JP5969059B2 - パワーコンディショナの力率可変制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流発電電力を交流電力に変換して商用系統と連系するインバータと、インバータの出力から高調波成分を除去するＬＣフィルタを備えたパワーコンディショナの力率可変制御装置及び制御方法に関する。

太陽電池や燃料電池等の分散型電源は、商用系統に連系させて使用するために、周波数や電圧を電力系統に適合するように交流電力に変換するパワーコンディショナを備えている。

パワーコンディショナは、分散型電源で生成された直流電圧を所定の直流電圧値に調整するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータから出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータの出力から高周波成分を除去するＬＣフィルタ等を備えている。

分散型電源が商用系統と連系を行なっている配電線に地絡または短絡事故が発生し、或いは計画停電等によって変電所から配電線への電力の送電が停止した状態、即ち単独運転状態に至った場合に、区分開閉器の動作への影響防止及び配電線の作業の安全性を確保するために当該配電線から分散型電源を確実に解列させる必要がある。

単独運転状態を検出するために、分散型電源用単相パワーコンディショナの標準形能動的単独運転検出方式（ステップ注入付周波数フィードバック方式）が規格化されている（日本電機工業会ＪＥＭ１４９８）。

また、太陽光発電システムのような分散型電源が普及すると配電線の電圧管理が困難になる。一般的には、電力会社がタップ制御機器（ＳＶＲ）やＳＴＡＴＣＯＭ等を用いて配電線の電圧を適正値に維持するように管理している。しかし、分散型電源が普及した近年では、パワーコンディショナに直近の配電線の電圧を管理するために力率を可変に制御することが求められている。

しかし、系統連系時に力率可変制御とステップ注入付周波数フィードバック方式のような能動的単独運転検出方式とが併用されると、互いに干渉し合って単独運転検出の精度が低下する虞があった。

特許文献１には、インバータ回路の力率を改善することができる単独運転検出装置として、分散型電源及び商用系統間に無効電力の出力電流を注入するインバータ回路と、当該出力電流から高周波成分をカットするフィルタ回路と、注入された無効電力の周波数変動に基づき単独運転を検出する単独運転検出回路と、所望出力電流に相当する無効電力量を算出する無効電力量算出部と、算出した無効電力量に基づき所望出力電流を出力すべく、インバータ回路を駆動制御する出力電流制御部とを備えた単独運転検出装置が提案されている。

当該出力電流制御部は、商用系統周波数を計測する周波数計測手段と、商用系統電圧を計測する電圧計測手段と、周波数計測手段にて計測した商用系統周波数、電圧計測手段にて計測した電圧値及びコンデンサの静電容量に基づき、コンデンサに流入する流入電流量を算出する流入電流量算出手段とをさらに備え、周波数計測手段は、商用系統周期の１／３以下の周期で商用系統周波数を計測するように構成されている。

当該単独運転検出装置は、インバータ回路の出力電流の内、フィルタ回路に備えたコンデンサに流入する流入電流量を検出し、単独運転検出装置として出力する所望出力電流量に相当する無効電力量に流入電流量に相当する無効電力量を加算し、この加算結果の無効電力量に基づき、インバータ回路を駆動制御するように構成されているので、インバータ回路の出力電流の一部がコンデンサに流入したとしても、単独運転検出装置として所望出力電流を出力しながらもインバータ回路の出力電流の力率を改善することができる。

特許文献２には、１つの電流検出器を使って交流電力系統との連系点の力率を所定値に維持することができる太陽光発電装置が提案されている。当該太陽光発電装置は、太陽電池によって発電された直流電力を所定の交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換部と、ＤＣ／ＡＣ変換部の出力の片側ラインに一端を接続したリアクタと、該リアクタの他端と前記出力の他のラインとの間に接続したコンデンサとからなり、出力波形を正弦波にするためのフィルタと、交流電力系統と連系するためのＤＣ／ＡＣ変換部の出力電流を検出する電流検出器と、該電流検出器の検出信号とコンデンサの電圧とを検出してＤＣ／ＡＣ変換部を制御する制御部とを備え、制御部は、電流検出器の検出信号を電流フィードバック制御用として用いるとともに、コンデンサに流れる電流を予測して検出信号によって交流電力系統との連系点の力率を所定値に維持する制御を行うことを特徴とする。

特許文献３には、電圧上昇を抑制すべく無効電力を増加させた後に、商用系統周波数の偏差に応じて無効電力を変化させるべく無効電力をさらに増加させる場合に、皮相電力が大きくなり、パワーコンディショナが備える回路等の負担が大きくなるという問題に対処したパワーコンディショナの制御装置が提案されている。

当該制御装置は、周波数偏差に応じてパワーコンディショナが出力すべき進相無効電力または遅相無効電力である第１無効電力の変化量及び電圧の上昇を抑制するためにパワーコンディショナが出力すべき第２無効電力の変化量の少なくとも一方に基づいて、パワーコンディショナの出力を制御するように構成され、パワーコンディショナの出力電圧に対応する電圧が上限電圧以上の場合に第２無効電力の変化量に基づいてパワーコンディショナが出力する進相無効電力を増加させる方向に変化させる場合、パワーコンディショナが出力する有効電力を減少させるように、パワーコンディショナの出力を制御することを特徴とする。

特許文献４には、単独運転検出のための無効電力制御と電圧上昇抑制のための無効電力制御とが干渉することで、単独運転検出の精度が低下するという問題に対処したパワーコンディショナの制御装置が提案されている。

当該制御装置は、商用系統周期の最新の移動平均値と、最新の移動平均値より過去の移動平均値との差分を示す周波数偏差に応じて、商用系統と連系するパワーコンディショナが出力すべき進相無効電力または遅相無効電力である第１無効電力の変化量を導出する第１無効電力変化量導出部と、パワーコンディショナと商用系統との連系点の電圧の上昇を抑制するためにパワーコンディショナが出力すべき進相無効電力である第２無効電力の変化量を導出する第２無効電力変化量導出部と、第２無効電力の変化量によって第１無効電力の変化量が干渉されないように、パワーコンディショナの出力を制御する制御部と、を備えることを特徴とする。

特開２００８−５４３９５号公報 特開２００２−３５４６８１号公報 特開２０１４−２０７８１１号公報 特開２０１４−２０７８０８号公報

特許文献１に開示された単独運転検出装置は、周波数計測部の更新タイミングが商用系統周期の１／３以下の周期である５ｍｓ毎であるため、コンデンサに流れる電流に対する応答性がそれほど良くないという問題、また、コンデンサの内部抵抗を無視し、静電容量のみでコンデンサに流れる電流を推定しているために、推定電流のそれほど精度の高い値ではないという問題があり、商用系統電圧安定化の観点で精度の高い力率制御が可能なパワーコンディショナの力率可変制御装置が望まれていた。

特許文献２に開示された太陽光発電装置も同様の問題があり、さらに、推定電流がフィードバック方式ではなく、フィードフォワード方式で出力電流の指令値に加えられているために、出力電力が変動すると力率を所定値に維持することが極めて難しいという問題があった。

特許文献３，４に記載されたパワーコンディショナの制御装置は、単独運転検出のための無効電力制御と電圧上昇抑制のための無効電力制御との干渉を回避するために、複雑な制御アルゴリズムを採用する必要があり開発工数や開発コストが嵩むという問題があった。

