JP6055352B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、電力変換器の制御装置に関し、より特定的には、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器の制御に関する。

特開２００８−１０４２７１号公報（特許文献１）には、交流電動機を駆動するための電力変換装置において、インバータの各相上アーム素子を切替えることによって、複数の直流電圧源の直列駆動および並列駆動を選択できる構成が記載されている。特許文献１に記載された構成では、直列・並列切替用のスイッチを設けることなく、インバータの直流側における直流電圧を変化させることができる。

また、特開２０１２−７０５１４号公報（特許文献２）には、複数のスイッチング素子の制御によって、２つの直流電源を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（直列接続モード）と、２つの直流電源を並列に使用する状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（並列接続モード）とを切替えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。

特開２００８−１０４２７１号公報 特開２０１２−７０５１４号公報

特許文献１に記載された構成では、インバータの直流側電圧は、駆動状態に応じて、２個の直流電源を直列接続した電圧（直列駆動時）、および、１個の直流電源の電圧（並列駆動時）のいずれかとなる。このため、直流側電圧を任意の電圧に制御することができず、電圧自由度が低い。

これに対して、特許文献２に記載された電力変換器では、動作モードの切替えを伴って、電力線の出力電圧を電圧指令値に従って制御することができるため電圧自由度が高い。

しかしながら、特許文献２に記載された電力変換器では、直列接続モードおよび並列接続モードのそれぞれで異なる制御演算が必要である。このため、動作モードの切替に対応して演算遅れが生じることにより、制御精度が低下する虞がある。

さらに、特許文献２の電力変換器の直列接続モードでは、直列された直流電源全体の出力電圧と電圧指令値とによる電圧制御を実行するので、両直流電源間の電力配分比を制御できなく。このため、各直流電源を過電力から保護しようとすると、先に過電力制約にかかった直流電源の性能に全体の出力電力が制約を受けることから、両電源の能力を最大限に活用できない可能性がある。また、直列接続された直流電源と電力線との間に構成された等価的な昇圧チョッパ回路でのデューティ比を、出力電圧の電圧偏差から直接演算するので、制御速度を高めることに限界がある。

また、並列接続モードでは、一方の直流電源からの出力を電流制御する一方で、他方の直流電源からの出力が電圧制御されるため、電圧制御される直流電源を過電力から十分に保護することが困難である。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器において、複数の動作モード間で共通に適用される制御演算によって、電力線への出力電圧の制御性と、各直流電源の過電力からの保護性とを向上させる制御を実現することである。

この発明のある局面では、負荷に接続された電力線と複数の直流電源との間に接続された電力変換器の制御装置において、電力変換器は、複数のスイッチング素子を含んで構成され、かつ、複数の直流電源と電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを選択して動作するように構成される。制御装置は、電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて複数の直流電源全体から電力線への全体入出力電力を算出するための手段と、動作モードの変更に応じて複数の直流電源間での電力分配比を切替えるための手段と、全体入出力電力および電力分配比に従って複数の直流電源のそれぞれの電力指令値を設定するための手段と、制御手段と、信号生成手段とを含む。制御手段は、複数の直流電源の各々について、電力指令値を出力電圧で除算した電流指令値に対する電流検出値の偏差に基づいて、当該直流電源からの出力を制御するためのデューティ比を演算する。信号生成手段は、複数の直流電源のそれぞれについて演算されたデューティ比と、キャリア波との比較によるパルス幅変調に従って得られた制御パルス信号に基づいて、複数のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。

好ましくは、制御装置は、複数の直流電源のうちの所定の直流電源に対応して設けられた第１の保護手段をさらに含む。第１の保護手段は、電力分配比に従って設定された当該所定の直流電源の電力指令値を、所定の直流電源の状態に応じて設定された第１の電力範囲内に制限する。

さらに好ましくは、制御装置は、第２の保護手段をさらに含む。第２の保護手段は、全体入出力電力を、複数の直流電源の状態に応じて設定された第２の電力範囲内に制限する。第１の保護手段は、複数の直流電源のうちの１つを除く残りの直流電源の各々に対応して設けられる。

好ましくは、複数の直流電源は、第１および第２の直流電源によって構成される。複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を有する。第１のスイッチング素子は、第１のノードおよび電力線の間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第１の直流電源の負極端子および第３のノードの間に電気的に接続される。電力変換器は、第１および第２のリアクトルをさらに有する。第１のリアクトルは、第２のノードおよび第１の直流電源の正極端子の間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第１のノードおよび第２の直流電源の正極端子の間に電気的に接続される。

さらに好ましくは、複数の動作モードは、第１のモードおよび第２のモードを有する。第１のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源が電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する。第２のモードでは、第３のスイッチング素子をオン固定するとともに第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、第１および第２の直流電源が直列接続された状態で電力線との間で直流電圧変換を実行する。電力分配比は、第１のモードでは第１および第２の直流電源の状態に応じて可変に設定される一方で、第２のモードでは第１および第２の直流電源の電圧に基づく比率に固定される。

さらに好ましくは、制御手段は、第１のモードにおいて、第１および第２の直流電源について、電流指令値に基づく電流フィードバック制御によって第１および第２のデューティ比を演算する。制御手段は、第２のモードにおいて、第１および第２の直流電源の一方の直流電源において電流指令値に基づく電流フィードバック制御を実行する一方で、第１および第２の直流電源の他方では電流フィードバック制御を非実行として当該直流電源の出力電圧および電圧指令値に基づくフィードフォワード制御を実行することによって、第１および第２のデューティ比を演算する。信号生成手段は、第１および第２のモードの各々において、第１のデューティ比および第１のキャリア波の比較によって得られる第１の制御パルス信号と、第２のデューティ比および第２のキャリア波の比較によって得られる第２の制御パルス信号とに基づいて第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。さらに、第２のモードにおいて、第１のキャリア波と第２のキャリア波との位相差は、第１の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングと第２の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングとを合わせるように、演算された第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される。

さらに好ましくは、第１および第２のモードの両方において、第１のキャリア波と第２のキャリア波との位相差は、第１の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングと第２の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングとを合わせるように、演算された第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される。

また好ましくは、複数の動作モードは、第３から第６のモードをさらに有する。第３のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源の一方の直流電源と電力線との間で直流電圧変換が実行されるとともに、第１および第２の直流電源の他方の直流電源が電力線から電気的に切り離された状態が維持される。第４のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の直流電源の一方が電力線に電気的に接続される一方で、第１および第２の直流電源の他方が電力線から電気的に切り離された状態が維持される。第５のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、電力線に対して第１および第２の直流電源が並列に接続された状態が維持される。第６のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、電力線に対して第１および第２の直流電源が直列に接続された状態が維持される。電力分配比は、第３のモードにおいて、一方の直流電源からの出力のみによって全体入出力電力が確保されるように設定される。

あるいは好ましくは、複数の動作モードは、第１のモードと第３のモードとを有する。第１のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源が電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する。第３のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源の一方の直流電源と電力線との間で直流電圧変換を実行するとともに、第１および第２の直流電源の他方の直流電源が電力線から電気的に切り離された状態が維持される。電力分配比は、第１のモードでは第１および第２の直流電源の状態に応じて可変に設定される一方で、第３のモードでは、一方の電源からの出力のみによって全体入出力電力が確保されるように設定される。

さらに好ましくは、制御手段は、第１のモードにおいて、第１および第２の直流電源について、電流指令値に基づく電流フィードバック制御によって第１および第２のデューティ比を演算する。制御手段は、第３のモードにおいて、一方の直流電源について、電流指令値に基づく電流フィードバック制御によって第１および第２のデューティ比の一方のデューティ比を演算する。信号生成手段は、第１のモードにおいて、第１のデューティ比および第１のキャリア波の比較によって得られる第１の制御パルス信号と、第２のデューティ比および第２のキャリア波との比較によって得られる第２の制御パルス信号とに基づいて第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。信号生成手段は、第３のモードにおいて、演算された一方のデューティ比と第１または第２のキャリア波との比較によって得られる第１または第２の制御パルス信号に基づいて、第１から第４のスイッチング素子が共通にオンオフ制御される２個ずつのペアを構成するように、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。

好ましくは、制御装置は、第１の直流電源および第２の直流電源の間での充放電する循環電力値を設定するための手段をさらに含む。第１の直流電源の電力指令値は、全体入出力電力および電力分配比と循環電力値とに従って、第１の直流電源の状態に応じて設定された電力範囲内に制限されるように設定される。第２の直流電源の電力指令値は、全体入出力電力から第１の直流電源の電力指令値を減算することによって設定される。

あるいは好ましくは、制御手段は、第２のモードにおいて、第１および第２の直流電源の一方の直流電源において電流指令値に基づく電流フィードバック制御を実行する一方で、第１および第２の直流電源の他方では電流フィードバック制御を非実行として当該直流電源の出力電圧および電圧指令値に基づくフィードフォワード制御を実行することによって、第１および第２の直流電源のそれぞれについての第１および第２のデューティ比を演算する。信号生成手段は、第１および第２のデューティ比に基づくパルス幅変調に従って第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。

この発明によれば、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器において、複数の動作モード間で共通に適用される制御演算によって、電力線への出力電圧の制御性と、各直流電源の過電力からの保護性とを向上させる制御を実現することができる。

本発明の実施の形態１に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。 図１に示した負荷の構成例を示す概略図である。 図１に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明するための図表である。 図１に示した２個の直流電源を異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。 ＰＢモードにおける第１の回路動作を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の回路動作を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＳＢモードにおける回路動作を説明する回路図である。 ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 本実施の形態１に従う電力変換器制御の基本的な概念を説明する概念図である。 本実施の形態１に従う電力変換器制御を説明するための第１のブロック図である。 本実施の形態１に従う電力変換器制御を説明するための第２のブロック図である。 実施の形態１に従う電力変換器制御による電源システム内でＰＢモードでのパワーフローを説明するための概念図である。 ＰＢモードにおけるＰＷＭ制御に従うスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＰＢモードにおける制御信号および制御データの設定を説明する図表である 位相が異なるキャリア波を用いた場合におけるＰＢモードの制御動作例を示す波形図である。 ＰＢモードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。 図１８の所定期間における電流経路を説明する回路図である。 図１８に示した電流位相でのスイッチング素子の電流波形図である。 キャリア波間の位相差＝０のときの電流位相を示す波形図である。 図２１に示した電流位相でのスイッチング素子の電流波形図である。 直流電源の各動作状態におけるＰＢモードでのキャリア位相制御を説明するための図表である。 昇圧モードに属する各動作モードにおける制御信号および制御データの設定を説明する図表である。 実施の形態２に従う電力変換器制御によるａＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。 実施の形態２に従う電力変換器制御によるｂＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。 実施の形態２に従う電力変換器制御によるＳＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。 ＳＢモードでの制御信号の設定を説明するための図表である。 ＳＢモードにおける２個の直流電源の状態を説明する図である。 キャリア位相制御を適用したときのＳＢモードにおける制御パルス信号を示す波形図である。 本実施の形態２に従う電力変換器制御におけるＰＢモードおよびＳＢモードの動作例を示す波形図である。 本発明の実施の形態３に従う電力変換器を含む電源システムの構成例を示す回路図である。 図３２に示した電力変換器が有する複数の動作モードおよび各動作モードでの制御信号および制御データの設定を説明する図表である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
（電力変換器の回路構成）
図１は、本発明の実施の形態１に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。

