JP6110141B2 - 分数分周ｐｌｌシンセサイザ信号のオフセット時間を決定する方法、及びその方法を実行するシンセサイザ、信号処理装置並びにｇｎｓｓ受信器 - Google Patents

Description

本発明は、分数分周ＰＬＬシンセサイザ信号（Fractional-N PLL Systhesizer signal）のオフセット期間を決定する方法に関する。本発明に係る方法は、具体的には携帯電話及びＧＮＳＳ受信器のようなＧＳＳＳ信号受信器である受信器などに使用される。また、本発明は、その方法を実行するシンセサイザに関し、シンセサイザを有する信号処理装置及びそのような信号処理装置を有するＧＮＳＳ受信器に関する。

ＰＬＬ（phase-locked loop、位相同期回路）ドライバのフィードバックパスにおいて分周器が基準信号よりも高い周波数を有するシンセサイザ信号を抽出するＰＬＬシンセサイザが種々の装置で使用される。分数分周器（fractional-N frequency divider）を使用して、シンセサイザ信号の周波数を基準信号の周波数に関連付けることによって、分数の分周比が可能になり、周波数チャネルを比較的狭い空間にできる。従来、この種のフィードバックパスは、異なる２以上の整数の分周比の間で定期的に切り替えるカウンタを有する分周器を使用して実行される。例えば、いわゆるデュアル・モジュラス分数分周シンセサイザ（dual-modulus fractional-N synthesizers）において、分周器は、Ｋ倍したシンセサイザ信号の周波数を、整数Ｎ＋１で除算し、Ｌ＞Ｋとして（Ｌ−Ｋ）倍したシンセサイザ信号の周波数をＮで除算するように構成できる。したがって、平均分周比Ｎｆは、（Ｎ＋Ｋ）／Ｌ又は（ＮＬ＋Ｋ）／Ｌ、すなわち分数、非整数である分周比である。シンセサイザ信号の周波数が基準信号の周波数のＮｆ倍であるとき、出力信号の周波数は、パラメータＮ、Ｌ及びＫを選択することによって、広い帯域に亘って変更可能であり、且つ解像度を高くできる。具体的には、分周器はシグマ―デルタ変調器で制御できるが、分数分周器は、他の装置でも実施可能である。

整数分周器を採用するＰＬＬシンセサイザにはなく、分数分周器を採用するＰＬＬシンセサイザに存在する課題は、ＰＬＬがクローズしてロックが確立するロック状態期間が、ロックが喪失されるロック喪失期間によって分離されるときはいつでも、２つのロック状態期間のシンセサイザ信号の部分は、概して位相が一致していないことである。言い換えると、第１期間の阻害されていないシンセサイザ信号の仮想の連続、すなわち、ロック喪失が生じないで連続した場合のシンセサイザ信号に対して、第２期間の間のシンセサイザ信号の部分に位相シフトがあることである。この状況は、同一の装置から安定してデータを抽出するなどの応用では、受信信号の処理において著しく生ずる。この課題に対して種々の提案がされている。

クレーム１の包括部に従う方法が米国特許公報２００９／０２２４９７４号公報に記載されている。ここで、シンセサイザ信号と、クロック信号から抽出される基準信号との間の位相関係は、回路が低消費電力モードになり、ＰＬＬの機能がクロックから離れて一時停止する中断時間の前後で決定される。ダウンタイム前後のシンセサイザ信号の間の位相オフセットは、中断時間前後のシンセサイザ信号と基準信号との間の差異により決定される。

米国特許公報２００９／０２２４９７４号公報で提案されている方法は、複雑である。また、この方法は、シンセサイザ信号の周波数よりも高い周波数を有する基準信号に依存する。シンセサイザ信号は、周波数を低下させることが一般に要求される。シンセサイザ信号と基準信号との間の位相関係は、制限された精度のみによって決定され、実際には、シンセサイザ信号と基準信号との間の位相関係は、精度の上方又は下方で決定される。