本発明の目的は、上述した問題点に鑑み、仮に能動的単独運転検出方式を採用する場合でも当該方式と干渉することなく、また出力電力の状態に関わらず確実に力率を目標力率に安定して制御可能なパワーコンディショナの力率可変制御装置及び制御方法を提供する点にある。

上述の目的を達成するため、本発明によるパワーコンディショナの力率可変制御装置の第一の特徴構成は、特許請求の範囲の書類の請求項１に記載した通り、直流発電電力を交流電力に変換して商用系統と連系するインバータと、前記インバータの出力から高調波成分を除去するＬＣフィルタを備えたパワーコンディショナの力率可変制御装置であって、商用系統電圧ｅ_ｕｗ、ＬＣフィルタのコンデンサ電流ｉ_ｃ、コンデンサ容量Ｃ_ｆ、内部抵抗Ｒ_ｃとして、インバータ出力電流ｉ_ｉｎｖの計測値から

で求まるコンデンサ電流ｉ_ｃを減算することによりパワーコンディショナから商用系統電源に出力される逆潮流電流ｉ_ｓｐを推定する逆潮流電流推定部と、商用系統電圧ｅ_ｕｗの計測値から商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角度θ_ｕｗを出力する第１のＰＬＬ処理部と、前記逆潮流電流推定部で推定された逆潮流電流ｉ_ｓｐから逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相角度θ_ｓｐを出力する第２のＰＬＬ処理部と、前記第１のＰＬＬ処理部及び第２のＰＬＬ処理部から出力される位相角度から得られる商用系統電圧ｅ_ｕｗと逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相差Δφ（θ_ｕｗ−θ_ｓｐ）に基づいて、力率帰還信号及び無効電流帰還信号を生成する帰還信号生成部と、前記力率帰還信号に基づいて逆潮流電力の力率が力率指令値に収束するように目標力率を生成する力率制御部と、前記力率制御部で生成された目標力率と前記無効電流帰還信号に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御部に無効電流目標値を出力する無効電流制御部と、を備えている点にある。

インバータを制御するために必要となるインバータの出力電流ｉ_ｉｎｖ以外に逆潮流電流を検知する別途のセンサを備えなくても、商用系統電圧ｅ_ｕｗを計測すれば、〔数１〕で示す数式によって、コンデンサの容量Ｃ_ｆ、内部抵抗Ｒ_ｃを考慮した正確なコンデンサ電流ｉ_ｃが推定できる。そのようなコンデンサ電流ｉ_ｃに基づいて第２のＰＬＬ処理部から得られる逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相角度θ_ｓｐと、商用系統電圧ｅ_ｕｗに基づいて第１のＰＬＬ処理部から得られる商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角度θ_ｕｗとから、商用系統電圧ｅ_ｕｗと逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相差Δφ（θ_ｕｗ−θ_ｓｐ）が得られ、帰還信号生成部によって位相差Δφから力率帰還信号及び無効電流帰還信号が生成される。力率制御部で生成された目標力率と無効電流帰還信号に基づいて無効電流制御部によって無効電流目標値が生成され、インバータから所望の逆潮流電流ｉ_ｓｐが適切に出力されるようになる。

同第二の特徴構成は、同請求項２に記載した通り、上述の第一の特徴構成に加えて、前記力率制御部は、力率指令値と力率帰還信号の偏差に基づいて補正値を生成するＰＩ制御部と、前記ＰＩ制御部で生成された補正値に力率指令値を加算して得られる力率目標値ＰＦ^＊ _realから無効電力を求める係数

を生成し、力率指令値に従って当該係数に進相または遅相を示す符号を付加する係数生成部を備えて構成されている点にある。

帰還信号生成部から出力される力率帰還信号と予め設定された力率指令値との偏差からＰＩ制御部によって力率帰還信号が力率指令値に収束するような補正値が算出され、当該補正値に力率指令値を加算した力率目標値ＰＦ^＊ _realが得られる。係数生成部によって、有効電力に対する無効電力の比である〔数２〕で示される係数が算出されるとともに、力率指令値に従った符号が付加される。具体的に、力率指令値が遅相無効電流を示す場合には符号「＋１」が付加され、進相無効電流を示す場合には符号「−１」が付加される。

同第三の特徴構成は、同請求項３に記載した通り、上述の第一または第二の特徴構成に加えて、商用系統周波数の計測値から得られる所定時間内の周波数偏差に応じて無効電力注入量を算出する無効電力注入量算出部と、前記無効電力注入量の無効電力が注入されたときの商用系統周波数、運転周波数および高調波電圧実効値に基づいて単独運転状態であるか否かを検出する単独運転検出部と、をさらに備え、前記無効電流制御部は、前記力率制御部で生成された目標力率に前記無効電力注入量算出部で算出された無効電力注入量を反映した最終目標力率と前記無効電流帰還信号に基づいて前記インバータに無効電流目標値を出力するように構成されている点にある。

無効電流制御部から出力される無効電流目標値が、最終目標力率と無効電流帰還信号に基づいて生成されてインバータに出力される。最終目標力率は力率制御部で生成された目標力率に無効電力注入量算出部で算出された無効電力注入量が反映された値であるので、単独運転検出を可能としながらも商用系統電圧を適切に制御することができる。

また、力率可変制御部とステップ注入付周波数フィードバック機能との干渉程度を下げるために、無効電流制御部のＰＩ制御ブロックの比例ゲインＫ_ｐは力率可変制御部のＰＩ制御ブロックの比例ゲインＫ_ｐよりＸ倍で設計し、積分器の時定数Ｔ_iは1／Ｘで設計した。このように設計することにより、無効電流制御部の過渡的な応答性の速さが力率制御部よりＸ倍速くなり、定常状態までの収束時間も1／Ｘになる。尚、本実施形態では、Ｘが１０以上の値で設計した。

同第四の特徴構成は、同請求項３に記載した通り、上述の第三の特徴構成に加えて、前記無効電力注入量算出部は、ある時点の周波数偏差に応じて以後の周波数偏差が次第に大きくなるように無効電力注入量が定められた周波数偏差・無効電力注入量特性テーブルから無効電力注入量を算出する周波数対応無効電力注入量算出部と、ある時点の周波数偏差に変動がなく基本波電圧及び／または高調波電圧が変動する場合に電流位相が一定方向で一定量の無効電力注入量を算出するステップ無効電力注入量算出部と、を備えている点にある。

多数台の分散型電源が商用系統電源に連系している場合であっても、ステップ無効電力注入量算出部によって各分散型電源から同一傾向の無効電力が注入されるので、各分散型電源から注入される無効電力が相殺されるような不都合な事態を招来することがないのみならず、別途の複雑な検出アルゴリズムを設けることなく不要検出を回避することができ、確実に単独運転状態であるか否かを検出することができるようになる。

同第五の特徴構成は、同請求項５に記載した通り、上述の第一から第四の何れかの特徴構成に加えて、前記無効電流制御部により出力される無効電流目標値の更新時期は、商用系統周波数の半周期毎であって逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値が最大値を示す時期またはその近傍時期に設定され、測定した逆潮流電流ｉ_ｓｐの無効成分が逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値の最大値の近傍時期で変化するように構成されている点にある。