図１を参照して、電源システム５は、複数の直流電源１０ａおよび１０ｂと、負荷３０と、電力変換器５０とを備える。

本実施の形態において、直流電源１０ａおよび１０ｂの各々は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池、あるいは、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂは、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。

直流電源１０ａおよび１０ｂは、同種および同容量の直流電源によって構成することも可能であり、特性および／または容量が異なる直流電源によって構成することも可能である。上述のように、直流電源１０ａ，１０ｂは、大容量のキャパシタを含む概念である。

電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび１０ｂと、電力線２０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電力線２０上の直流電圧（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。すなわち、電力線２０は、直流電源１０ａおよび１０ｂに対して共通に設けられる。

負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生可能に構成されてもよい。

電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるい
は電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオンする一方で、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。

スイッチング素子Ｓ１は、電力線２０およびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源１０ｂの正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０ａの正極端子との間に接続される。

スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。ノードＮ３は、直流電源１０ｂの負極端子と電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線２１の間に電気的に接続される。接地配線２１は、負荷３０および、直流電源１０ａの負極端子と電気的に接続される。

図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂの各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０ａに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源１０ｂに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。

制御装置４０は、負荷３０への出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０ａの電圧（以下、Ｖａと表記する）および電流（以下、Ｉａと表記する）、直流電源１０ｂの電圧（以下、Ｖｂと表記する）および電流（以下、Ｉｂと表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。さらに、直流電源１０ａおよび１０ｂの温度（以下、ＴａおよびＴｂと表記する）の検出器（温度センサ）についても配置することが好ましい。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。

図１の構成において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、「第１のスイッチング素子」〜「第４のスイッチング素子」にそれぞれ対応し、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。

図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。
図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。

モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５に含まれる直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力として用いることができる。

モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源１０ａ，１０ｂを充電することも可能である。

このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載
しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。

（電力変換器の動作モード）
電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間での直流電力変換の態様が異なる複数の動作モードを有する。

図３には、電力変換器５０が有する複数の動作モードが示される。
図３を参照して、動作モードは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の周期的なオンオフ制御に伴って直流電源１０ａおよび／または１０ｂの出力電圧を昇圧する「昇圧モード（Ｂ）」と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定して直流電源１０ａおよび／または１０ｂを電力線２０と電気的に接続する「直結モード（Ｄ）」とに大別される。

昇圧モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なう「パラレル昇圧モード（以下、ＰＢモード）」と、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「シリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモード）」とが含まれる。ＰＢモードは、特許文献２に示された「パラレル接続モード」に対応し、ＳＢモードは、特許文献２に示された「シリーズ接続モード」に対応する。

さらに、昇圧モードには、直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢモード）」と、直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢモード）」とが含まれる。ａＢモードでは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも高く制御されている限りにおいて、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。同様に、ｂＢモードでは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも高く制御されている限りにおいて、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

昇圧モードに含まれる、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。これらの各モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御については、後述する。なお、上述のように、電圧指令値ＶＨ＊を負荷３０の動作に適した可変電圧とすることにより、昇圧モードに含まれる各モードでは、負荷３０での電力損失を抑制することができる。

直結モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続した状態を維持する「並列直結モード（以下、ＰＤモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続した状態を維持する「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」とが含まれる。

ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の出力電圧Ｖａ，Ｖｂの和と同等となる（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）。

さらに、直結モードには、直流電源１０ａのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ａの直結モード（以下、ａＤモード）」と、直流電源１０ｂのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ｂの直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。

ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。ａＤモードでは、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖｂ＞Ｖａの状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源１０ｂから１０ａに短絡電流が生じる。このため、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。ｂＤモードでは、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖａ＞Ｖｂの状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源１０ａから１０ｂに短絡電流が生じる。このため、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

直結モードに含まれる、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂに依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する虞がある。

一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。

図３において、ＰＢモードは「第１のモード」に対応し、ＳＢモードは「第２のモード」に対応し、ａＢモードおよびｂＢモードは「第３のモード」に対応する。また、ａＤモードおよびｂＤモードは「第４のモード」に対応し、ＰＤモードは「第５のモード」に対応し、ＳＤモードは「第６のモード」に対応する。

図４は、直流電源１０ａ，１０ｂを異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。図４には、横軸にエネルギ、縦軸に電力をプロットした、いわゆるラゴンプロットが示される。一般的に、直流電源の出力パワーおよび蓄積エネルギはトレードオフの関係にあるため、高容量型のバッテリでは高出力を得ることが難しく、高出力型のバッテリでは蓄積エネルギを高めることが難しい。

したがって、直流電源１０ａ，１０ｂは、一方が、蓄積エネルギが高い、いわゆる高容量型の電源で構成されるのに対して、他方が、出力パワーが高い、いわゆる高出力型の電源で構成されることが好ましい。このようにすると、高容量型の電源に蓄積されたエネルギを平準的に長期間使用する一方で、高出力型の電源をバッファとして使用して、高容量型の電源による不足分を出力することができる。

図４の例では、直流電源１０ａが高容量型の電源で構成される一方で、直流電源１０ｂは高出力型の電源で構成される。したがって、直流電源１０ａの動作領域１１０は、直流電源１０ｂの動作領域１２０と比較して、出力可能な電力範囲が狭い。一方で、動作領域１２０は、動作領域１１０と比較して、蓄積可能なエネルギ範囲が狭い。

負荷３０の動作点１０１では、高パワーが短時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０１は、ユーザのアクセル操作による急加速時に対応する。これに対して、
負荷３０の動作点１０２では、比較的低パワーが長時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０２は、継続的な高速定常走行に対応する。

動作点１０１に対しては、主に、高出力型の直流電源１０ｂからの出力によって対応することができる。一方で、動作点１０２に対しては、主に、高容量型の直流電源１０ａからの出力によって対応することができる。これにより、電動車両では、高容量型のバッテリに蓄積されたエネルギを長時間に亘って使用することによって、電気エネルギによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。

また、直流電源がバッテリによって構成される場合には、低温時に出力特性が低下する可能性や、高温時に劣化進行を抑制するために充放電が制限される可能性がある。特に、電動車両では、搭載位置の差異によって、直流電源１０ａ，１０ｂの間に温度差が発生するケースも生じる。したがって、電源システム５では、直流電源１０ａ，１０ｂの状態（特に温度）に応じて、あるいは、上述したような負荷３０の要求に応じて、いずれか一方の直流電源のみを使用した方が、効率的であるケースが存在する。上述したような、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを使用するモード（ａＢモード，ｂＢモード，ａＤモード，ｂＤモード）を設けることによって、これらのケースに対応することができる。

すなわち、本実施の形態１に従う電力変換器５０では、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の状態に応じて、図３に示した、複数の動作モードのうちのいずれかの動作モードが選択される。そして、出力電圧ＶＨは、電力変換器５０が選択された動作モードで動作することによって制御される。

（各動作モードでの回路動作）
次に、各動作モードにおける電力変換器５０の回路動作を説明する。まず、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なうＰＢモードでの回路動作について、図５〜図８を用いて説明する。

図５および図６に示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続することができる。ここで、並列接続モードでは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとの高低に応じて等価回路が異なってくる。

図５（ａ）に示されるように、Ｖｂ＞Ｖａのときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図５（ｂ）に示される。

図５（ｂ）を参照して、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

一方、図６（ａ）に示されるように、Ｖａ＞Ｖｂのときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図６（ｂ）に示される。

図６（ｂ）を参照して、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

次に、図７および図８を用いて、電力変換器５０のＰＢモードにおける昇圧動作について詳細に説明する。

図７には、ＰＢモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するため
の電流経路１５０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０ａのエネルギとともに出力するための電流経路１５１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図７（ａ）の電流経路１５０および図７（ｂ）の電流経路１５１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ａに対して構成される。図７に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ｂへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ａの電圧Ｖａと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（１）式に示す関係が成立する。（１）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる期間のデューティ比をＤａとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖａ …（１）
図８には、ＰＢモードにおける直流電源１０ｂに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図８（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１６０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図８（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源１０ｂのエネルギとともに出力するための電流経路１６１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図８（ａ）の電流経路１６０および図８（ｂ）の電流経路１６１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ｂに対して構成される。図８に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ａを含む電流経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる期間のデューティ比をＤｂとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖｂ …（２）
直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを用いる昇圧モード（ａＢモード，ｂＢモード）における回路動作は、図７および図８における回路動作と共通する。ａＢモードにおいては、図７（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび負荷３０の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。

同様に、ｂＢモードにおいては、図８（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび負荷３０の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。

次に、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なうＳＢモードでの回路動作を、図９および図１０を用いて説明する。

図９（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図９（ｂ）に示される。

図９（ｂ）を参照して、ＳＢモードでは、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。

次に、図１０を用いて、ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する。
図１０（ａ）を参照して、直流電源１０ａおよび１０ｂを直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路１７０，１７１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図１０（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図１０（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路１７２が形成される。電流経路１７２により、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂからのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電力線２０へ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交
互に繰返すことにより、図１０（ａ）の電流経路１７０，１７１および図１０（ｂ）の電流経路１７２が交互に形成される。

ＳＢモードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源１０ａの電圧Ｖａ、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、および、電力線２０の出力電圧ＶＨの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。

Ｖｏ＝１／（１−Ｄｃ）・（Ｖａ＋Ｖｂ） …（３）
ただし、ＶａおよびＶｂが異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図１０（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図１０（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路１７３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路１７４を介して、差分の電流が流れる。

直結モードでは、図３に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定することによって、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードのいずれかが実現されることが理解される。

（電力変換器の制御動作）
次に、本実施の形態１に従う電力変換器５０の制御について説明する。以下の説明で明らかになるように、各動作モードにおいて共通の制御演算が適用される点が、本実施の形態に従う電力変換器制御の特徴の１つである。

図１１は、本実施の形態１に従う電力変換器制御の基本的な概念を説明する図である。
図１１を参照して、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂの和を総電力ＰＨとする。なお、以下では、各直流電源１０ａ，１０ｂの放電時および負荷３０の力行動作時の電力値を正値で表し、各直流電源１０ａ，１０ｂの充電時および負荷３０の回生動作時の電力値を負値で表すこととする。

出力電圧ＶＨは、総電力ＰＨが負荷３０への出力電力ＰＬよりも大きい状態（ＰＨ＞ＰＬ）では上昇する一方で、ＰＨ＜ＰＬの状態では低下する。したがって、本実施の形態１に従う電力変換器制御では、出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差ΔＶＨに応じて総電力ＰＨの指令値を設定する。さらに、総電力ＰＨを出力電力ＰａおよびＰｂの間で分配することにより、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電力制御（電流制御）する。