米国特許第６１０７８４３号には、先にＮ、Ｌ及びＫとして示されたパラメータのいくつか又は全てを種々の値の間で切り替えることによって、分周比を変動できる方法が記載される。位相が一致している状態を維持するために、パラメータの種々のセットの間の切り換えは、基準信号のサイクル数がＬの倍数である場合か、種々の値のＬを使用したときに、それらの値の最小公倍数である場合にのみ可能になる。この方法では、他のパラメータセットに転換する前に、待機時間が要求されることが一般的である。このため、予期せずロックが突然に喪失したときに生じる位相のオフセットを決定することは容易でない。

米国特許第６５５６０８２号及び米国特許７４６３７１０号において、同様な方法が開示される。また、米国特許７４６３７１０号では、上述のＬに対応するパラメータを一時的に補正することによってＰＬＬシンセサイザ信号の位相を調整することが開示される。

本発明は、分数分周ＰＬＬシンセサイザにおけるロックの一時的な喪失の全ての場合に確実に動作する汎用的な方法を提供することを目的とする。この目的は、クレーム１の特徴部分によって実現される。

本発明に係る方法では、ロックが喪失する前後のシンセサイザ信号の位相関係は、予期しない突然の事象、すなわち異なるフィードバックパスへの中間切り替え、同調コンデンサの切り替え、電源電圧上昇、又はＰＬＬに接続される回路の一部の電源喪失などの事象によりロックが喪失した場合でも、原則的且つ正確に評価され、補償される。

本発明に係る方法は、簡明且つ容易に実行される。種々の分周比の間の切り替えは、時間的に制限されない。本発明に係る方法は、分周器の実装方法に依存せず、上述の先行技術に関連して説明された型のものにする必要はない。

また、本発明は、本発明に係る方法を実行するシンセサイザを提供することを目的とする。請求項６に係るシンセサイザは、この目的のために適切なものである。このシンセサイザの構造は、簡明であり、機能は信頼性がある。

さらに、本発明は、デジタル信号の位相を補正するために使用可能な本発明に係るシンセサイザを有する信号処理装置を提供することを目的とする。

さらに、本発明は、本発明に係る信号処理装置を有するＧＮＳＳ受信器を提供することを目的とする。

本発明に係る信号処理装置の一部とともにＧＮＳＳ受信器の無線周波数部を示す図である。 本発明に係る信号処理装置の他の部分とともに、無線周波数部が図１に示されるＧＮＳＳ受信器のベースバンド部を示す図である。 本発明に係る分数分周ＰＬＬシンセサイザの第１実施形態を示す図である。 本発明に係る分数分周ＰＬＬシンセサイザの第２実施形態を示す図である。 本発明に係る方法で使用されるパラメータのタイミング図である。

以下、本発明は、実施形態が示される図面を参照してより詳細に説明される。

以下、本発明に係る信号処理装置を有し、ＧＰＳ（Global Positioning System、グローバル・ポジショニング・システム）に適したＧＮＳＳ(Global Navigation Satellite System、全地球的航法衛星システム)受信器が説明される。ＧＮＳＳ受信器とは別に、本発明に係る信号処理装置は、携帯電話受信器のようなＤＳＳＳ(Direct Signal Spread Spectrum)受信器などの他の環境で使用してもよい。ＧＬＯＮＡＳＳ(Global Navigation Satellite System、全地球的航法衛星システム、グロナス)又はＧＡＬＩＬＥＯのような他のＧＮＳＳシステムが使用される場合、又は本発明が携帯電話技術など異なる環境に採用される場合などでは、必要な補正は容易に行われる。

図１に示す受信器は、アンテナ１と、アンテナ１に接続される無線周波数部２と、帯域通過フィルタ３と、受信器用クロックなどを生成するＴＣＸＯ(Temperature Compensated Crystal Oscillator、温度補償型水晶発振器)４と、ベースバンド部５（図２に示す）とを有する。無線周波数部２とベースバンド部５とは、単一の半導体チップに実装されることが好ましいが、他の形態でもよい。