逆潮流電流の振幅は商用系統周波数に基づいてサインカーブを描いて変動するのであるが、サインカーブのゼロクロス点つまり逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値が最小値を示す時期に無効電流目標値が更新されると、出力電流の指令値ｉ^＊ _ｉｎｖの無効成分（無効電流の目標振幅値とＣＯＳ（θ_ｕｗ）との積で算出される値)の影響が大きくなるタイミングで出力電流の指令値ｉ^＊ _ｉｎｖが大きく変化する。その結果、出力電流ｉ_ｉｎｖのオーバーシュートやアンダーシュートが発生し易く、出力電流ｉ_ｉｎｖの安定性が損なわれるおそれがある。

しかし、商用系統周波数の半周期毎であって逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値が最大値を示す時期またはその近傍時期に無効電流目標値が更新されると、出力電流の指令値ｉ^＊ _ｉｎｖの無効成分（無効電流の目標振幅値とＣＯＳ（θ_ｕｗ）との積で算出される値)の影響が小さくなるタイミングで出力電流ｉ_ｉｎｖが制御されるため、力率制御の応答性が向上するのみならず出力電流ｉ_ｉｎｖの安定性も向上するようになる。

同第六の特徴構成は、同請求項６に記載した通り、上述の第一から第五の何れかの特徴構成に加えて、出力電力が定格電力に対して所定の許容範囲を逸脱すると、前記無効電流制御部により出力される無効電流目標値を制限する出力制限部を備えている点にある。

無効電流制御部によって無効電流が可変に制御されることにより皮相電力が大きくなると、パワーコンディショナを構成する回路素子の負担が大きくなるため、それに耐える高価な回路素子を選択する必要がある。この問題に対処すべく、有効電力を減少するように調整すると、力率の安定性が損なわれ、惹いては商用系統電圧の安定性が損なわれるという問題が生じる。そのような場合でも、出力制限部を備えることにより無効電流制御部により出力される無効電流目標値が制限されるので、皮相電力を定格値に抑制しながらも安定的に力率が制御できるようになる。

本発明によるパワーコンディショナの力率可変制御方法の第一の特徴構成は、同請求項７に記載した通り、直流発電電力を交流電力に変換して商用系統と連系するインバータと、前記インバータの出力から高調波成分を除去するＬＣフィルタを備えたパワーコンディショナの力率可変制御方法であって、商用系統電圧ｅ_ｕｗ、ＬＣフィルタのコンデンサ電流ｉ_ｃ、コンデンサ容量Ｃ_ｆ、内部抵抗Ｒ_ｃとして、インバータ出力電流ｉ_ｉｎｖの計測値から

で求まるコンデンサ電流ｉ_ｃを減算することによりパワーコンディショナから商用系統電源に出力される逆潮流電流ｉ_ｓｐを推定する逆潮流電流推定ステップと、系統電圧ｅ_ｕｗの計測値から商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角度θ_ｕｗを出力する第１のＰＬＬ処理ステップと、前記逆潮流電流推定ステップで推定された逆潮流電流ｉ_ｓｐから逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相角度θ_ｓｐを出力する第２のＰＬＬ処理ステップと、前記第１のＰＬＬ処理ステップ及び第２のＰＬＬ処理ステップから出力される位相角度から得られる商用系統電圧ｅ_ｕｗと逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相差Δφ（θ_ｕｗ−θ_ｓｐ）に基づいて、力率帰還信号及び無効電流帰還信号を生成する帰還信号生成ステップと、前記力率帰還信号に基づいて逆潮流電力の力率が力率指令値に収束するように目標力率を生成する力率制御ステップと、前記力率制御ステップで生成された目標力率と前記無効電流帰還信号に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御部に無効電流目標値を出力する無効電流制御ステップと、を備えている点にある。

同第二の特徴構成は、同請求項８に記載した通り、上述の第一の特徴構成に加えて、前記力率制御ステップは、力率指令値と力率帰還信号の偏差に基づいて補正値を生成するＰＩ制御ステップと、前記ＰＩ制御ステップで生成された補正値に力率指令値を加算して得られる力率目標値ＰＦ^＊ _realから無効電力を求める係数

を生成し、力率指令値に従って当該係数に進相または遅相を示す符号を付加する係数生成ステップを備えて構成されている点にある。

同第三の特徴構成は、同請求項９に記載した通り、上述の第一または第二の特徴構成に加えて、商用系統周波数の計測値から得られる所定時間内の周波数偏差に応じて無効電力注入量を算出する無効電力注入量算出ステップと、前記無効電力注入量の無効電力が注入されたときの商用系統周波数、運転周波数および高調波電圧実効値に基づいて単独運転状態であるか否かを検出する単独運転検出ステップと、をさらに備え、前記無効電流制御ステップは、前記力率制御ステップで生成された目標力率に前記無効電力注入量算出ステップで算出された無効電力注入量を反映した最終目標力率と前記無効電流帰還信号に基づいて前記インバータに無効電流目標値を出力するように構成されている点にある。

同第四の特徴構成は、同請求項１０に記載した通り、上述の第三の特徴構成に加えて、前記無効電力注入量算出ステップは、ある時点の周波数偏差に応じて以後の周波数偏差が次第に大きくなるように無効電力注入量が定められた周波数偏差・無効電力注入量特性テーブルから無効電力注入量を算出する周波数対応無効電力注入量算出ステップと、ある時点の周波数偏差に変動がなく基本波電圧及び／または高調波電圧が変動する場合に電流位相が一定方向で一定量の無効電力注入量を算出するステップ無効電力注入量算出ステップと、を備えている点にある。

同第五の特徴構成は、同請求項１１に記載した通り、上述の第一から第四の何れかの特徴構成に加えて、前記無効電流制御ステップにより出力される無効電流目標値の更新時期は、商用系統周波数の半周期毎であって逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値が最大値を示す時期またはその近傍時期に設定されている点にある。

同第六の特徴構成は、同請求項１２に記載した通り、上述の第一から第五の何れかの特徴構成に加えて、出力電力が定格電力に対して所定の許容範囲を逸脱すると、前記無効電流制御ステップにより出力される無効電流目標値を制限する出力制限ステップを備えている点にある。

以上説明した通り、本発明によれば、仮に能動的単独運転検出方式を採用する場合でも当該方式と干渉することなく、また出力電力の状態に関わらず確実に力率を目標力率に安定して制御可能なパワーコンディショナの力率可変制御装置及び制御方法を提供することができるようになった。

本発明による単独運転検出装置が適用される分散型電源の回路ブロック構成図 本発明による単独運転検出装置の機能ブロック構成図 （ａ）は出力制限制御ブロック図、（ｂ）は図３（ａ）のスイッチＳＷの動作説明図 （ａ）は力率制御ブロック図、（ｂ）は無効電流制御部により出力される無効電流目標値の更新時期の説明図 系統周波数計測部の動作説明図 （ａ）は周波数対応無効電力注入量算出部で用いられる周波数偏差・無効電力注入量特性テーブルの説明図、（ｂ）はステップ無効電力注入量算出部の動作説明図 （ａ）は瞬低、且つ、位相急変時の説明図、（ｂ）は単独運転時の運転周波数ｆ_ＰＬＬと商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄの特性説明図 （ａ）は運転周波数ｆ_ＰＬＬと商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄの配列説明図、（ｂ）は高調波実効電圧ＴＨＤ_ｖの配列説明図 実験結果の説明図