（ＰＢモードにおける基本的な制御動作）
実施の形態１では、基本となるＰＢモードでの制御動作について説明を進める。

図１２および図１３は、本実施の形態１に従う電力変換器制御を説明するためのブロック図である。図１２には、各直流電源の電力指令値を設定する制御演算のための構成が示されるとともに、図１３には、設定された電力指令値に従って各直流電源の出力を制御する制御演算のための構成が示される。

図１２および図１３に示された各機能ブロックの機能は、制御装置（ＥＣＵ）４０による、所定プログラムの実行によるソフトウェア処理または専用の電子回路等によるハードウェア処理によって実現される。

図１２を参照して、制御装置４０は、電圧制御部２００と、パワー管理部２９０とを含む。

パワー管理部２９０は、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の状態に基づいて、総電力ＰＨに関する電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎと、直流電源１０ａの電力上限値Ｐａｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎと、直流電源１０ａおよび１０ｂの間の電力分配比ｋとを設定する。

各電力上限値は、放電電力の上限値を示しており、０または正に設定される。電力上限値＝０に設定されたときは、直流電源からの放電が禁止されることを意味する。

同様に、各電力下限値は、充電電力の上限値を示しており、０または負に設定される。電力下限値＝０に設定されたときは、直流電源の充電が禁止されることを意味する。

たとえば、直流電源１０ａのＳＯＣ（State of Charge）および／または温度Ｔａ等に基づいて、電力上限値Ｐａｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎが設定される。また、直流電源１０ｂについても同様に電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎを設定することができるため、直流電源１０ａ，１０ｂ全体の電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎを設定することができる。たとえば、ＰＨｍａｘ＝Ｐａｍａｘ＋Ｐｂｍａｘ、ＰＨｍｉｎ＝Ｐａｍｉｎ＋Ｐｂｍｉｎとすることができる。また、負荷電力ＰＬについても、ＰＨｍａｘ〜ＰＨｍｉｎの範囲内に制限される必要がある。すなわち、負荷３０が回生動作または力行動作を行なうための動作指令値は、負荷電力ＰＬがＰＨｍｉｎ≦ＰＬ≦ＰＨｍａｘとなる範囲内に制限して生成される。たとえば、図２の構成例では、モータジェネレータ３５による負荷電力ＰＬは、トルクおよび回転速度の積によって決まるため、必要に応じてトルク指令値が制限される。

電力分配比ｋは、たとえば、直流電源１０ａ，１０ｂ間のＳＯＣバランス、または、上下限電力のバランス等に基づいて決めることができる。０≦ｋ≦１．０の任意の値に、電力分配比ｋを設定することができる。後程詳細に説明するように、電力分配比ｋは、動作モードに応じて切替えられる
パワー管理部２９０は、さらに、直流電源１０ａ，１０ｂの間で充放電を行なうための循環電力Ｐｒを設定する。

循環電力値Ｐｒは、直流電源１０ｂを充電するための直流電源１０ａからの出力電力に相当する。たとえば、力行動作時には、ｋ＝１とした上でＰｒ＞０に設定すると、直流電源１０ａの出力電力によって、総電力ＰＨを電力線２０に対して供給しつつ、直流電源１０ｂを充電することができる。反対に、ｋ＝０とした上でＰｒ＜０に設定すると、直流電源１０ｂの出力電力によって、総電力ＰＨを電力線２０に対して供給しつつ、直流電源１０ａを充電することができる。

また、回生動作時（ＰＨ＜０）には、ｋ＝０とした上でＰｒ＞０に設定すると、負荷３０からの回生電力と、直流電源１０ａからの出力電力との両方によって、直流電源１０ｂを充電することができる。反対に、ｋ＝１とした上でＰｒ＜０に設定すると、負荷３０からの回生電力と、直流電源１０ｂからの出力電力との両方によって、直流電源１０ａを充電することができる。

循環電力値Ｐｒが設定されないとき（Ｐｒ＝０）には、直流電源１０ａおよび１０ｂの間での充放電は実行されない。パワー管理部２９０は、たとえば、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣが不均衡である場合に、低ＳＯＣ側の直流電源の充電を促進するように循環電力値Ｐｒを設定する。

電圧制御部２００は、出力電圧ＶＨの電圧偏差に基づいて、直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定する。電圧制御部２００は、偏差演算部２１０と、制御演算部２２０と、リミッタ２３０と、電力分配部２４０と、循環電力加算部２５０と、リミッタ２６０と、減算部２７０とを有する。図１２の構成において、リミッタ２６０は「第１の保護手段」に対応し、リミッタ２３０は「第２の保護手段」に対応する。

偏差演算部２１０は、電圧指令値ＶＨ＊および出力電圧ＶＨの検出値の差に従って電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を算出する。制御演算部２２０は、電圧偏差ΔＶＨに基づいて、電圧制御のために要求される総電力ＰＨｒを算出する。たとえば、制御演算部２２０は、ＰＩ演算によって、下記（４）式に従ってＰＨｒを設定する。

ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ） …（４）
式（４）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインには、平滑コンデンサＣＨの容量値も反映される。式（４）に従って総電力ＰＨｒを設定することにより、電圧偏差ΔＶＨを低減するためのフィードバック制御を実現できる。

あるいは、負荷３０の動作状態から負荷３０への出力電力ＰＬを予測できる場合には、この予測値ＰＬ＊をさらに反映して、式（５）に従って要求される総電力ＰＨｒを設定することも可能である。このようにすると、負荷３０での電力消費をフィードフォワードする形で出力電圧ＶＨを制御することができる。

ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）＋ＰＬ＊ …（５）
リミッタ２３０は、パワー管理部２９０によって設定されたＰＨｍａｘ〜ＰＨｍｉｎの範囲内となるように、電力指令値ＰＨ＊を制限する。もし、ＰＨｒ＞ＰＨｍａｘのときには、リミッタ２３０によりＰＨ＊＝ＰＨｍａｘに設定される。同様に、ＰＨｒ＜ＰＨｍｉｍのときには、リミッタ２３０は、ＰＨ＊＝ＰＨｍｉｎに設定する。また、ＰＨｍａｘ≧ＰＨｒ≧ＰＨｍｉｎのときには、そのままＰＨ＊＝ＰＨｒに設定される。これにより、総電力指令値ＰＨ＊が確定する。

電力分配部２４０は、総電力指令値ＰＨ＊および電力分配比ｋに基づいて、直流電源１０ａが分担すべき出力電力ｋ・ＰＨ＊を算出する。循環電力加算部２５０は、電力分配部２４０によって算出されたｋ・Ｐａ＊と、パワー管理部２９０によって設定された循環電力値Ｐｒとを加算することによって、直流電源１０ａが要求される電力Ｐａｒを算出する（Ｐａｒ＝ｋ・Ｐａ＊＋Ｐｒ）。

リミッタ２６０は、パワー管理部２９０によって設定されたＰａｍａｘ〜Ｐａｍｉｎの範囲内となるように、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を制限する。もし、Ｐａｒ＞Ｐａｍａｘのときには、リミッタ２６０によりＰａ＊＝Ｐａｍａｘに修正される。同様に、ＰＨａ＜Ｐａｍｉｍのときには、リミッタ２６０は、Ｐａ＊＝Ｐａｍｉｎに修正する。また、Ｐａｍａｘ＞Ｐａｒ＞Ｐａｍｉｎのときには、そのままＰａ＊＝Ｐａｒとされる。これにより、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊が確定する。

減算部２７０は、総電力指令値ＰＨ＊から電力指令値Ｐａ＊を減算することによって、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定する（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊−Ｐａ＊）。

図１４は、図１２に従って設定された電力指令値による電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。

図１４を参照して、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために必要な総電力指令値ＰＨ＊は、電力分配比ｋに従って電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に分配される。すなわち、基本的には、Ｐａ＊＝ｋ・ＰＨ、Ｐｂ＊＝（１−ｋ）・ＰＨ＊に設定される。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力比を制御した上で、出力電圧ＶＨを制御するための総電力指令値ＰＨ＊に従った電力を、電力線２０へ入出力することができる。

さらに、循環電力値Ｐｒを設定することにより、直流電源１０ａからの出力電力によって直流電源１０ｂを充電（Ｐｒ＞０）、あるいは、直流電源１０ｂからの出力電力によって直流電源１０ａを充電（Ｐｒ＜０）することができる。

また、電力指令値Ｐａ＊がリミッタ２６０によってＰａｍａｘ〜Ｐａｍｉｎの範囲内に確実に制限されるので、直流電源１０ａを過電力から保護できる。すなわち、直流電源１０ａの過充電および過放電を防止できる。

また、負荷電力ＰＬをＰＨｍｉｎ〜ＰＨｍａｘの範囲内に制限するとともに、総電力指令値ＰＨ＊がリミッタ２３０によってＰＨｍａｘ〜ＰＨｍｉｎの範囲内に確実に制限されることにより、直流電源１０ｂについても過電力から保護できる。すなわち、直流電源１０ｂの過充電および過放電についても防止することができる。

図１３を参照して、制御装置４０は、電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に従って直流電源１０ａ，１０ｂからの出力を制御するための、電流制御部３００、電流制御部３１０、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部４００、およびキャリア波発生部４１０を含む。電流制御部３００は、電流制御によって直流電源１０ａの出力を制御する。電流制御部３１０は、電流制御によって直流電源１０ａの出力を制御する。図１３の構成において、電流制御部３００および３１０は「制御手段」に対応し、ＰＷＭ制御部４００は「信号生成手段」に対応する。

電流制御部３００は、電流指令生成部３０２と、偏差演算部３０４と、制御演算部３０６と、ＦＦ加算部３０８とを有する。

電流指令生成部３０２は、電力指令値Ｐａ＊と、電圧Ｖａの検出値とに基づいて、直流電源１０ａの電流指令値Ｉａ＊を設定する（Ｉａ＊＝Ｐａ＊／Ｖａ）。偏差演算部３０４は、電流指令値Ｉａ＊および電流Ｉａの検出値の差に従って電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）を算出する。制御演算部３０６は、電流偏差ΔＩａに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂａを算出する。たとえば、制御演算部３０６は、ＰＩ演算によって、下記（６）式に従って制御量Ｄｆｂａを算出する。

Ｄｆｂａ＝Ｋｐ・ΔＩａ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩａ） …（６）
式（６）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（４）とは別個に設定される。

一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆａは、式（１）をＤａについて解くことで得られるＤａ＝（ＶＨ−Ｖａ）／ＶＨに沿って、式（７）に従って設定される（図１６参照）。