一般的にはＳＡＷ（Surface Acoustic Wave、弾性表面波）である帯域通過フィルタ３は、別個の素子である。同様に別個の素子であるＴＣＸＯ４は、例えば２６ＭＨzなど１９ＭＨzと４０ＭＨzとの間の基本周波数を提供する。ＴＣＸＯ４から提供された基本周波数は、無線周波数部２及びベースバンド部５に供給される。無線周波数部２において、ＴＣＸＯ４の出力信号はフロントエンドシンセサイザ６を制御して、互いに位相が９０度シフトした半分の周波数（１５７２ＭＨz）を有する２つダウンコンバート信号から３１４４ＭＨzのクロック信号を生成する。

無線周波数部２のアンテナ入力には、低雑音増幅器７が接続される。低雑音増幅器７は、外部の帯域通過フィルタ３と制御可能ＲＦ増幅器８とを介してアナログミキサ９ａ及び９ｂに接続される。また、アナログミキサ９ａ及び９ｂは、フロントエンドシンセサイザ６からダウンコンバート信号を受信する。アナログミキサ９ａ及び９ｂは、約３ＭＨzの中間周波数にシフトダウンされた複素アナログ信号のＩ成分及びＱ成分を提供する。アナログミキサ９ａ及び９ｂはそれぞれ、カットオフ周波数が約２０ｋＨｚであるハイパスフィルタ１０ａ及び１０ｂと、カットオフ周波数が約７．５ＭＨzである制御可能なローパスフィルタ１１ａ及び１１ｂと、プログラマブル利得増幅器１２ａ及び１２ｂとを介してベースバンド部５に接続される。

また、ＴＣＸＯ４の出力信号は、ベースバンド部５に供給され、ベースバンドシンセサイザ１３に接続されるとともに、ＰＬＬシンセサイザに供給される。ベースバンドシンセサイザ１３は、９６ＭＨｚの周波数を有するクロック信号を生成し、生成されたクロック信号は、ベースバンドシンセサイザ１３に接続される分周器１４で２４ＭＨｚに分周される。ベースバンド部５において、それぞれ５ビットの解像度を有するＡ／Ｄ変換器（analog-to-digital Converters）１５ａ及び１５ｂを使用して、２４ＭＨｚのサンプリングレートを有する可変利得増幅器１２ａ及び１２ｂからの信号をサンプリングして、複素デジタル中間信号を生成する。生成された複素デジタル中間信号は、複素デジタルミキサ１６に供給され、ベースバンドに落とされる。また、生成された複素デジタル中間信号は、周波数アナライザ１７ａ及び１７ｂに供給される。波数アナライザ１７ａ及び１７ｂの出力は、無線周波数部２のローパスフィルタ１１ａ及び１１ｂを制御する制御ユニット１８に接続される。複素ミキサ１６は、３ＭＨｚのカットオフ周波数を有するデシメーションフィルタ１９ａ及び１９ｂと、ダウンサンプラー２０ａ及び２０ｂとに接続される。Ａ／Ｄ変換器１５ａ及び１５ｂ、複素ミキサ１６、周波数アナライザ１７ａ及び１７ｂ、デシメーションフィルタ１９ａ及び１９ｂ並びにダウンサンプラー２０ａ及び２０ｂは、分周器１４からのクロック信号で制御される。

連続する波干渉を除去することで、加工されていないデジタル信号をフィルタリングする帯域消去フィルタ２１と、フィルタリングされたデジタル信号を６ビットから３ビットに低下させるデジメータ（decimator）２２とは、周波数アナライザ２３に接続される。周波数アナライザ２３の出力信号は制御ユニット１８で使用されて、帯域消去フィルタ２１を制御する。また、デジメータ２２は、ダウンサンプラー２４ａ及び２４ｂを介して、ＧＮＳＳシステムの特定の衛星から放射された信号の成分を識別する取得ユニット２５に接続される。また、デジメータ２２は、信号成分を継続的にトラッキングし、信号成分の時間遅延を解析し、信号成分からデータビットを抽出するトラッキングユニット２６に接続される。