以下、本発明によるパワーコンディショナの力率可変制御装置及び制御方法を図面に基づいて説明する。
図１には、分散型電源の一例である太陽電池発電装置１００が示されている。太陽電池発電装置１００は太陽電池パネルＳＰと太陽電池パネルＳＰが接続されたパワーコンディショナＰＣを備えて構成され、連系リレー(図示せず)を介して商用系統電源ｅ_ｇｒｉｄに接続されている。尚、本発明はパワーコンディショナＰＣに接続される発電装置が太陽電池パネルＳＰに限定されるものではなく、燃料電池等の他の発電装置が接続される場合でも適用可能である。

パワーコンディショナＰＣは、太陽電池パネルＳＰで発電された直流電圧を所定の直流リンク電圧Ｖ_ｄｃに昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ１と、商用系統電源と連系するように所定の周波数及び電圧値の交流電圧に変換するインバータ３と、インダクタＬ_ｆとコンデンサＣ_ｆで構成され、高調波成分を除去するＬＣフィルタ４を備えている。尚、Ｒ_ｆはインダクタの抵抗成分であり、Ｒ_ｃはコンデンサの抵抗成分である。

インバータ３に備えたスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、商用系統電源に連系させるべく周波数や電圧が適合するように力率可変制御装置１０を含む制御ブロックによって実行されるＰＷＭ制御によってオン／オフされ、ＬＣフィルタ４によってインバータ３の出力から高調波成分が除去され、正弦波の交流電力として出力される。尚、図中、符号Ｃ_ｄｃは直流リンク電圧の安定化用の電解コンデンサ、ｉ_ｉｎｖはインバータの出力電流、Ｒ_ｇｒｉｄ及びＬ_ｇｒｉｄは系統インピーダンス、ｅ_ｕｗはｕ−ｗの線間電圧、ｉ_ｓｐは逆潮流電流、Ｒ_ｕｗは交流負荷を示す。

図２には、マイクロコンピュータ、メモリ及び周辺回路等を備えて構成された力率可変制御装置１０の機能ブロック構成が示されている。本実施形態では、力率可変制御装置１０は単独運転検出装置としても機能し、ステップ注入付周波数フィードバック方式に対応するとともに本発明による力率可変制御アルゴリズムを含む制御プログラム等に基づいて所期の力率可変制御方法が実行されるように構成されている。

力率可変制御装置１０は、力率制御ブロックＡ、直流バス電圧の一定制御ブロックＢ、無効電流制御ブロックＣ、インバータの出力電流制御ブロックＤ、単独運転検出ブロックＥの５つの主要ブロックで構成されている。

具体的に、逆潮流電流推定部１１と、第１のＰＬＬ処理部１２と、第２のＰＬＬ処理部１３と、帰還信号生成部１４と、力率制御部１５と、無効電流制御部１６と、直流電圧制御部１７と、出力制限部１８と、無効電力生成部１９と、有効電力生成部２０と、インバータ制御部２１と、ＰＷＭ制御部２２と、商用系統周波数計測部２３と、単独運転検出部２４と、無効電力注入量算出部２５等の各機能ブロックを備えている。

逆潮流電流推定部１１と第１のＰＬＬ処理部１２と第２のＰＬＬ処理部１３と帰還信号生成部１４と力率制御部１５により力率制御ブロックＡが構成され、直流電圧制御部１７により直流バス電圧の一定制御ブロックＢが構成され、無効電流制御部１６により無効電流制御ブロックＣが構成され、無効電力生成部１９と有効電力生成部２０とインバータ制御部２１とＰＷＭ制御部２２によりインバータの出力電流制御ブロックＤが構成され、商用系統周波数計測部２３と単独運転検出部２４と無効電力注入量算出部２５により単独運転検出ブロックＥが構成されている。

逆潮流電流推定部１１は、電流トランス等を用いたインバータ出力電流ｉ_ｉｎｖの計測値から以下の〔数５〕で求まるコンデンサ電流ｉ_ｃを減算することによりパワーコンディショナから商用系統電源ｅ_ｇｒｉｄに出力される逆潮流電流ｉ_ｓｐ（ｉ_ｓｐ＝ｉ_ｉｎｖ−ｉ_ｃ）を推定するブロックである。尚、ｅ_ｕｗは商用系統電圧、ｉ_ｃはＬＣフィルタのコンデンサ電流、Ｃ_ｆはコンデンサ容量、Ｒ_ｃは内部抵抗である。

第１のＰＬＬ処理部１２は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの計測値から商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角度θ_ｕｗを出力するブロックで、抵抗分圧回路で分圧された交流電圧が商用系統電圧ｅ_ｕｗとして第１のＰＬＬ処理部１２に入力されている。

第２のＰＬＬ処理部１３は、逆潮流電流推定部１１で推定された逆潮流電流ｉ_ｓｐが入力され、ＰＬＬ処理によって逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相角度θ_ｓｐを出力するブロックである。

帰還信号生成部１４は、第１のＰＬＬ処理部１２及び第２のＰＬＬ処理部１３から出力される位相角度から得られる商用系統電圧ｅ_ｕｗと逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相差Δφ（θ_ｕｗ−θ_ｓｐ）に基づいて、力率帰還信号及び無効電流帰還信号を生成するブロックで、ｃｏｓ（Δφ）の値が力率帰還信号ＰＦとして生成され、ｔａｎ（Δφ）と有効電流の波高値２Ｐ_ｕｗ／Ｅ_{ｕｗ・ｍａｘ}の積が無効電流帰還信号Ｉ_ｑとして生成される。尚、以下の〔数６〕に示すように、Ｐ_ｕｗは有効電力、Ｅ_{ｕｗ・ｍａｘ}は電圧の最大値である。

図４（ａ）に示すように、力率制御部１５は、力率指令値ＰＦ^＊と力率帰還信号ＰＦの偏差に基づいて補正値を生成するＰＩ制御部１５Ａと、ＰＩ制御部１５Ａで生成された補正値に力率指令値ＰＦ^＊を加算して得られる力率目標値ＰＦ^＊ _realから無効電力を求める係数を、以下の〔数７〕に基づいて生成し、力率指令値ＰＦ^＊に従って当該係数に進相または遅相を示す符号を付加する係数生成部を備えている。尚、力率指令値ＰＦ^＊が遅相無効電流を示す場合には符号「＋１」が付加され、進相無効電流を示す場合には符号「−１」が付加される。

商用系統周波数計測部２３は、抵抗分圧回路で分圧された交流電圧信号を二値化する二値化回路でなるゼロクロス検出回路を備えている。

図５（ａ）に示すように、商用系統電圧ｅ_ｕｗを抵抗分圧した商用系統電圧波形（図中、破線で示されている。）を、電圧値ゼロを閾値として二値化回路で二値化することにより商用系統周波数に対応したデューティ比５０％の方形波（図中、実線で示されている。）が得られる。

方形波の立ち下りエッジと立ち上がりエッジとの中間値と、次の立ち下りエッジと立ち上がりエッジとの中間値との時間差を、２．５ＭＨｚのサンプリング周波数（０．４μｓ．の精度）でカウントすることにより商用系統電圧ｅ_ｕｗに対応する商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄが計測される。サンプリング周波数は例示であり、この値に限定されることはない。

図２に戻り、無効電力注入量算出部２５は、周波数対応無効電力注入量算出部２５Ａとステップ無効電力注入量算出部２５Ｂとを備えて構成され、周波数対応無効電力注入量算出部２５Ａから無効電力注入量Ｋ_ｆｖａｒが出力され、ステップ無効電力注入量算出部２５Ｂから無効電力注入量Ｋ_ｓｔｅｐが出力される。