Ｄｆｆａ＝（ＶＨ＊−Ｖａ）／ＶＨ＊ …（７）
ＦＦ加算部３０８は、ＦＢ制御量ＤｆｂａおよびＦＦ制御量Ｄｆｆａを加算することによって、直流電源１０ａの出力制御に関するデューティ比Ｄａを算出する。デューティ比Ｄａは、式（１）と同様に、直流電源１０ａの電圧Ｖａと出力電圧ＶＨとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう際の、昇圧チョッパ回路（図７）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

同様に、直流電源１０ｂに対応する電流制御部３１０は、電流指令生成部３１２と、偏差演算部３１４と、制御演算部３１６と、ＦＦ加算部３１８とを有する。

電流指令生成部３１２は、電力指令値Ｐｂ＊と、電圧Ｖｂの検出値とに基づいて、直流電源１０ｂの電流指令値Ｉｂ＊を設定する（Ｉｂ＊＝Ｐｂ＊／Ｖｂ）。偏差演算部３１４は、電流指令値Ｉｂ＊および電流Ｉｂの検出値の差に従って電流偏差ΔＩｂ（ΔＩｂ＝Ｉｂ＊−Ｉｂ）を算出する。制御演算部３１６は、電流偏差ΔＩｂに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂｂを算出する。たとえば、制御演算部３１６は、ＰＩ演算によって、下記（８）式に従って制御量Ｄｆｂｂを算出する。

Ｄｆｂｂ＝Ｋｐ・ΔＩｂ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩｂ） …（８）
式（８）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（４）および式（６）とは別個に設定される。

一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（２）をＤｂについて解くことで得られるＤｂ＝（ＶＨ−Ｖｂ）／ＶＨに沿って、式（９）に従って設定される（図１６参照）。なお、式（９）中において、電圧指令値ＶＨ＊は出力電圧ＶＨの検出値としてもよい。

Ｄｆｆｂ＝（ＶＨ＊−Ｖｂ）／ＶＨ＊ …（９）
ＦＦ加算部３１８は、ＦＢ制御量ＤｆｂｂおよびＦＦ制御量Ｄｆｆｂを加算することによって、直流電源１０ｂの出力制御に関するデューティ比Ｄｂを算出する。デューティ比Ｄｂは、式（２）と同様に、昇圧チョッパ回路（図８）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３００，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。

図１５には、ＰＢモードにおけるＰＷＭ制御に従うスイッチング素子の制御動作例を示す波形図が示される。図１５には、同一位相のキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを用いたＰＢモードの制御動作例が示される。

図１５を参照して、直流電源１０ａのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷａと、直流電源１０ｂのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷｂとは、同一周波数かつ同一位相である。

直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。同様に、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂと、キャリア波ＣＷｂとの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤｂが生成される。制御パルス信号／ＳＤａ，／ＳＤｂは、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂの反転信号である。

図１６には、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４およびＦＦ制御量Ｄｆｆａ，Ｄｆｆｂを設定するための論理演算式および設定式が示される。

図１６に示されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）の論理演算に基づいて設定される。また、ＦＦ制御量Ｄｆｆａ，Ｄｆｆｂは、上述の式（７），（９）に従って設定される。

スイッチング素子Ｓ１は、図７および図８の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

スイッチング素子Ｓ２は、図７の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図８の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

ＰＢモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図５に示したＶｂ＞Ｖａのときの動作と、図６に示したＶａ＞Ｖｂの動作とが、自然に切替えられる。さらに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、直流電源１０ａ，１０ｂについて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電力変換が実行できる。

再び図１５を参照して、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、図１６に示された論理演算式に従って、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）に基づいて生成される。制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフすることにより、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉ（Ｌ１）およびリアクトルＬ２を流れる電流Ｉ（Ｌ２）が制御される。電流Ｉ（Ｌ１）は直流電源１０ａの電流Ｉａに相当し、電流Ｉ（Ｌ２）は直流電源１０ｂの電流Ｉｂに相当する。

このように、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間で並列にＤＣ／ＤＣ変換を実行した上で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。特に、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御することにより、出力電力ベースでの確実な過電力からの保護が可能となる。また、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比ｋや循環電力値Ｐｒを簡易に制御することが可能である。

特に、直流電源１０ａ，１０ｂの一方に対しては、電力指令値を直接制限することができる。図１２の構成例では、リミッタ２６０により、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を、Ｐａｍｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｍａｘの範囲内に確実に制限することができる。これにより、直流電源１０ａの過電力を厳密に防止できる。

なお、総電力指令値ＰＨ＊をＰＨｍｉｎ〜ＰＨｍａｘの範囲内に制限して直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定するとともに、負荷電力ＰＬをＰＨｍｉｎ〜ＰＨｍａｘの範囲内に制限することによって、直流電源１０ｂについても間接的に過電力から保護することができる。ただし、図１２の構成例では、リミッタ２６０によって電力指令値Ｐａ＊が直接制限される直流電源１０ａの方が、直流電源１０ｂよりも過電力から厳格に保護されることになる。したがって、より厳格に過電力からの保護が必要な直流電源の電力指令値に対して、リミッタ２６０による直接の制限が行なわれる構成とすることが好ましい。

（ＰＢモードにおけるＰＷＭ制御の変形例）
図１７には、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂ間に意図的に位相差を設けた場合におけるＰＢモードの制御動作例が示される。

図１７を参照して、キャリア波ＣＷａおよびキャリア波ＣＷｂは、同一周波数であるが、両者の間には位相差φが設けられている。図１７の例では、位相差φ＝１８０度である。

図１５と同様に、キャリア波ＣＷａおよびデューティ比Ｄａの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤａが生成されるとともに、キャリア波ＣＷｂおよびデューティ比Ｄｂの比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂが生成される。

図１７において、デューティ比Ｄａ，Ｄｂは図１５と同一値である。したがって、図１７の制御パルス信号ＳＤａは、図１５の制御パルス信号ＳＤａと比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。同様に、図１７の制御パルス信号ＳＤｂは、図
１５の制御パルス信号ＳＤｂと比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。

したがって、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂ間に位相差φを設けることにより、図１７の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、図１５の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４とは異なった波形となる。図１５および図１７の比較から、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの間の位相差φを変化させることにより、電流Ｉ（Ｌ１）および電流Ｉ（Ｌ２）の位相関係（電流位相）が変化することが理解される。

一方で、同一のデューティ比Ｄａ，Ｄｂに対して、電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の平均値は、図１５および図１７の間で同等となることが理解される。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの出力は、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによって制御されるものであり、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを変化させても影響が生じない。

このため、本発明の実施の形態に従う電力変換器５０では、ＰＢモードにおいて、キャリア波ＣＷａおよびＣＷｂの間の位相差φを適切に調整するキャリア位相制御によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング損失の低減を図ることができる。

以下では、代表的な例として、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行状態、すなわち電流Ｉ（Ｌ１）＞０かつ電流Ｉ（Ｌ２）＞０である状態での制御について説明する。

図１８は、電力変換器５０においてＰＢモードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。

図１８を参照して、時刻Ｔａまでは、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がオンされるので、直流電源１０ａ，１０ｂの両方に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる、このため、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方は上昇する。

時刻Ｔａにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされることにより、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ２）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ２のターンオフと入替わりに、スイッチング素子Ｓ１がターンオンされる。

時刻Ｔａ以降では、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされ、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となる。すなわち、電流Ｉ（Ｌ１）が上昇する一方で、電流Ｉ（Ｌ２）が下降する。このとき、電力変換器５０での電流経路は、図１９（ａ）のようになる。

図１９（ａ）から理解されるように、時刻Ｔａ以降では、スイッチング素子Ｓ４には、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の差電流が通過することになる。すなわち、スイッチング素子Ｓ４の通過電流が小さくなる。

再び図１８を参照して、時刻Ｔａ以降の状態から、スイッチング素子Ｓ４がターンオフすると、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ１）が下降を開始する。また、スイッチング素子Ｓ２がターンオンすると、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ２）が再び上昇を開始する。すなわち、電力変換器５０での電流経路が、図１９（ａ）の状態から、図１９（ｂ）の状態に変化する。図１９（ｂ）の状態では、スイッチング素子Ｓ２には、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の差電流が通過することになるため、スイッチング素子Ｓ２の通過電流が小さくなる。

図１９（ａ）の状態でスイッチング素子Ｓ４をターンオフさせることにより、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。また、図１９（ｂ）の状態でスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせることにより、スイッチング素子Ｓ２のターンオン時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。

したがって、電流Ｉ（Ｌ１）の下降開始タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）とが重なるように、電流位相、すなわち、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを調整する。これにより、図１８の時刻Ｔｂにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオフされる。

再び図１８を参照して、時刻Ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオンされる。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂの各々に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる。これにより、上述した時刻Ｔａ以前の状態が再現されて、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。

図２０には、図１８に示した電流位相におけるスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電流波形が示される。図２０（ａ）には、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉ（Ｓ２）の波形が示され、図２０（ｂ）には、スイッチング素子Ｓ４の電流Ｉ（Ｓ４）の波形が示される。

図２０（ａ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ２）は、時刻Ｔａまでの期間および時刻Ｔｃ以降の期間では、Ｉ（Ｓ２）＝Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔａ〜Ｔｂの期間では、スイッチング素子Ｓ２がオフされるので、Ｉ（Ｓ２）＝０である。そして、時刻Ｔｂ〜Ｔｃの期間では、図１９（ｂ）に示したように、Ｉ（Ｓ２）＝−（Ｉ（Ｌ１）−Ｉ（Ｌ２））となる。

図２０（ｂ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ４）は、時刻Ｔａまでの期間および時刻Ｔｃ以降の期間では、Ｉ（Ｓ４）＝Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔａ〜Ｔｂの期間では、図１９（ａ）に示したように、Ｉ（Ｓ４）＝−（Ｉ（Ｌ２）−Ｉ（Ｌ１））となる。そして、時刻Ｔｂ〜Ｔｃの期間では、スイッチング素子Ｓ４がオフされるので、Ｉ（Ｓ４）＝０である。

図２１には、図１８と比較するための、図１８と同等のデューティ比の下でキャリア波間の位相差φ＝０としたときの電流位相が示される。

図２１を参照して、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φ＝０のときには、電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）が上昇／下降するタイミング（Ｔｘ，Ｔｙ，Ｔｚ，Ｔｗ）はそれぞれ別個のものとなる。

具体的には、時刻Ｔｘ以前での、スイッチング素子Ｓ１がオフしスイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がオンしている状態では、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。そして、時刻Ｔｘでスイッチング素子Ｓ４がターンオフすることによって、電流Ｉ（Ｌ１）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ４のターンオフと入替わりにターンオンする。

そして、時刻Ｔｙでは、スイッチング素子Ｓ３がターンオフすることによって、電流Ｉ（Ｌ２）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ３のターンオフと入替わりにターンオンする。これにより、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が下降する。