分周器２７は、帯域消去フィルタ２１と、周波数アナライザ２３と、ダウンサンプラー２４ａ及び２４ｂと、トラッキングユニット２６とを制御する８ＭＨｚクロック信号を、分周器１４の２４ＭＨｚ信号出力から生成する。更なる分周器２８は、取得ユニット２５に２ＭＨｚクロック信号を提供する。また、取得ユニット２５は、ベースバンドシンセサイザ１３から９６ＭＨｚのクロック信号を受信する。制御ユニット１８は、衛星から放射された暦データ及び天体暦データを含む信号の時間遅延が取り除かれたデータをトラッキングユニット２６から受信する。このデータから制御ユニット１８は、ＧＮＳＳ受信器の位置を計算する。この計算は、受信器に記憶される付加的なデータ及びいくつかの付加的な接続を介して受信器に伝送される付加的なデータを含んでよく、公知の方法で実行される。また、制御ユニット１８は、取得ユニット２５及びトラッキングユニット２６を制御する。

複素ミキサ１６はＮＣＯ（numerically controlled oscillator、数値制御発振器）２９によって制御される。ＮＣＯ２９は、分周器１４の出力信号と、オフセット計算ユニット３０からの位相補正信号とを受信する。オフセット計算ユニット３０は、フロントエンドシンセサイザ６のカウント出力のサイクルから受信するサイクルカウント信号によって制御される。これらは、後に詳細に説明される。

図１に示すアンテナによって受信されたアナログ信号が低雑音増幅器７によって増幅された後、信号のスペクトルは、帯域通過フィルタ３によって１５７５．４２ＭＨｚのＧＰＳ周波数を中心とする３０ＭＨｚ帯に低減される。さらに増幅された後に、ミキシングしたＤＣ成分はハイパスフィルタ１０ａ及び１０ｂによって除去され、高周波数は、アンチエイリアスのためにローパスフィルタ１１ａ及び１１ｂによって抑制される。ローパスフィルタ１１ａ及び１１ｂは、３ＭＨｚの基準周波数の信号に応じて、信号が７．５ＭＨｚで−３ｄＢ、１２ＭＨｚで−１２ｄＢに減衰する。すなわちローパスフィルタ１１ａ及び１１ｂは、ベースバンド部５の入力においてＡ／Ｄ変換器１５ａ及び１５ｂのサンプリングレートが半分に減衰するように周波数アナライザ１７ａ及び１７ｂの出力に基づいて制御ユニット１８（図２参照）によって制御される。プログラマブル利得増幅器１２ａ及び１２ｂは、Ａ／Ｄ変換器１５ａ及び１５ｂの入力ダイナミックレンジに信号を調整する。

次いで、増幅し且つフィルタリングされた複素アナログ信号は、ベースバンド部５のＡ／Ｄコンバータ１５ａ及び１５ｂによって、複素デジタル信号に変換され、複素デジタルミキサ１６によって、非回転、すなわち実質的にゼロにシフトされる。デシメーションフィルタ１９ａ及び１９ｂによって、スペクトルが３ＭＨｚ周波数帯に低減された後に、スペクトルのサンプリングレートは、ダウンサンプラー２０ａ及び２０ｂによって、８ＭＨｚに低減される。−３ＭＨｚから３ＭＨｚまで広がる、加工されず固定された単一の周波数帯に限定されたデジタル信号は、帯域消去フィルタ２１に供給されてフィルタリングされる。いくつかの連続波干渉器（Continuous Wave Interferer）は、加工されていないデジタル信号の無視できるひずみを抑制して、加工していない信号の周波数帯と一致するフィルタリングされた信号の周波数帯に制限されたフィルタリングデジタル信号を生成する。次のステップにおいて、フィルタリングされたデジタル信号は、非線形デシメーションテーブルを使用してデシメータ２２で６ビットから３ビットに再量子化される。この結果により得られたデジタル信号は、周波数アナライザ２３と、トラッキングユニット２６と、サンプリング周波数を２ＭＨｚに低減するダウンサンプラー２４ａ及び２４ｂを介して取得ユニット２５に並列に供給される。