単独運転検出部２４は、無効電力注入量算出部２５で算出された無効電力注入量の無効電力が注入されたときの商用系統周波数、運転周波数および高調波電圧実効値に基づいて単独運転状態であるか否かを検出するブロックである。単独運転検出部２４には、第１のＰＬＬ処理部１２で求められた商用系統電圧ｅ_ｕｗに対応する運転周波数ｆ_ＰＬＬと、商用系統周波数計測部２３で計測された系統周波数ｆ_ｇｒｉｄが入力されている。

無効電流制御部１６は、力率制御部１５で生成された目標力率ＰＦ_ｏｕｔに無効電力注入量算出部２５で算出された無効電力注入量Ｋ_ｆｖａｒ及びＫ_ｓｔｅｐを反映した最終目標力率つまり総合無効電力注入量Ｋ_Ｑと無効電流帰還信号Ｉ_ｑとに基づいてインバータ３を制御するインバータ制御部２１に無効電流目標値を出力するブロックである。

具体的に、総合無効電力注入量Ｋ_Ｑと有効電流の波高値２Ｐ_ｕｗ／Ｅ_{ｕｗ・ｍａｘ}の積が無効電流制御値Ｉ^＊ _ｑとして生成され、無効電流帰還信号Ｉ_ｑが無効電流制御値Ｉ^＊ _ｑに収束するように制御量をＰＩ演算するブロックである。

無効電力生成部１９は無効電流制御部１６で帰還制御された指令値と、第１のＰＬＬ処理部１２から入力される商用系統電圧に対応する位相角度θ_ｕｗの余弦波とを乗算して無効電力成分を生成するブロックである。

有効電力生成部２０は直流電圧制御部１７から出力されたバイアス直流電圧と商用系統電圧に対応する位相角度θ_ｕｗの正弦波とを乗算して有効電力成分を生成するブロックである。バイアス直流電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ１から入力される直流リンク電圧Ｖ_ｄｃを直流電圧の指令値Ｖ^＊ _ｄｃに調整して出力する直流電圧制御部１７から入力され、商用系統に対応する位相角度θ_ｕｗの正弦波は第１のＰＬＬ処理部１２から入力される。

有効電力生成部２０及び無効電力生成部１９からの出力が加算器で加算されてインバータ３に対する電流指令値ｉ^＊ _ｉｎｖが生成され、その電流指令値ｉ^＊ _ｉｎｖがインバータ制御部２１に入力される。

無効電流制御部１６によって無効電流が可変に制御されることにより皮相電力が大きくなると、パワーコンディショナＰＣを構成する回路素子の負担が大きくなるため、それに耐える高価な回路素子を選択する必要がある。この問題に対処すべく、有効電力を減少するように調整すると、力率の安定性が損なわれ、惹いては商用系統電圧の安定性が損なわれるという問題が生じる。

そこで、出力電力が定格電力に対して所定の許容範囲を逸脱すると、無効電流制御部１６及び直流電圧制御部１７により出力される電流目標値を制限する出力制限部１８を備えている。出力制限部１８を備えることにより無効電流制御部１６及び直流電圧制御部１７により出力される電流目標値が制限されるので、皮相電力を定格値に抑制しながらも安定的に力率が制御できるようになる。

図３（ａ），（ｂ）に示すように、出力制限部１８は、皮相電力の帰還値Ｓ_ｕｗが皮相電力指令値Ｓ^＊ _ｕｗに収束するようにＰＩ制御を行なう皮相電力制御部１８Ａと、スイッチＳＷと加算器を備えている。皮相電力の帰還値Ｓ_ｕｗが定格電力Ｓ_ＰＵ（Ｓ_ＰＵ＝Ｓ_ｕｗ／Ｓ^＊ _ｕｗ）に対して±Δｘ％の範囲内にあるときには、スイッチＳＷの接点が１に切り替えられて皮相電力が制御され、皮相電力の帰還値Ｓ_ｕｗが定格電力Ｓ_ＰＵに対して±Δｘ％の範囲から逸脱すると、スイッチＳＷの接点が０に切り替えられ出力がＩ_ｌｉｍつまり定格電力に制限される。スイッチＳＷはΔｘ％のヒステリシスを持って切り替えられる。

インバータ３の出力電流値ｉ_ｉｎｖが帰還値として入力されたインバータ制御部２１は、インバータ３の出力電流値が電流指令値ｉ^＊ _ｉｎｖになるように例えばＰＩ演算等を用いて帰還制御し、インバータ３に対する制御値、ここではデューティ比Ｄを生成する。インバータ制御部１９で生成されたデューティ比ＤはＰＷＭ制御部２２に入力されて、ＰＷＭ制御部２２で各スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に対する制御信号が生成され、バッファ回路を介してインバータ３のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に出力される。

図４（ｂ）に示すように、無効電流制御部１６及び直流電圧制御部１７により出力される電流目標値の更新時期は、商用系統周波数の半周期毎であって逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値が最大値を示す時期またはその近傍時期に設定されている。具体的には、｜ｉ_ｓｐ｜≧０．９５Ｉ_{ｓｐｍａｘ}の範囲で更新することが好ましい。

逆潮流電流の振幅は商用系統周波数に基づいてサインカーブを描いて変動するのであるが、サインカーブのゼロクロス点つまり逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値が最小値を示す時期に無効電流目標値が更新されると、出力電流の指令値ｉ^＊ _ｉｎｖの無効成分（無効電流の目標振幅値とＣＯＳ（θ_ｕｗ）との積で算出される値)の影響が大きくなるタイミングで出力電流の指令値ｉ^＊ _ｉｎｖが大きく変化する。その結果、出力電流ｉ_ｉｎｖのオーバーシュートやアンダーシュートが発生し易く、出力電流ｉ_ｉｎｖの安定性が損なわれるおそれがある。

しかし、商用系統周波数の半周期毎であって逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値が最大値を示す時期またはその近傍時期に無効電流目標値が更新されると、出力電流の指令値ｉ^＊ _ｉｎｖの無効成分（無効電流の目標振幅値とＣＯＳ（θ_ｕｗ）との積で算出される値)の影響が小さくなるタイミングで出力電流ｉ_ｉｎｖが制御されるため、力率制御の応答性が向上するのみならず出力電流ｉ_ｉｎｖの安定性も向上するようになる。

その結果、力率制御部１５で生成された目標力率と無効電流帰還信号に基づいて無効電流制御部１６によって無効電流目標値が生成され、インバータ３から所望の逆潮流電流ｉ_ｓｐが適切に出力されるようになり、単独運転検出しながらも商用系統電圧の変動を適切に抑制できるようになる。

以下に、無効電力注入量算出部２５について補足する。
周波数対応無効電力注入量算出部２５ａは商用系統周波数計測部２３で計測された商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄに基づいて得られる周波数偏差Δｆ_ｇｒｉｄに応じて無効電力注入量を算出するブロックで、ある時点の周波数偏差Δｆ_ｇｒｉｄに応じて以後の周波数偏差が次第に大きくなるように無効電力注入量が定められた周波数偏差・無効電力注入量特性テーブルから無効電力注入量Ｋ_ｆｖａｒを算出する。