時刻Ｔｚでは、スイッチング素子Ｓ２がターンオフするとともに、スイッチング素子Ｓ
３がターンオンする。これにより、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態となるので、電流Ｉ（Ｌ１）が再び上昇する。さらに、時刻Ｔｗでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフするとともに、スイッチング素子Ｓ２がターンオンする。これにより、時刻Ｔｘ以前の状態が再現されるので、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。

図２２には、図２１に示した電流位相におけるスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電流波形が示される。図２２（ａ）には、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉ（Ｓ２）の波形が示され、図２２（ｂ）には、スイッチング素子Ｓ４の電流Ｉ（Ｓ４）の波形が示される。

図２２（ａ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ２）は、時刻Ｔｘまでの期間および時刻Ｔｗ以降の期間では、Ｉ（Ｓ２）＝Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔｘ〜Ｔｙの期間では、図１９（ｂ）と同様の電流経路が形成されるので、Ｉ（Ｓ２）＝−（Ｉ（Ｌ１）−Ｉ（Ｌ２））となる。そして、時刻Ｔｙ〜Ｔｚの期間では、直流電源１０ａに対する上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ２）＝−Ｉ（Ｌ１）となる。電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の両方が下降する時刻Ｔｙ〜Ｔｚの期間では、スイッチング素子Ｓ２は直流電源１０ａに対して上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ２）＝−Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔｚ〜Ｔｗの期間では、スイッチング素子Ｓ２がオフされるので、Ｉ（Ｓ２）＝０である。

図２２（ｂ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ４）は、時刻Ｔｘまでの期間および時刻Ｔｗ以降の期間では、Ｉ（Ｓ４）＝Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔｘ〜Ｔｙの期間では、スイッチング素子Ｓ４がオフされるので、Ｉ（Ｓ４）＝０である。電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の両方が下降する時刻Ｔｙ〜Ｔｚの期間では、スイッチング素子Ｓ４は直流電源１０ｂに対する上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ４）＝−Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔｚ〜Ｔｗの間では、図１９（ａ）と同様の電流経路が形成されるので、Ｉ（Ｓ２）＝−（Ｉ（Ｌ２）−Ｉ（Ｌ１））となる。

図２０（ａ）の時刻Ｔｂで生じる電流Ｉ（Ｓ２）と、図２２（ａ）の時刻Ｔｗで生じる電流Ｉ（Ｓ２）との比較から、図１８の電流位相となるように位相差φを調整することによって、スイッチング素子Ｓ２のターンオン電流、すなわち、ターンオン時のスイッチング損失が低減されることが理解される。さらに、図２０（ａ）の時刻Ｔｂ〜Ｔｃでの電流Ｉ（Ｓ２）と、図２２（ａ）の時刻Ｔｙ〜Ｔｚでの電流Ｉ（Ｓ２）との比較から、スイッチング素子Ｓ２の導通損失についても低減されることが理解される。

同様に、図２０（ｂ）の時刻Ｔｂでの電流Ｉ（Ｓ４）と、図２２（ｂ）の時刻Ｔｘでの電流Ｉ（Ｓ４）との比較から、図１８の電流位相となるように位相差φを調整することによって、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ電流、すなわち、ターンオフ時のスイッチング損失が低減されることが理解される。さらに、図２０（ｂ）の時刻Ｔａ〜Ｔｂでの電流Ｉ（Ｓ４）と、図２２（ａ）の時刻Ｔｙ〜Ｔｚでの電流Ｉ（Ｓ４）との比較から、スイッチング素子Ｓ４の導通損失についても低減されることが理解される
このように、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの間に位相差φを設けることにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失を低減できる。図１８に示したように、直流電源１０ａおよび２０の両方が力行となる状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の下降開始タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）が重なるように、すなわち、スイッチング素子Ｓ２のターンオンタイミングと、スイッチング素子Ｓ４のターンオフタイミングとが一致するように、位相差φを設定することによって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失が抑制される。

この結果、直流電源１０ａおよび２０と電力線２０（負荷３０）との間の直流電力変換を高効率で実行することができる。このような位相差φでは、制御パルス信号ＳＤａの立下りタイミング（または立上りタイミング）と、制御パルス信号ＳＤｂの立上りタイミング（または立下りタイミング）とが重なることになる。言い換えると、制御パルス信号ＳＤａのパルスの遷移タイミングと、制御パルス信号ＳＤｂのパルスの遷移タイミングとを合わせるように、位相差φを調整することが必要となる。なお、遷移タイミングとは、パルスのＨレベル／Ｌレベルが切り換わるタイミングを示すものである。

図１５および図１７からも理解されるように、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂは、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによって変化する。したがって、図１８のような電流位相が実現できる位相差φ、すなわち、キャリア位相制御による位相差φについても、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに応じて決定されることが理解できる。このため、デューティ比Ｄａ，Ｄｂと、キャリア位相制御による位相差φとの関係を予め求めるとともに、その対応関係を予めマップ（以下、「位相差マップ」とも称する）あるいは関数式（以下、「位相差算出式」とも称する）として制御装置４０に記憶することが可能である。

そして、図１２および図１３で説明した、ＰＢモードにおける直流電源１０ａ，１０ｂでの電流制御のためのＰＷＭ制御では、算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて、キャリア位相制御のための位相差φを算出することができる。そして、キャリア波発生部４１０（図１３）が、算出された位相差φを有するようにキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを発生させることにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失を抑制した高効率のＤＣ／ＤＣ変換を実現することができる。

図１８〜図２２では、直流電源１０ａおよび２０の両方が力行の状態を説明したが、その他の状態においても、同様のキャリア位相制御が実行できる。

図２３は、直流電源の各動作状態における本発明の実施の形態１に従うキャリア位相制御を説明するための図表である
図２３を参照して、状態Ａでは、上述した、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行状態である。図１８に示したように、電流Ｉ（Ｌ１）の下降タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）とが図中のＴｂで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｂにおけるスイッチング素子Ｓ２のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ４のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ〜Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ４の導通損失および、Ｔｂ〜Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ２の導通損失を低減することができる。

状態Ｂでは、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が回生状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の上昇タイミング（極小点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の下降タイミング（極大点）とが図中のＴｂで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｂにおけるスイッチング素子Ｓ４のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ２のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ〜Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ２の導通損失および、Ｔｂ〜Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ４の導通損失を低減することができる。

状態Ｃでは、直流電源１０ａが回生状態である一方で、直流電源１０ｂは力行状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の下降タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の下降タイミング（極小点）とが図中のＴａで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔａにおけるスイッチング素子Ｓ３のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ１のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ〜Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ１の導通損失および、Ｔｃ〜Ｔａの期間におけるスイッチング素子Ｓ３の導通損失を低減することができる。

さらに、状態Ｄでは、直流電源１０ａが力行状態である一方で、直流電源１０ｂは回生状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の上昇タイミングと、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミングとが図中のＴｃで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｃにおけるスイッチング素子Ｓ１のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ３のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔｂ〜Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ１の導通損失および、Ｔｃ〜Ｔａの期間におけるスイッチング素子Ｓ３の導通損失を低減することができる。

このように、直流電源１０ａおよび１０ｂの力行／回生状態の組合せによって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失を低減するための位相差φが異なる。したがって、力行／回生状態の組合せ（図２３での状態Ａ〜Ｄ）ごとに、上述した、位相差マップまたは位相差算出式を設定することが好ましい。

このように、本実施の形態に従う電力変換器５０では、図１２および図１３に示された制御演算に従う、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するためのＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、キャリア波発生部４１０（図１３）によるキャリア位相制御を組み合わせることができる。これにより、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御する際に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の損失が低減された高効率のＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、図１２および図１３の制御構成に従うＰＢモードにおける制御動作について説明した。図３に示したように、本実施の形態１に従う電力変換器５０には、出力電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ＊へ制御される昇圧モードとして、ＰＢモードの他にも、ａＢモード、ｂＢモードおよびＳＢモードが存在する。実施の形態２では、これらの動作モードにおける本実施の形態に従う電力変換器制御を説明する。

ａＢモード、ｂＢモードおよびＳＢモードについても、実施の形態１で説明した図１２および図１３に従う制御構成を共有して、出力電圧ＶＨが電流指令値ＶＨ＊へ制御される。

図２４は、昇圧モードに属する各動作モードにおける制御信号および制御データの設定を説明する図表である。

図２４を参照して、昇圧モードにおける各動作モードでは、図１２および図１３に示された制御構成が共有される。そして、電力分配比ｋ、電流フィードバック制御の実行対象となる直流電源、および制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４の演算ロジックを変更することにより、動作モードの違いに対応している。

ＰＢモードでは、実施の形態１で説明したように、電力分配比ｋは、０≦ｋ≦１．０の範囲内で任意に設定することができるとともに、循環電力値Ｐｒについても制御上は任意の値で設定することができる。上述のように、ＰＢモードでは、出力電圧ＶＨを制御するための電力指令値に基づいて設定された電流指令値Ｉａ＊，Ｉｂ＊に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの両方の電流Ｉａ，Ｉｂが制御される。

（ａＢモードの制御動作）
ａＢモードでは、図７（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。具体的には、図７（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

図２４ならびに図１２を参照して、ａＢモードにおいても、ＰＢモードと同様に、偏差演算部２１０、制御演算部２２０および、リミッタ２３０によって、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。なお、直流電源１０ｂは不使用とされるので、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ａの電力上限値Ｐａｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎと同等に設定することができる。これに対応して、ａＢモードでは、負荷３０の動作指令値は、Ｐａｍｉｎ≦ＰＬ≦Ｐａｍａｘとなる範囲内に制限して生成される。

ａＢモードでは、直流電源１０ｂが非使用（充放電回避）とされるので、循環電力Ｐｒ＝０に固定される。さらに、電力分配比ｋ＝１．０に固定することにより、電力指令値Ｐａ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐｂ＊＝０に設定される。この際に、リミッタ２６０によっても、電力指令値Ｐａ＊がＰａｍａｘ〜Ｐａｍｉｎの範囲から外れないように、すなわち、直流電源１０ａに過電力が生じないように保護することができる。したがって、ａＢモードにおいては、リミッタ２３０および２６０の一方を非作動とすることも可能である。

さらに、図１３の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ａに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３００は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐａ＊に従って設定された電流指令値Ｉａ＊と電流Ｉａの検出値との電流偏差に基づく式（６）に示されたフィードバック制御と、式（７）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。

これに対して、ａＢモードでは、上述のように制御パルス信号ＳＤｂは不要であるので、電流制御部３１０の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄｂの演算は停止される。

図２５には、ａＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図が示される。

図２５を参照して、ａＢモードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するための電力指令値ＰＨ＊は、全て直流電源１０ａに分配される。すなわち、負荷３０に対して入出力される電力ＰＬは、直流電源１０ａのみによってカバーされる。また、循環電力値Ｐｒ＝０に固定されるため、直流電源１０ａ，１０ｂの間での充放電は生じない。