取得ユニット２５において、この入力信号から抽出された信号は、種々のドップラー周波数で種々のコード位相シフトによって、内部で生成されたＧＮＳＳ衛星の特有のシーケンスに従って補正される。比較的低い２ＭＨｚのサンプル周波数によって、信号の効果的な処理が可能となり、その結果として、受信した衛星信号の迅速な検出が可能になる。

一方、取得ユニット２５で有効な補正値を生じるシーケンス、ドップラー周波数及びコード位相シフトが適用されるトラッキングユニット２６において、より高い８ＭＨｚのサンプル周波数によって、補正のピーク位置及び衛星信号に関連する位相を非常に正確に決定することが可能になる。これによって、受信器の位置の正確な計算が可能になる。スキャン周波数が変動するチャネルと一定のシーケンスを使用するトラッキングユニット２６の一部にしてもよい周波数アナライザ２３からの成果物は、連続する波干渉の検出及び、干渉周波数の決定に採用される。決定された干渉周波数を使用して制御ユニット１８は、干渉周波数を抑制するように帯域消去フィルタ２１を制御する。干渉周波数は、加工していない信号周波数帯を通して１ｋＨｚごとに周期的にスイープし、周波数帯全体に亘って平均で個々のエネルギ密度を比較することによって、識別できる。

図３に詳細に示されるフロントエンドシンセサイザ６は、分数分周ＰＬＬシンセサイザである。

チャージポンプを含む位相検出器として実装される位相検出器３１は、固定された基準周波数ｆ_rを有する基準信号をＴＣＸＯ４から周期的に受信する第１入力と、第２入力とを有する。位相検出器３１の出力は、ローパスフィルタであるループフィルタ３２を介してＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator、電圧制御発振器）３３に接続される。ＶＣＯ３３によって生成されるシンセサイザ信号は、シンセサイザ周波数ｆ_sを有する周期的な信号であり、位相シフタ３４によって２つの周期的なダウンコンバート信号に変換される。２つの周期的なダウンコンバート信号の周波数ｆ_dは、シンセサイザ信号の周波数ｆ_sの半分である。２つの周期的なダウンコンバート信号の一方は、２つの周期的なダウンコンバート信号の他方に対してπ／２すなわち９０度シフトされる。また、２つの信号は、単一の複素ダウンコンバート信号として考えてもよい。上述のように、２つの周期的なダウンコンバート信号のそれぞれは、アナログミキサ９ａ及び９ｂの１つに供給される。また、ＶＣＯ３３の出力は、分周器３５を有するフィードバックパスを介して位相検出器３１の第２入力に接続される。

分周器３５は分数分周器である。分周器３５は、１よりも大きい分数の分周比Ｎｆでシンセサイザ信号の周波数ｆ_sを分周して、分周信号を提供する。分周器３５は、公知技術で構成され、Ｎ≧１であり且つＬ＞Ｋである整数Ｎ、Ｌ、Ｋによって、ＫをＮ−１倍しＬ−ＫをＮ倍して、シンセサイザ信号の周波数を分周するように構成される。平均分周比は、Ｎ＋Ｋ／Ｌ、すなわち（ＮＬ＋Ｋ）／Ｌとなり、分数分周比、すなわち非整数分周比になる。具体的には、分周器３５は、シグマ−デルタモジュレータで制御されてもよい。しかしながら、分数分周器３５をどうように実装するかは重要ではない。多くの場合、分周信号（ｄ）の周波数ｆ_fdと、シンセサイザ周波数ｆ_sとの関係は式（１）で示される。
（１） ｆ_fd ＝ ｆ_s／Ｎｆ

アップダウンカウンタ３６として実装されるサイクル検出器３６は、位相検出器３１の第１入力と並列にフロントエンドシンセサイザ６の入力に接続され、且つ分周器３５の出力に接続される。フロントエンドシンセサイザ６のサイクルカウント出力において、アップダウンカウンタ３６は、サイクルカウント信号を生成する。上述のように、生成されたサイクルカウント信号は、オフセット計算ユニット３０に提供される。