図５（ｃ）に示すように、商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄは１周期毎に更新され、５ｍｓ．間隔で直近の４０ｍｓ．間の移動平均が算出され、記憶部に記憶される。図５（ｂ）に示すように、直近の移動平均算出時から２００ｍｓ．前の８０ｍｓ．分の移動平均から直近の４０ｍｓ．間の移動平均を減算することによって周波数偏差Δｆ_ｇｒｉｄが算出される。

図６（ａ）には周波数偏差・無効電力特性が示されている。周波数対応無効電力注入量算出部２０は周波数偏差・無効電力特性に基づいて無効電力注入量Ｋ_ｆｖａｒを算出し、周波数偏差Δｆ_ｇｒｉｄの算出から商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄの半サイクル以内に算出した無効電力注入量Ｋ_ｆｖａｒを注入する。

当該周波数偏差・無効電力特性は、周波数偏差Δｆ_ｇｒｉｄが±０．０１Ｈｚ以内の低感帯領域と、その両外側の高感帯領域で傾きが異なる無効電力注入量Ｋ_ｆｖａｒが規定されている。何れも周波数偏差を増大させる方向への無効電力注入量Ｋ_ｆｖａｒが規定され、周波数偏差Δｆ_ｇｒｉｄが低感帯領域の１段目ゲインの傾きよりも高感帯領域の２段目ゲインの傾きが大きくなるように設定されている。最大値は±０．２５ｐ．ｕ．（per unit）に設定されている。尚、周波数偏差・無効電力特性は例示であり、この特性に限定されるものではない。

ステップ無効電力注入量算出部２５ｂはある時点の周波数偏差Δｆ_ｇｒｉｄに変動がなく基本波電圧Ｅ_ｕｗ及び／または高調波電圧ＴＨＤ_ｖが変動する場合に電流位相が一定方向で一定量の無効電力注入量Ｋ_{ｆｓｔｅｐ}を算出するブロックである。尚、本明細書では「周波数偏差に変動がない状態」とは変動が小さい状態、つまり上述の低感帯領域にある状態を含む概念で用いている。

図６（ｂ）に示すように、ステップ無効電力注入量算出部２１は、周波数偏差Δｆ_ｇｒｉｄが低感帯領域であるときに、高調波電圧変動が以下の全ての条件式を満たすと判断すると、それから半サイクル以内に、３サイクル以下の時間で上限を０．１ｐ．ｕ．とする無効電力をパワーコンディショナＰＣから見て電流位相を遅らせる方向に、つまり周波数が低下する方向に注入する。

ＴＨＤ_ｖ（ｚ）−ＴＨＤ_ａｖｒ＞２Ｖ
ＴＨＤ_ｖ（ｚ−１）−ＴＨＤ_ａｖｒ＞２Ｖ
ＴＨＤ_ｖ（ｚ−２）−ＴＨＤ_ａｖｒ＞−０．５Ｖ
│ＴＨＤ_ｖ（ｚ−３）−ＴＨＤ_ａｖｒ（ｚ）│＜０．５Ｖ
│ＴＨＤ_ｖ（ｚ−４）−ＴＨＤ_ａｖｒ（ｚ）│＜０．５Ｖ
│ＴＨＤ_ｖ（ｚ−５）−ＴＨＤ_ａｖｒ（ｚ）│＜０．５Ｖ

以下の〔数８〕に示すように、本実施形態では高調波電圧実効値ＴＨＤ_ｖとして２次から７次までの総合高調波電圧実効値が好ましい態様として採用されているが、さらに高次の高調波が含められていてもよい。尚、以下の説明では単に高調波電圧と表記する。また、〔数８〕のＴ_ＡＤＣはＡ／Ｄコンバータのサンプリング時間、ｎは高調波の次数である。

また、ステップ無効電力注入量算出部２５ｂは、周波数偏差Δｆ_ｇｒｉｄが低感帯領域であるときに、基本波電圧変動が以下の全ての条件式を満たすと判断すると、それから半サイクル以内に、３サイクル以下の時間で上限を０．１ｐ．ｕ．とする無効電力をパワーコンディショナＰＣから見て電流位相を遅らせる方向に、つまり周波数が低下する方向に注入する。

Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ}（ｚ）−Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ.ａｖｒ}（ｚ）＞２．５Ｖ
Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ}（ｚ−１）−Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ.ａｖｒ}（ｚ）＞２．５Ｖ
Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ}（ｚ−２）−Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ.ａｖｒ}（ｚ）＞−０．５Ｖ
│Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ}（ｚ−３）−Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ.ａｖｒ}（ｚ）│＜０．５Ｖ
│Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ}（ｚ−４）−Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ.ａｖｒ}（ｚ）│＜０．５Ｖ
│Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ}（ｚ−５）−Ｅ_{ｕｗ.ｒｍｓ.ａｖｒ}（ｚ）│＜０．５Ｖ

第１のＰＬＬ処理部１２は商用系統電圧ｅ_ｕｗが入力され商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角度θ_ｕｗに同期した基準系統電圧信号を生成するブロックであり、第２のＰＬＬ処理部１３は逆潮流電流ｉ_ｓｐが入力され逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相角度θ_ｓｐに同期した基準逆潮流電流信号を生成するブロックである。

本実施形態では、第１のＰＬＬ処理部１２のゲインＧ１が第２のＰＬＬ処理部１３のゲインＧ２よりも大きな値に設定されている。具体的にＧ２＝０．５Ｇ１に設定されており、少なくともＧ２≦０．５Ｇ１の関係であることが好ましい。

単独運転検出部２４の動作について詳述する。一般的に系統電圧ｅ_ｕｗが正常（２０２±１０Ｖ）である場合に系統周波数ｆ_ｇｒｉｄが急変すると単独運転状態であると正しく検出できるが、落雷等によって電力設備に故障が生じ、送配電網の電圧が瞬間的に低下するような現象が発生した場合に、入力電圧の低下及び位相のずれが発生する。

図７（ａ）には、瞬低時の波形の一例が示されている。商用系統電圧ｅ_ｕｗが位相角度９０°の時に瞬低が発生し、位相角度が最大＋４１°ずれた瞬間に系統周波数ｆ_ｇｒｉｄ（ｚ−４）及び運転周波数ｆ_ＰＬＬ（ｚ−４）に周波数低下が発現している。この周波数の大きな変動に起因して単独運転状態であると不要検出する虞がある。

しかし、瞬低等に起因して位相が急変した場合には、その急変時に商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄが瞬間的に変動するが、その前後では安定しているのに対して、単独運転時には周波数の変動が増大する傾向になる。

即ち、図７（ｂ）に示すように、単独運転検出部２４は第１のＰＬＬ処理部１２で算出される運転周波数ｆ_ＰＬＬ及び系統周波数計測部１１で計測される商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄの双方が連続する複数の系統周期で一方向に変化する場合に単独運転状態と判断するように構成されていればよく、不要検出を回避して単独運転状態を正確に検出できるようになる。

図７（ｂ）のように、双方の値が次第に高くなる場合もあれば、反対に双方の値が次第に低くなる場合もある。これに対して、図７（ａ）のように位相が急変した場合には、第１のＰＬＬ処理部１２で算出される運転周波数ｆ_ＰＬＬ及び商用系統周波数計測部２３で計測される商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄの双方が、急変時のサイクルでのみ一時的に上昇または下降し、その後定常に復帰するので、その傾向を判別することによって不要検出を回避し、単独運転状態を正確且つ迅速に検出できる。