ａＢモードにおいても、負荷電力ＰＬおよび電力指令値Ｐａ＊がリミッタ２６０および／または２９０によってＰａｍａｘ〜Ｐａｍｉｎの範囲内に確実に制限される。このため、単独使用する直流電源１０ａを過電力から保護できる。また、ａＢモードにおいて、直流電源１０ａの電流Ｉａのフィードバック制御によってデューティ比Ｄａを演算することにより、出力電力ＶＨのフィードバック制御のみによってデューティ比Ｄａを演算する制御と比較して、電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

（ｂＢモードの制御動作）
ｂＢモードでは、図８（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび負荷３０の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。具体的には、図８（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される
図２４ならびに図１２を参照して、ｂＢモードにおいても、ＰＢモードおよびａＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。ｂＢモードでは直流電源１０ａは不使用とされるので、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎと同等に設定される。同様に、循環電力Ｐｒ＝０に固定される。

さらに、電力分配比ｋ＝０に固定することにより、電力指令値Ｐｂ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐａ＊＝０に設定される。この際には、リミッタ２６０による制限は不要である。すなわち、ｂＢモードにおいては、リミッタ２３０によって、直接直流電源１０ｂを過電力から保護することができる。

さらに、図１３の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ｂに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３１０は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐｂ＊に従って設定された電流指令値Ｉｂ＊と電流Ｉｂの検出値との電流偏差に基づく式（８）に示されたフィードバック制御と、式（９）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｂｂ＋Ｄｆｂｂ）。

これに対して、ｂＢモードでは、上述のように制御パルス信号ＳＤａは不要であるので、電流制御部３００の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄａの演算は停止される。

図２６には、ｂＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図が示される。

図２６を参照して、ｂＢモードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために必要な電力指令値ＰＨ＊は、全て直流電源１０ｂに分配される。すなわち、負荷３０に対して入出力される電力ＰＬは、直流電源１０ｂのみによってカバーされる。また、循環電力値Ｐｒ＝０に固定されるため、直流電源１０ａ，１０ｂの間での充放電は生じない。

ｂＢモードにおいても、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎを、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎと同等に設定することができる。これにより、電力指令値Ｐｂ＊がＰｂｍａｘ〜Ｐｂｍｉｎの範囲内に確実に制限される。また、ｂＢモードでは、負荷３０の動作指令値は、Ｐｂｍｉｎ≦ＰＬ≦Ｐｂｍａｘとなる範囲内に制限して生成されることになる。この結果、単独使用する直流電源１０ｂを過電力から保護できる。また、ｂＢモードにおいて、直流電源１０ｂの電流Ｉｂをフィードバック制御することにより、直流電圧ＶＨを直接フィードバック制御によって解消する制御と比較して、発生した電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

（ＳＢモードの制御動作）
次に、ＳＢモードにおける制御動作について説明する。

図２７には、ＳＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図が示される。

図２７を参照して、ＳＢモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂを流れる電流は共通となる（Ｉａ＝Ｉｂ）。このため、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂを直接制御することができない。

電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、下記（１０）式に従って自動的に決まる。

Ｐａ：Ｐｂ＝Ｖａ：Ｖｂ …（１０）
また、両直流電源からの出力電力の和（Ｐａ＋Ｐｂ）によって電力線２０へ入出力される電力ＰＨが得られることは、ＰＢモードと同様である（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）。

基本的には、ＳＢモードでは、直流電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）と、出力電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が、図１０に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。このため、図２８に示されるように、上述の式（３）に示されたデューティ比Ｄｃに従って、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる期間と、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１がオンされる期間とが相補的に設けられる。すなわち、デューティ比Ｄｃとキャリア波との比較によって生成される制御パルス信号ＳＤｃが、制御信号ＳＧ２，ＳＧ４とされる。同様に、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号ＳＤｃを反転した制御パルス信号／ＳＤｃによって得られる。制御信号ＳＧ３は、スイッチング素子Ｓ３のオンを維持するために、Ｈレベルに固定される。

実施の形態２に従う電力変換器制御では、ＳＢモードにおいても、実施の形態１で説明した図１２および図１３に従う制御構成を共有して、出力電圧ＶＨが電流指令値ＶＨ＊へ制御される。さらに、実施の形態１で説明したキャリア位相差制御を組み合わせることによって、図１３の制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）を用いて、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４が生成される。

再び図２４および図１２を参照して、ＳＢモードでは、電力分配比ｋは、式（１０）に沿って求められる式（１１）に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂの現在値（検出値）に基づいて設定される。

ｋ＝Ｖａ／（Ｖａ＋Ｖｂ） …（１１）
また、ＳＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ間での充放電はできないので、循環電力値Ｐｒ＝０に設定される。

これにより、図１２の構成において、ＳＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。総電力指令値ＰＨ＊は、リミッタ２３０によって、ＰＨｍａｘ〜ＰＨｍｉｎの範囲内に設定することができる。さらに、式（１１）に従って、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂの間での、現在の電圧Ｖａ，Ｖｂに基づく電力分配比ｋに従って、総電力指令値ＰＨ＊が、電力指令値Ｐａ＊およびＰｂ＊に分配される。この際に、リミッタ２６０によって、電力指令値Ｐａ＊は、Ｐａｍａｘ〜Ｐａｍｉｎの範囲内に制限される。

図２４に示されるように、ＳＢモードでは、Ｉａ＝Ｉｂのため電流フィードバック制御は、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみで実行する。たとえば、直接電力指令値を制限することが可能である、すなわち、厳格に過電力から保護される直流電源１０ａに対して電流フィードバック制御が実行される。

再び図１３を参照して、電流制御部３００は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐａ＊に従って設定された電流指令値Ｉａ＊と電流Ｉａの検出値との電流偏差に基づく式（６）に示されたフィードバック制御と、式（７）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。

一方、電流制御部３１０では、制御演算部３１６における制御ゲイン、具体的には、式（８）中のＫｐ，Ｋｉを零とすることによって、電流フィードバック制御が非実行とされる。したがって、電流制御部３１０は、電圧Ｖｂに基づくフィードフォワード制御のみによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｆｂ）。ＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（９）に従って設定することができる。

ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３００，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。

ＳＢモードでは、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）を用いて、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成するために、以下に説明するようなキャリア位相差制御が実行される。

図２９に示されるように、ＳＢモードでは直流電源１０ａおよび１０ｂが直列に接続されるので、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行となる状態（図２３での状態Ａ）および直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が回生となる状態（図２３の状態Ｂ）のいずれかの状態しか存在しない。

したがって、ＳＢモードにおける制御動作では、キャリア波間の位相差φは、図２３の状態Ａ，Ｂに示されるように、スイッチング素子Ｓ２のターンオンとスイッチング素子Ｓ４のターンオフとが重なるように、あるいは、スイッチング素子Ｓ４のターンオンとスイッチング素子Ｓ２のターンオフとが重なるように設定される。

すなわち、制御パルス信号ＳＤａの立下りタイミングと制御パルス信号ＳＤｂの立上りタイミング、または、制御パルス信号ＳＤａの立上りタイミングと制御パルス信号ＳＤｂの立下りタイミングとが重なるように、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを設定することによって、図２３の状態Ａ，Ｂに示した電流位相が実現されることになる。

このときのデューティ比Ｄａ，Ｄｂを考える。式（１）を変形することにより、Ｄａについて下記（１２）式が得られる。

Ｄａ＝（ＶＨ−Ｖａ）／ＶＨ …（１２）
同様に、式（２）を変形することにより、Ｄｂについて下記（１３）式が得られる。

Ｄｂ＝（ＶＨ−Ｖｂ）／ＶＨ …（１３）
図２８に示されるように、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和に基づいて生成される。したがって、制御パルス信号ＳＤａの立下り（または立上り）タイミングと、制御パルス信号ＳＤｂの立上り（または立下り）タイミングとが重なるように位相差φを設定すると、ＶＨ＞（Ｖａ＋Ｖｂ）が成立するとき、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ３のＨレベル期間の比率が１．０を超えることが理解される。すなわち、ＶＨ＞（Ｖａ＋Ｖｂ）のときには、デューティ比Ｄａ，ＤｂによるＰＢモードと共通のＰＷＭ制御によっても、制御信号ＳＧ３がＨレベルに固定される。

図３０には、キャリア位相制御を適用したときのＳＢモードにおける制御パルス信号を示す波形図が示される。

図２８に示されるように、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和に基づいて生成される。

図３０を参照して、上述のように位相差φを設定すると、制御パルス信号／ＳＤａの立上りタイミングと、制御パルス信号／ＳＤｂの立上りタイミングとが重なる。このため、制御信号ＳＧ１のデューティ比ＤＳＧ１＝（１−Ｄａ）＋（１−Ｄｂ）で示される。すなわち、ＤＳＧ１は、下記（１４）式で示される。

ＤＳＧ１＝（Ｖａ＋Ｖｂ）／ＶＨ …（１４）
一方で、デューティ比Ｄｃは、式（３）を変形することにより、下記（１５）式で示される。

Ｄｃ＝１−（Ｖａ＋Ｖｂ）／ＶＨ …（１５）
したがって、図２８のＳＢモードでの論理演算に従って、ＳＧ１＝／ＳＧｃとすると、制御信号ＳＧ１のデューティ比ＤＳＧ１は、下記（１６）式で示される。

ＤＳＧ１＝１−Ｄｃ＝（Ｖａ＋Ｖｂ）／ＶＨ …（１６）
このように、上述のキャリア位相制御に従って位相差φを設定した場合には、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによる制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づく論理演算、具体的には、／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって、デューティ比Ｄｃに基づく制御パルス信号／ＳＤｃとデューティ比が等しい信号を生成することができる。すなわち、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づいて、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１を生成することができる。

また、図２８に示されるように、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ２，ＳＧ４は、制御信号ＳＧ１の反転信号である。ｎｏｔ（／ＳＤｂ ｏｒ ／ＳＤａ）の論理演算結果は、ＳＤａおよびＳＤｂの論理積（ＳＤｂ ａｎｄ ＳＤａ）となる。したがって、制御パルス信号ＳＤｃに従って設定されるべき制御信号ＳＧ２，ＳＧ４についても、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理演算に基づいて生成することができる。

このように、ＳＢモードでは、キャリア位相制御を適用して、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）および制御パルス信号ＳＤｂ（／ＳＤｂ）の間でパルスの遷移タイミングを合わせるように、位相差φが設定される。このような位相差φを有するようにキャリア波発生部４１０がキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを生成することにより、図２８に示されるように、ＳＢモードにおける、デューティ比Ｄｃに基づいて設定されるべき制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂから生成することが可能である。

具体的には、上述のように、制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって、Ｈレベルに固定された信号となる。また、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって、デューティ比Ｄｃに基づくＰＷＭ制御と同等のデューティを有するように生成できる。また、ＳＢモードにおいて、制御信号ＳＧ１と相補に設定される制御信号ＳＧ２，ＳＧ４についても、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理積によって生成できる。

