制約を生じる。

一方、以下に示すのは、不満足である２つの他の例である。第１の例は、３００Ｈｚおよび６００Ｈｚの２つの高調波の投入にかかわり、第２の例は、３００Ｈｚ、６００Ｈｚ、９００Ｈｚ、１２００Ｈｚ、および１５００Ｈｚの５つの高調波の投入にかかわる。これらの２つの他の例に関し、入力電流Ｉ_ｅに対して得られた結果は、図６および図７に、それぞれ見ることができる。図７では、高調波ＨＭ４およびＨＭ５が言及されていない、というのは、これらは、識別が困難であるからである。

この例４では、得られたＰＷＨＤが良好でないことが注目される。というのは、それが、ちょうど要求されたリミット（４６％）に等しいからである。例１および２に関し、特に、次数１の高調波の振幅が１０％より大きくなく、それは、疑いもなく、不十分であることに注目することができる。

この最後の例では、最大までＴＨＤｉを最適化することによって、回路網の周波数の６倍の周波数での５つの同期化された高調波の投入が、規格によってＰＷＨＤに対して設定された４６％の基準を満たすことを可能にしないことが注目される。

本発明の範囲を逸脱することなく、他の変形形態および細部の改良を意図し、均等な手段の利用を想到することも、もちろん可能である。

Ｒ、Ｓ、Ｔ 入力相
Ｉ_ｅ 入力電流
Ｉ_ｒｅｄ 整流器電流
Ｖ＋ 正電位
Ｖ− 負電位
Ｖ_Ｌ、Ｖ_ｒｅｄ、Ｖ_ｂｕｓ、Ｖ_ａｕｘ、Ｖ_Ｃ 電圧
Ｌ インダクタ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
Ｔ１、Ｔ２ 電子スイッチ
Ｃ_ｂｕｓ バス・キャパシタ
Ｍ１，Ｍ２、Ｍ３ 中間点
Ｐ１、Ｐ２ 接続中間点
Ｄ１、Ｄ２ 差
＜Ｉ_ｒｅｄ＞^ｒｅｆ、Ｉ_ｒｅｄ ^ｒｅｆ、ＶＣ_ｒｅｆ、Ｖ_Ｌ ^ｒｅｆ、Ｖ_ａｕｘ ^ｒｅｆ 基準値
Ｉ_ｓｈ 高調波
Ｖ_ｂｕｓ ^ｒｅｆ 軌跡
ＨＭ１、ＨＭ２、ＨＭ３、ＨＭ４、ＨＭ５ 高調波

Claims (7)

1. 決定された基本周波数（Ｆ_{ｍａｉｎｓ}）で入力電流（Ｉ_ｅ）を供給する回路網の複数の相（Ｒ、Ｓ、Ｔ）に接続され、整流器電圧が印加される、整流器ステージ（１）と、
   前記整流器ステージ（１）に接続されたＤＣ電源バスであって、前記ＤＣ電源バス上で電圧（Ｖ_ｂｕｓ）を得るために電位が各々に印加される第１の電源ライン（Ｖ＋）および第２の電源ライン（Ｖ−）を備える、ＤＣ電源バスと、
   前記第１の電源ラインおよび前記第２の電源ラインに接続されたバス・キャパシタ（Ｃ_ｂｕｓ）と、
   を備える電力変換装置であって、
   前記電力変換装置は、
   前記第１の電源ラインまたは前記第２の電源ライン上で、前記バス・キャパシタ（Ｃ_ｂｕｓ）の上流に位置する制御電流源であって、前記制御電流源は、インダクタ（Ｌ）および可変電圧源を備える、制御電流源と、
   前記制御電流源用の制御手段（３）であって、前記制御手段は、整流器電流（Ｉ_ｒｅｄ）と称され、前記ＤＣ電源バス上を流れる電流を制御するために、決定された電圧（Ｖ_ａｕｘ）を前記可変電圧源の端子間に印加するように構成され、前記電圧（Ｖ_ａｕｘ）は、整流器電圧（Ｖ_ｒｅｄ）と、前記ＤＣ電源バス上の電圧（Ｖ_ｂｕｓ）と、電流高調波とに基づいて決定され、前記電流高調波は、前記回路網から供給された前記入力電流（Ｉ_ｅ）の前記基本周波数（Ｆ_{ｍａｉｎｓ}）の６倍および１２倍の周波数でそれぞれ同期化された第１の高調波および第２の高調波を含み、これらの高調波の振幅および位相が、ＴＨＤｉおよびＰＷＨＤを限定するように決定される、制御手段（３）と、
   を備え、
   前記可変電圧源は、並列に接続された第１の切り替えアーム、第２の切り替えアーム、およびキャパシタ（Ｃ１）を備える電子変換装置（２）を備え、各切り替えアームは、少なくとも１つの電子スイッチ（Ｔ１、Ｔ２）を備え、
   前記制御手段（３）は、調整ループを実行するように構成されており、前記調整ループは、前記整流器電流（Ｉ _ｒｅｄ ）を、前記高調波が投入される平均基準値（＜Ｉ _ｒｅｄ ＞ ^ｒｅｆ ）に等しい基準値（Ｉ _ｒｅｄ ^ｒｅｆ ）に追従させるように設計されており、
   前記平均基準値（＜Ｉ _ｒｅｄ ＞ ^ｒｅｆ ）は、基準値（Ｖ _Ｃ ^ｒｅｆ ）と、前記電子変換装置の前記キャパシタ（Ｃ１）の端子間の電圧について測定された値（Ｖ _Ｃ ）との間の差が導入される調整器の出力にて得られる、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御手段（３）は、調整ループを実行するように構成されており、前記調整ループは、前記ＤＣ電源バス上の前記電圧（Ｖ_ｂｕｓ）を、前記高調波を含む基準値（Ｖ_ｂｕｓ ^ｒｅｆ）に追従させるように設計されていることを特徴とする、請求項１に記載の変換装置。
3. 前記調整ループは、前記可変電圧源の端子間の前記電圧用の基準値（Ｖ_ａｕｘ ^ｒｅｆ）を決定するように意図されていることを特徴とする、請求項１または２に記載の変換装置。
4. 前記第１の高調波は、前記整流器電流の１０％から３０％の範囲にある振幅を示すことを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の変換装置。
5. 前記第２の高調波は、前記整流器電流の０％から１５％の範囲にある振幅を示すことを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の変換装置。
6. 前記第１の高調波（ＨＭ１）と前記第２の高調波（ＨＭ２）は、最初に逆位相で投入されることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の変換装置。
7. 複数の切り替えアームが設けられたインバータステージを備え、前記複数の切り替えアームは、ＤＣ電圧を、電気的負荷に給電するよう意図された可変電圧に変換するように意図されている、可変速駆動装置であって、
   前記可変速駆動装置は、請求項１乃至６のいずれか１項で定義された電力変換装置を備え、前記電力変換装置は、そのインバータステージの上流に接続されていることを特徴とする、可変速駆動装置。

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