単独運転検出部２４は商用系統電圧ｅ_ｕｗの高調波電圧変動率が所定比率を超え、その状態が所定時間継続する場合に単独運転状態であると検出するように構成されていることがさらに好ましい。

商用系統電源に無効電力を注入した状況で、何らかの要因で商用系統電源の高調波成分が変動してもその前後の商用系統周期で算出した高調波電圧実効値が大きく変動することがないのに対して、商用系統電源からの給電が停止して単独運転状態となる場合にはそれ以降の連続周期で算出した高調波電圧実効値が大きく変動する。そこで、商用系統電源の高調波電圧変動率が所定比率を超えた状態が所定時間継続すると単独運転状態であると検出することにより不要検出を回避することができるようになる。

具体的に本実施形態では、単独運転検出部２４は商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄ及び運転周波数ｆ_ＰＬＬの双方の現在値、１商用系統周期前の値及び２商用系統周期前の値に基づいて、双方が連続する複数の商用系統周期で一方向に変化すると判定した場合で、且つ、商用系統電圧ｅ_ｕｗの高調波電圧変動率ΔＴＨＤが所定比率を超え、その状態が所定時間継続する場合に単独運転状態であると検出し、何れか一方が満たされない場合には不要検出を回避するべく正常状態であると判断するように構成されている。

具体的には、以下の〔数９〕に示すように、３２サイクル前の運転周波数ｆ_ＰＬＬ及び商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄの平均値に対する現在値（ｚ）、一つ前の値（ｚ−１）及び二つ前の値（ｚ−２）との偏差の積Δｆ_ｖａｒ(総合周波数変動値)が所定の閾値ｆ_ｃｓｔ以上であれば単独運転状態であり、閾値ｆ_ｃｓｔ未満であれば正常であると判断することができる。

ここに、閾値ｆ_ｃｓｔは基本波周波数の４〜９％の範囲の値に設定することが好ましく、例えば商用系統周波数が５０Ｈｚであれば、ｆ_ｃｓｔは２．０〜４．５の範囲に設定することが好ましい。

尚、本実施形態では、図８（ａ）に示すように、３２サイクル前の運転周波数ｆ_ＰＬＬ及び商用系統周波数ｆ_ｇｒｉｄの平均値として、３２サイクル前を基準にその前３２サイクルの各商用系統周波数の平均値が採用されているが、平均値を求めるサイクル数は３２に制限される必要はなく適宜設定することができる。

また、図８（ｂ）に示すように、高調波電圧変動率ΔＴＨＤは３２サイクル前の高調波電圧実効値ＴＨＤ_ｖの平均値として、３２サイクル前を基準にその前３２サイクルの各高調波電圧実効値ＴＨＤ_ｖの平均値が採用され、以下の〔数１０〕により算出されている。同様に、平均値を求めるサイクル数は３２に制限される必要はなく適宜設定することができる。

上述した力率可変制御装置１０によって、本発明による力率可変制御方法が実行される。
即ち、商用系統電圧ｅ_ｕｗ、ＬＣフィルタのコンデンサ電流ｉ_ｃ、コンデンサ容量Ｃ_ｆ、内部抵抗Ｒ_ｃとして、インバータ出力電流ｉ_ｉｎｖの計測値から

で求まるコンデンサ電流ｉ_ｃを減算することによりパワーコンディショナから商用系統電源に出力される逆潮流電流ｉ_ｓｐを推定する逆潮流電流推定ステップと、商用系統電圧ｅ_ｕｗの計測値から商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角度θ_ｕｗを出力する第１のＰＬＬ処理ステップと、逆潮流電流推定ステップで推定された逆潮流電流ｉ_ｓｐから逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相角度θ_ｓｐを出力する第２のＰＬＬ処理ステップと、第１のＰＬＬ処理ステップ及び第２のＰＬＬ処理ステップから出力される位相角度から得られる商用系統電圧ｅ_ｕｗと逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相差Δφ（θ_ｕｗ−θ_ｓｐ）に基づいて、力率帰還信号及び無効電流帰還信号を生成する帰還信号生成ステップと、力率帰還信号に基づいて逆潮流電力の力率が力率指令値に収束するように目標力率を生成する力率制御ステップと、力率制御ステップで生成された目標力率と無効電流帰還信号に基づいてインバータを制御するインバータ制御部に無効電流目標値を出力する無効電流制御ステップと、備えているパワーコンディショナの力率可変制御方法が実行される。

上述した実施形態では、力率可変制御装置に能動的単独運転検出方式を実行する無効電力注入部及び単独運転検出部等を備えた構成を説明したが、力率可変制御装置１０に能動的単独運転検出方式を備えていない構成であっても本発明を採用することができることは言うまでもない。

上述の各実施形態は本発明によるパワーコンディショナの力率可変制御装置及び制御方向の一例に過ぎず、各構成ブロックの具体的な構成（ハードウェアやソフトウェア）や各種の数値等は本発明による作用効果が奏される範囲で適宜変更設計することも可能であることはいうまでもない。

以下に、上述した力率制御部を備えた本発明による力率可変制御装置が組み込まれたパワーコンディショナと、力率制御部を備えていないパワーコンディショナについて比較実験を行なった結果を説明する。

商用系統連系運転時の力率指令値ＰＦ^＊を０．９に設定し、入力電力を条件１から３まで変更した場合の力率を計測した。
図９（ａ），（ｂ）には、そのときの力率の実測値ＰＦ、有効電力Ｐ_ｕｗ、無効電力Ｑ_ｕｗ及び皮相電力Ｓ_ｕｗの実験結果が示されている。図９（ａ）は力率制御部を備えていない場合の実験結果であり、図９（ｂ）は力率制御部を備えた場合の実験結果である。これらから、本発明による力率可変制御装置を導入することにより、入力電力が変化しても力率一定に制御されることが確認できた。

図９（ｃ），（ｄ）には、条件３の入力電力に対する力率指令値ＰＦ^＊、実測値ＰＦ及び誤差値ΔＰＦの実験結果が示されている。図９（ｃ）は進み電力の実験結果であり、図９（ｄ）は遅れ電力の実験結果である。これらから、定常状態では全ての誤差値ΔＰＦが±０．５％以下となることが明らかになった。

１：ＤＣ／ＤＣコンバータ
３：インバータ
４：ＬＣフィルタ
１０：力率可変制御装置
１１：逆潮流電流推定部
１２：第１のＰＬＬ処理部
１３：第２のＰＬＬ処理部
１４：帰還信号生成部
１５：力率制御部
１６：無効電流制御部
１７：直流電圧制御部
１８：出力制限部
１９：無効電力生成部
２０：有効電力生成部
２１：インバータ制御部
２２：ＰＷＭ制御部
２４：単独運転検出部
２５：無効電力注入量算出部
１００：分散型電源（太陽電池発電装置）
ＰＣ：パワーコンディショナ
ＳＰ：太陽電池パネル
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４：インバータブリッジに備えたスイッチ素子

Claims (12)

1. 直流発電電力を交流電力に変換して商用系統と連系するインバータと、前記インバータの出力から高調波成分を除去するＬＣフィルタを備えたパワーコンディショナの力率可変制御装置であって、
   商用系統電圧ｅ_ｕｗ、ＬＣフィルタのコンデンサ電流ｉ_ｃ、コンデンサ容量Ｃ_ｆ、内部抵抗Ｒ_ｃとして、インバータ出力電流ｉ_ｉｎｖの計測値から
   