なお、ＳＢモードにおける位相差φについても、ＰＢモードにおけるキャリア位相制御と同様に、予め設定された、デューティ比Ｄａ，Ｄｂと位相差φとの関係を記憶する位相差マップないし位相差算出式に従って、ＳＢモードにおいて算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ（図１３）に基づいて算出することができる。

図３１には、本実施の形態２に従う電力変換器制御におけるＰＢモードおよびＳＢモードの動作例を示す波形図が示される。

図３１を参照して、キャリア波ＣＷａの山でＰＢモードからＳＢへの切替指令が発せられる。切替指令の発生前では、直流電源１０ａ，１０ｂのそれぞれの電流制御によって算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４が生成される。

切替指令が発せられると、図２８に示した論理演算式に従って、デューティ比Ｄｃを新たに算出することなく、その時点での制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づいて、即座にＳＢモードでの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成することができる。

このため、ＰＢモードを始めとする昇圧モードに属する他の動作モードと共通に、デューティ比Ｄａ，Ｄｂを用いてＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成することができる。特に、図３１で説明したように、動作モードの切替時に、制御遅れを発生することなく、ＰＢモードおよびＳＢモードの間の切替処理を実行することができる。

このように、本実施の形態１および２に従う電力変換器制御により、図１に示した電力変換器５０の制御動作について、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する昇圧モードに属する各動作モード間で、図１２および図１３に示した制御構成を共有することができる。

具体的には、電力分配比ｋや電流制御部３００，３１０の制御ゲインを動作モード間で切替えることによって、図１２および図１３に従った共通の制御演算を、各動作モード間で適用することが可能となる。このため、複数の動作モードを選択的に適用する電力変換器５０の制御における制御演算負荷を軽減することが可能である。

さらに、直流電源１０ａの電流フィードバック制御によってデューティ比Ｄａを演算できるので、出力電圧ＶＨのフィードバック制御によってデューティ比（Ｄｃ）を演算する制御と比較して、ＳＢモードでの電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

なお、概略的には、ＶＨ＞（Ｖａ＋Ｖｂ）の領域では、ＳＢモードの適用により電流レベルを低下させることが電源システムの効率を向上させるので、ＰＢモードを選択することが好ましい。ただし、ＳＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配を制御することができないので、ＳＯＣの不均衡等が生じた場合や、いずれかの直流電源の出力が制限に掛かるような場合（Ｐａｒ＞ＰａｍａｘないしＰａｒ＜Ｐａｍｉｎ等の場合）には、動作モードをＰＢモードへ切替えることが好ましい。上述のように、制御演算を各動作モード間で共通化することによって、動作モードを円滑に切替えることが可能となるので、制御性をさらに向上することができる。

［実施の形態３］
実施の形態３では、図１とは異なる構成の電力変換器に対する、本実施の形態に従う電力変換器制御の適用について説明する。

図３２は、本発明の実施の形態３に従う電力変換器を含む電源システムの構成例を示す回路図である。

図３２を参照して、実施の形態３に従う電力変換器５０♯は、昇圧チョッパ回路６，７を有する。昇圧チョッパ回路６は、直流電源１０ａと、負荷３０と接続された電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。昇圧チョッパ回路６は、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６およびリアクトルＬ１を含む。

昇圧チョッパ回路７は、直流電源１０ｂと、直流電源１０ａと共通の電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。昇圧チョッパ回路７は、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８およびリアクトルＬ２を含む。

スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に対しては、逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ８が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、制御装置４０からの制御信号ＳＧ５〜ＳＧ８にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。

このように、電力変換器５０♯は、本実施の形態に従う電力変換器５０とは異なり、直流電源１０ａおよび１０ｂのそれぞれに対して独立に昇圧チョッパ回路６，７が設けられた構成となっている。昇圧チョッパ回路６および７は、独立に制御することができる。

制御装置４０は、出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のオンオフを制御する制御信号ＳＧ５〜ＳＧ８を生成する。

図３３は、図３２に示された電力変換器５０♯が有する複数の動作モードが示される。
図３３を参照して、電力変換器５０♯では、電力変換器５０におけるＳＢモードおよびＳＤモードを除く、他の昇圧モードおよび直結モードを選択することができる。すなわち、電力変換器５０♯の動作モードは、昇圧モードに属するＰＢモード、ａＢモードおよびｂＢモード、ならびに、直結モードに属するＰＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードを有する。

ＰＢモードでは、昇圧チョッパ回路６，７を独立に制御することにより、実施の形態１でのＰＢモードと同様に制御することができる。すなわち、図１２および図１３の構成に従って、電力分配比ｋ（０≦ｋ≦１．０）および循環電力値Ｐｒを、直流電源１０ａ，１０ｂの状態に応じて設定することができる。これにより、図１２の構成により、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するための総電力指令値ＰＨ＊から、電力分配比ｋおよび循環電力値Ｐｒを反映して、直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定することができる。

さらに、図１３の構成に従って、出力電圧ＶＨを制御するための電力指令値に基づいて設定された電流指令値Ｉａ＊，Ｉｂ＊に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの両方の電流Ｉａ，Ｉｂを制御するように、デューティ比Ｄａ，Ｄｂを算出することができる。昇圧チョッパ回路６，７が独立に制御されるので昇圧チョッパ回路６のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の制御信号ＳＧ５，ＳＧ６は、制御パルス信号ＳＤａに基づいて生成される。具体的には、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ６の制御信号ＳＧ６＝／ＳＧａとなり、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ５の制御信号ＳＧ５＝ＳＧａとなる。

同様に、昇圧チョッパ回路７のスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の制御信号ＳＧ７，ＳＧ８は、制御パルス信号ＳＤｂに基づいて生成される。具体的には、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ８の制御信号ＳＧ８＝／ＳＧｂとなり、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ７の制御信号ＳＧ７＝ＳＧｂとなる。

電力変換器５０♯のＰＢモードにおいても、図１２および図１３に示された制御構成に従って、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定することによって、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御することができる。さらに、リミッタ２３０，２６０により、出力電力ベースでの確実な過電力からの保護が可能となる。また、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比ｋや循環電力値Ｐｒを簡易に制御することができる。

なお、電力変換器５０♯のＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の電流経路と、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の電流経路が重なっていないので、キャリア位相制御を適用してもスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８の電力損失を低減することはできない。したがって、キャリア位相制御の適用は不要であり、位相差φは固定（代表的には、φ＝０に固定）することができる。

ａＢモードでは、昇圧チョッパ回路６のみを動作させることにより、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０の間での双方向のＤＣ／ＤＣ変換によって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊へ制御することができる。すなわち、電力変換器５０のａＢモード（実施の形態１）と同様に、電力分配比ｋ＝１．０かつ循環電力値Ｐｒ＝０とすることにより、リミッタ２３０または２６０によりＰａｍｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｍａｘの電力保護を行なった上で、使用される直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を設定することができる（Ｐａ＊＝ＰＨ＊）。

さらに、図１３の構成において、直流電源１０ａに対応する電流制御部３００は、電力変換器５０のＰＢモードと同様に動作して、電流フィードバック制御（電流指令値Ｉａ＊）と、電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。これに対して、ａＢモードでは、制御パルス信号ＳＤｂの算出は不要であるので、電流制御部３１０の動作は停止することができる。

ａＢモードでは、昇圧チョッパ回路７を構成するスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８はオフに維持される。一方で、昇圧チョッパ回路６を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は、デューティ比Ｄａに基づくパルス幅変調制御によって生成される制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）に従ってオンオフされる。

ｂＢモードでは、昇圧チョッパ回路７のみを動作させることにより、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間での双方向のＤＣ／ＤＣ変換によって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊へ制御することができる。これにより、電力変換器５０のｂＢモード（実施の形態１）と同様に、電力分配比ｋ＝０かつ循環電力値Ｐｒ＝０とすることにより、リミッタ２３０によりＰｂｍｉｎ≦Ｐｂ＊≦Ｐｂｍａｘの電力保護を行なった上で、使用される直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定することができる（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊）。

図１３の構成では、直流電源１０ｂに対応する電流制御部３１０は、電力変換器５０のＰＢモードと同様に動作して、電流フィードバック制御（電流指令値Ｉｂ＊）と、電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｂｂ＋Ｄｆｂｂ）。これに対して、ｂＢモードでは、制御パルス信号ＳＤａの算出は不要であるので、電流制御部３００の動作は停止することができる。

ｂＢモードでは、昇圧チョッパ回路６を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６はオフに維持される。一方で、昇圧チョッパ回路７を構成するスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８は、デューティ比Ｄｂに基づくパルス幅変調制御によって生成される制御パルス信号ＳＤｂ（／ＳＤｂ）に従ってオンオフされる。

ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ７をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ８がオフに固定される。これにより、電力変換器５０でのＳＤモードと同様に、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。電力変換器５０と同様に、Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じされるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ５がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ６〜Ｓ８がオフに固定される。これにより、電力変換器５０でのａＤモードと同様に、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。上述のように、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ７がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６，Ｓ８がオフに固定される。これにより、電力変換器５０でのｂＤモードと同様に、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。上述のように、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

このように、実施の形態３に従う電力変換器５０♯においても、実施の形態１，２で説明した電力変換器５０と同様に、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する昇圧モードに属する複数の動作モード（ＰＢモード、ａＢモード、ｂＢモード）間で、図１２および図１３に示した制御構成を共有することができる。また、電力変換器５０と同様に、直結モードとして、ＰＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードを実現することができる。

具体的には、電力分配比ｋ等を動作モード間で切替えることによって、図１２および図１３に従った共通の制御演算を、各動作モード間で適用することが可能となる。このため、複数の動作モードを選択的に適用する電力変換器５０♯の制御における制御演算負荷を軽減することが可能である。さらに、昇圧チョッパ回路６，７のデューティ比Ｄａ，Ｄｂを電流Ｉａ，Ｉｂのフィードバック制御によって演算できるので、出力電圧ＶＨのフィードバック制御によって演算する制御と比較して、発生した電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

なお、本実施の形態では、２個の直流電源１０ａ，１０ｂと、共通の電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する電力変換器５０，５０♯を例示したが、３個以上の直流電源が設けられる構成に対しても、図１２および図１３の制御構成を適用することが可能である。たとえば、ｎ個（ｎ≧３）の直流電源のそれぞれに対応して昇圧チョッパ回路を並列に設けるように電力変換器５０♯を拡張することができる。この場合には、ｎ個（ｎ≧３）の直流電源に対して、ｎ個の直流電源間での電力分配比を設定するとともに、（ｎ−１）個の直流電源に対してはリミッタ２６０（図１３）によるのと同等の電力指令値の制限を実行することができる。このときの残りの１個の直流電源に対する電力保護は、リミッタ２３０（図１３）による総電力指令値ＰＨ＊の制限によって間接的に担保されることになる。また、電力変換器５０♯の構成については、並列配置されるコンバータについて、例示した昇圧チョッパのみならず、少なくとも１つの直流電源に対して昇圧チョッパに代えて昇降圧コンバータを適用することも可能である。

さらに、負荷３０は、直流電圧ＶＨによって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電動車両の走行用電動機を含むように負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ 電源システム、６，７ 昇圧チョッパ回路、１０ａ，１０ｂ 直流電源、１５ 配線、２０ 電力線、２１ 接地配線、３０ 負荷、３２ インバータ、３５ モータジェネレータ、３６ 動力伝達ギヤ、３７ 駆動輪、４０ 制御装置、５０，５０♯ 電力変換器、１５０，１５１，１６０，１６１，１７０〜１７４ 電流経路、２００ 電圧制御部、２１０，３０４，３１４ 偏差演算部、２２０，３０６，３１６ 制御演算部、２３０，２６０ リミッタ、２４０ 電力分配部、２５０ 循環電力加算部、２７０ 減算部、２９０ パワー管理部、３００，３１０ 電流制御部、３０２，３１２ 電流指令生成部、３０８，３１８ 加算部、４００ ＰＷＭ制御部、４１０ キャリア波発生部、ＣＨ 平滑コンデンサ、ＣＷａ，ＣＷｂ キャリア波、Ｄ１〜〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ デューティ比、Ｄｆｂａ，Ｄｆｂｂ 制御量（フィードバック制御）、Ｄｆｆａ，Ｄｆｆｂ 制御量（フィードフォワード制御）、Ｉａ，Ｉｂ 電流（直流電源）、Ｉａ＊，Ｉｂ＊ 電流指令値、ｋ 電力分配比、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３ ノード、ＰＨ 総電力、ＰＨ＊ 総電力指令値、ＰＨ 総電力、ＰＨｍａｘ，Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘ 電力上限値、ＰＨｍｉｎ，Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎ 電力下限値、Ｐｒ 循環電力値、Ｓ１〜Ｓ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＤａ，／ＳＤａ，ＳＤｂ，／ＳＤｂ，ＳＤｃ，／ＳＤｃ 制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ８ 制御信号、ＶＨ 出力電圧、ＶＨ＊ 電圧指令値、Ｖａ，Ｖｂ 電圧（直流電源）。

Claims (12)

1. 負荷に接続された電力線と第１および第２の直流電源との間に接続され、かつ、複数のスイッチング素子を含んで構成された電力変換器の制御装置であって、
   前記電力変換器は、前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源と前記電力線との間での並列な直流電圧変換と、直列接続された前記第１および第２の直流電源と前記電力線との間での直流電圧変換とを切換可能に構成され、かつ、前記第１および第２の直流電源と前記電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを選択して動作するように構成され、
   前記制御装置は、
   前記電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて、前記第１および第２の直流電源全体から電力線への全体入出力電力を算出するための手段と、
   前記動作モードの変更に応じて前記第１および第２の直流電源間での電力分配比を切替えるための手段と、
   前記全体入出力電力および前記電力分配比に従って、前記第１および第２の直流電源のそれぞれの電力指令値を設定するための手段と、
   前記第１および第２の直流電源の各々について、前記電力指令値を出力電圧で除算した電流指令値に対する電流検出値の偏差に基づいて、当該直流電源からの出力を制御するためのデューティ比を演算するための制御手段と、
   前記第１および第２の直流電源のそれぞれについて演算された前記デューティ比と、キャリア波との比較によるパルス幅変調に従って得られた第１および第２の制御パルス信号の論理演算に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成するための信号生成手段とを備え、
   前記論理演算は、前記複数の動作モード間で異なる、電力変換器の制御装置。
2. 負荷に接続された電力線と第１および第２の直流電源との間に接続され、かつ、複数のスイッチング素子を含んで構成された電力変換器の制御装置であって、
   前記電力変換器は、前記第１および第２の直流電源と前記電力線との間での電力変換の
   態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを選択して動作するように構成され、
   前記制御装置は、
   前記電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて、前記第１および第２の直流電源全体から電力線への全体入出力電力を算出するための手段と、
   前記動作モードの変更に応じて前記第１および第２の直流電源間での電力分配比を切替えるための手段と、
   前記全体入出力電力および前記電力分配比に従って、前記第１および第２の直流電源のそれぞれの電力指令値を設定するための手段と、
   前記第１および第２の直流電源の各々について、前記電力指令値を出力電圧で除算した電流指令値に対する電流検出値の偏差に基づいて、当該直流電源からの出力を制御するためのデューティ比を演算するための制御手段と、
   前記第１および第２の直流電源のそれぞれについて演算された前記デューティ比と、キャリア波との比較によるパルス幅変調に従って得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成するための信号生成手段とを備え、
   前記複数のスイッチング素子は、
   第１のノードおよび前記電力線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
   第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
   前記第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
   前記第１の直流電源の負極端子および前記第３のノードの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを含み、
   前記電力変換器は、
   前記第２のノードおよび前記第１の直流電源の正極端子の間に電気的に接続された第１のリアクトルと、
   前記第１のノードおよび前記第２の直流電源の正極端子の間に電気的に接続された第２のリアクトルとをさらに含む、電力変換器の制御装置。
3. 前記複数の動作モードは、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する第１のモードと、
   前記第３のスイッチング素子をオン固定するとともに前記第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、前記第１および前記第２の直流電源が直列接続された状態で前記電力線との間で直流電圧変換を実行する第２のモードとを含み、
   前記電力分配比は、前記第１のモードでは前記第１および第２の直流電源の状態に応じて可変に設定される一方で、前記第２のモードでは前記第１および第２の直流電源の電圧に基づく比率に固定される、請求項２記載の電力変換器の制御装置。
4. 前記制御手段は、前記第１のモードにおいて、前記第１および第２の直流電源について、前記電流指令値に基づく電流フィードバック制御によって第１および第２のデューティ比を演算し、
   前記制御手段は、前記第２のモードにおいて、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源において前記電流指令値に基づく電流フィードバック制御を実行する一方で、前記第１および第２の直流電源の他方では前記電流フィードバック制御を非実行として前記当該直流電源の出力電圧および前記電圧指令値に基づくフィードフォワード制御を実行することによって、前記第１および第２のデューティ比を演算し、
   前記信号生成手段は、前記第１および第２のモードの各々において、前記第１のデューティ比および第１のキャリア波の比較によって得られる第１の制御パルス信号と、前記第２のデューティ比および第２のキャリア波の比較によって得られる第２の制御パルス信号とに基づいて前記第１から第４のスイッチング素子の前記オンオフ制御信号を生成し、
   前記第２のモードにおいて、前記第１のキャリア波と前記第２のキャリア波との位相差は、前記第１の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングと前記第２の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングとを合わせるように、演算された前記第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される、請求項３記載の電力変換器の制御装置。
5. 前記第１および第２のモードの両方において、前記第１のキャリア波と前記第２のキャリア波との位相差は、前記第１の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングと前記第２の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングとを合わせるように、演算された前記第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される、請求項４記載の電力変換器の制御装置。
6. 前記複数の動作モードは、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源と前記電力線との間で直流電圧変換を実行するとともに、前記第１および第２の直流電源の他方の直流電源が前記電力線から電気的に切り離された状態を維持する第３のモードと、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記第１および第２の直流電源の一方が前記電力線に電気的に接続される一方で、前記第１および第２の直流電源の他方が前記電力線から電気的に切り離された状態を維持する第４のモードと、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記電力線に対して前記第１および第２の直流電源が並列に接続された状態を維持する第５のモードと、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記電力線に対して前記第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持する第６のモードとをさらに含み、
   前記電力分配比は、前記第３のモードにおいて、前記一方の直流電源からの出力のみによって前記全体入出力電力が確保されるように設定される、請求項３〜５のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置。
7. 前記複数の動作モードは、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する第１のモードと、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源と前記電力線との間で直流電圧変換を実行するとともに、前記第１および第２の直流電源の他方の直流電源が前記電力線から電気的に切り離された状態を維持する第３のモードとを含み、
   前記電力分配比は、前記第１のモードでは前記第１および第２の直流電源の状態に応じて可変に設定される一方で、前記第３のモードでは、前記一方の電源からの出力のみによって前記全体入出力電力が確保されるように設定される、請求項２記載の電力変換器の制御装置。
8. 前記制御手段は、前記第１のモードにおいて、前記第１および第２の直流電源について、前記電流指令値に基づく電流フィードバック制御によって第１および第２のデューティ比を演算し、
   前記制御手段は、前記第３のモードにおいて、前記一方の直流電源について、前記電流指令値に基づく電流フィードバック制御によって前記第１および第２のデューティ比の一方のデューティ比を演算し、
   前記信号生成手段は、前記第１のモードにおいて、前記第１のデューティ比および第１のキャリア波の比較によって得られる第１の制御パルス信号と、前記第２のデューティ比および第２のキャリア波との比較によって得られる第２の制御パルス信号とに基づいて前記第１から第４のスイッチング素子の前記オンオフ制御信号を生成し、
   前記信号生成手段は、前記第３のモードにおいて、演算された前記一方のデューティ比と前記第１または第２のキャリア波との比較によって得られる前記第１または第２の制御パルス信号に基づいて、前記第１から第４のスイッチング素子が共通にオンオフ制御される２個ずつのペアを構成するように、前記第１から第４のスイッチング素子の前記オンオフ制御信号を生成する、請求項７記載の電力変換器の制御装置。
9. 前記第１の直流電源および前記第２の直流電源の間での充放電する循環電力値を設定するための手段をさらに備え、
   前記第１の直流電源の前記電力指令値は、前記全体入出力電力および前記電力分配比と前記循環電力値とに従って、前記第１の直流電源の状態に応じて設定された電力範囲内に制限されるように設定され、
   前記第２の直流電源の前記電力指令値は、前記全体入出力電力から前記第１の直流電源の前記電力指令値を減算することによって設定される、請求項２記載の電力変換器の制御装置。
10. 前記制御手段は、前記第２のモードにおいて、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源において前記電流指令値に基づく電流フィードバック制御を実行する一方で、前記第１および第２の直流電源の他方では前記電流フィードバック制御を非実行として前記当該直流電源の出力電圧および前記電圧指令値に基づくフィードフォワード制御を実行することによって、前記第１および第２の直流電源のそれぞれについての第１および第２のデューティ比を演算し、
    前記信号生成手段は、前記第１および第２のデューティ比に基づく前記パルス幅変調に従って前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する、請求項３記載の電力変換器の制御装置。
11. 前記第１および第２の直流電源のうちの所定の直流電源に対応して設けられ、前記電力分配比に従って設定された当該所定の直流電源の前記電力指令値を、前記所定の直流電源の状態に応じて設定された第１の電力範囲内に制限するための第１の保護手段をさらに備える、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置。
12. 前記全体入出力電力を、前記第１および第２の直流電源の状態に応じて設定された第２の電力範囲内に制限するための第２の保護手段をさらに備え、
    前記第１の保護手段は、前記第１および第２の直流電源のうちの１つを除く残りの直流電源の各々に対応して設けられる、請求項１１記載の電力変換器の制御装置。

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