   

   
   で求まるコンデンサ電流ｉ_ｃを減算することによりパワーコンディショナから商用系統電源に出力される逆潮流電流ｉ_ｓｐを推定する逆潮流電流推定部と、
   商用系統電圧ｅ_ｕｗの計測値から商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角度θ_ｕｗを出力する第１のＰＬＬ処理部と、
   前記逆潮流電流推定部で推定された逆潮流電流ｉ_ｓｐから逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相角度θ_ｓｐを出力する第２のＰＬＬ処理部と、
   前記第１のＰＬＬ処理部及び第２のＰＬＬ処理部から出力される位相角度から得られる商用系統電圧ｅ_ｕｗと逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相差Δφ（θ_ｕｗ−θ_ｓｐ）に基づいて、力率帰還信号及び無効電流帰還信号を生成する帰還信号生成部と、
   前記力率帰還信号に基づいて逆潮流電力の力率が力率指令値に収束するように目標力率を生成する力率制御部と、
   前記力率制御部で生成された目標力率と前記無効電流帰還信号に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御部に無効電流目標値を出力する無効電流制御部と、
   を備えているパワーコンディショナの力率可変制御装置。
2. 前記力率制御部は、力率指令値と力率帰還信号の偏差に基づいて補正値を生成するＰＩ制御部と、前記ＰＩ制御部で生成された補正値に力率指令値を加算して得られる力率目標値ＰＦ^＊ _realから無効電力を求める係数
   

   

   
   を生成し、力率指令値に従って当該係数に進相または遅相を示す符号を付加する係数生成部を備えて構成されている請求項１記載のパワーコンディショナの力率可変制御装置。
3. 商用系統周波数の計測値から得られる所定時間内の周波数偏差に応じて無効電力注入量を算出する無効電力注入量算出部と、
   前記無効電力注入量の無効電力が注入されたときの商用系統周波数、運転周波数および高調波電圧実効値に基づいて単独運転状態であるか否かを検出する単独運転検出部と、をさらに備え、
   前記無効電流制御部は、前記力率制御部で生成された目標力率に前記無効電力注入量算出部で算出された無効電力注入量を反映した最終目標力率と前記無効電流帰還信号に基づいて前記インバータに無効電流目標値を出力するように構成されている請求項１または２記載のパワーコンディショナの力率可変制御装置。
4. 前記無効電力注入量算出部は、ある時点の周波数偏差に応じて以後の周波数偏差が次第に大きくなるように無効電力注入量が定められた周波数偏差・無効電力注入量特性テーブルから無効電力注入量を算出する周波数対応無効電力注入量算出部と、ある時点の周波数偏差に変動がなく基本波電圧及び／または高調波電圧が変動する場合に電流位相が一定方向で一定量の無効電力注入量を算出するステップ無効電力注入量算出部と、を備えている請求項３記載のパワーコンディショナの力率可変制御装置。
5. 前記無効電流制御部により出力される無効電流目標値の更新時期は、商用系統周波数の半周期毎であって逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値が最大値を示す時期またはその近傍時期に設定され、測定した逆潮流電流ｉ_ｓｐの無効成分が逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値の最大値の近傍時期で変化するように構成されている請求項１から４の何れかに記載のパワーコンディショナの力率可変制御装置。
6. 出力電力が定格電力に対して所定の許容範囲を逸脱すると、前記無効電流制御部により出力される無効電流目標値を制限する出力制限部を備えている請求項１から５の何れかに記載のパワーコンディショナの力率可変制御装置。
7. 直流発電電力を交流電力に変換して商用系統と連系するインバータと、前記インバータの出力から高調波成分を除去するＬＣフィルタを備えたパワーコンディショナの力率可変制御方法であって、
   商用系統電圧ｅ_ｕｗ、ＬＣフィルタのコンデンサ電流ｉ_ｃ、コンデンサ容量Ｃ_ｆ、内部抵抗Ｒ_ｃとして、インバータ出力電流ｉ_ｉｎｖの計測値から
   

   

   
   で求まるコンデンサ電流ｉ_ｃを減算することによりパワーコンディショナから商用系統電源に出力される逆潮流電流ｉ_ｓｐを推定する逆潮流電流推定ステップと、
   商用系統電圧ｅ_ｕｗの計測値から商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角度θ_ｕｗを出力する第１のＰＬＬ処理ステップと、
   前記逆潮流電流推定ステップで推定された逆潮流電流ｉ_ｓｐから逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相角度θ_ｓｐを出力する第２のＰＬＬ処理ステップと、
   前記第１のＰＬＬ処理ステップ及び第２のＰＬＬ処理ステップから出力される位相角度から得られる商用系統電圧ｅ_ｕｗと逆潮流電流ｉ_ｓｐの位相差Δφ（θ_ｕｗ−θ_ｓｐ）に基づいて、力率帰還信号及び無効電流帰還信号を生成する帰還信号生成ステップと、
   前記力率帰還信号に基づいて逆潮流電力の力率が力率指令値に収束するように目標力率を生成する力率制御ステップと、
   前記力率制御ステップで生成された目標力率と前記無効電流帰還信号に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御部に無効電流目標値を出力する無効電流制御ステップと、
   を備えているパワーコンディショナの力率可変制御方法。
8. 前記力率制御ステップは、力率指令値と力率帰還信号の偏差に基づいて補正値を生成するＰＩ制御ステップと、前記ＰＩ制御ステップで生成された補正値に力率指令値を加算して得られる力率目標値ＰＦ^＊ _realから無効電力を求める係数
   

   

   
   を生成し、力率指令値に従って当該係数に進相または遅相を示す符号を付加する係数生成ステップを備えて構成されている請求項７記載のパワーコンディショナの力率可変制御方法。
9. 商用系統周波数の計測値から得られる所定時間内の周波数偏差に応じて無効電力注入量を算出する無効電力注入量算出ステップをさらに備え、
   前記無効電流制御ステップは、前記力率制御ステップで生成された目標力率に前記無効電力注入量算出ステップで算出された無効電力注入量を反映した最終目標力率と前記無効電流帰還信号に基づいて前記インバータに無効電流目標値を出力するように構成されている請求項７または８記載のパワーコンディショナの力率可変制御方法。
10. 前記無効電力注入量算出ステップは、ある時点の周波数偏差に応じて以後の周波数偏差が次第に大きくなるように無効電力注入量が定められた周波数偏差・無効電力注入量特性テーブルから無効電力注入量を算出する周波数対応無効電力注入量算出ステップと、ある時点の周波数偏差に変動がなく基本波電圧及び／または高調波電圧が変動する場合に電流位相が一定方向で一定量の無効電力注入量を算出するステップ無効電力注入量算出ステップと、を備えている請求項９記載のパワーコンディショナの力率可変制御方法。
11. 前記無効電流制御ステップにより出力される無効電流目標値の更新時期は、商用系統周波数の半周期毎であって逆潮流電流ｉ_ｓｐの絶対値が最大値を示す時期またはその近傍時期に設定されている請求項７から１０の何れかに記載のパワーコンディショナの力率可変制御方法。
12. 出力電力が定格電力に対して所定の許容範囲を逸脱すると、前記無効電流制御ステップにより出力される無効電流目標値を制限する出力制限ステップを備えている請求項７から１１の何れかに記載のパワーコンディショナの力率可変制御方法。
    

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