図５は、いくつかのパラメータのタイミング図である。図５において、時間は（ａ）で示される基準信号の周期で測定される。なお、図５に示すタイミング図は一例であり、分周比及びＧＮＳＳ回路で使用される他のパラメータを反映するものではない。

フロントエンドシンセサイザ６がロックされると、位相検出器３１は、基準信号（ａ）の位相と分周信号（ｄ）の位相との間の位相差が一定になるように、また好適にはゼロになるようにＶＣＯを制御する。その結果として、分周信号（ｄ）の周波数ｆ_fdは、基準信号（ａ）の周波数ｆ_rと等しくなる。式（１）から式（２）が導かれる。
（２） ｆ_s ＝ Ｎｆ・ｆ_r

この結果は、図５のロック状態期間Ｉに示される。

ロックが喪失すると、基準信号（ａ）の位相と分周信号（ｄ）の位相との間の位相差が一定でなくなり変動し、図５のロック喪失期間ＩＩに示すように、分周信号（ｄ）の周波数は、基準信号（ａ）の周波数と異なるようになる（一例では大きくなる）。図５の第２ロック状態期間ＩＩＩに示すように、図５のロックが回復すると、シンセサイザ信号の周波数ｆ_sは式（２）の関係を満たす。しかしながら、ロック喪失期間ＩＩの前方に位置するロック状態期間Ｉのシンセサイザ信号の部分と、ロック喪失期間ＩＩの後方に位置するロック状態期間ＩＩＩのシンセサイザ信号の部分とは一般に同一の位相を有さない。これは、図５のシンセサイザ信号（ｂ）と（ｃ）とを比較することによって明らかになる。すなわち、シンセサイザ信号（ｃ）は、ロック喪失期間ＩＩによる影響を受けずに続いている仮想のシンセサイザ信号である。すなわち、シンセサイザ信号（ｃ）は、ロック喪失が生じない場合のシンセサイザ信号である。実際のシンセサイザ信号（ｂ）は、仮想のシンセサイザ信号（ｃ）から位相オフセットψだけ異なっていることは明らかである。

したがって、以下に詳細に説明するように、補正時間は、ＮＣＯ２９を適切に制御することによって位相オフセットを補償することが可能になるように決定される。このために、アップダウンカウンタ３６は、図５の基準信号（ａ）及び分周信号（ｄ）のサイクルに応答する。すなわち、アップダウンカウンタ３６は、分周信号（ｄ）の立ち上がりエッジを検出するとカウントアップし、基準信号（ａ）の立ち上がりエッジを検出するとカウントダウンする。フロントエッジシンセサイザ６が第１ロック状態期間Ｉの間にロックされている限り、基準信号（ａ）及び分周信号（ｄ）のエッジは事実上一致している。したがって、信号（ｅ）に示すように、アップダウンカウンタ３６はゼロのままである。

ロック喪失期間ＩＩの間、分周信号（ｄ）の立ち上がりエッジは、分周信号（ｄ）の周波数が高くなるので、基準信号（ａ）の立ち上がりエッジに先行する。この結果、アップダウンカウンタ３６は、分周信号（ｄ）及び基準信号（ａ）の立ち上がりエッジを検知し、それに応じてアップダウンする。設定した時間の後、ロックが十分に回復する状態、すなわち、第２ロック状態期間ＩＩＩでは、基準信号（ａ）及び分周信号（ｄ）のエッジは再び一致しているので、カウントは一定になる。カウントが安定することを使用して、ロック状態が回復したことを確認することができる。

カウント（ｅ）は、分周信号（ｄ）のサイクルＣ_fdの数と基準信号（ａ）のサイクルＣ_rの数とのサイクル差Ｄを示す。すなわち、サイクル差Ｄは式（３）で示される。
（３） Ｄ ＝ Ｃ_fd−Ｃ_r

ロック喪失期間ＩＩの間に、サイクル差Ｄは増加する。サイクル差Ｄはサイクルカウント信号によって符号化される。

周波数の関係を示す式（１）は通常、シンセサイザがロックされているか否かに有効なので、ロック喪失の間の実際のシンセサイザ信号（ｂ）と仮想のシンセサイザ信号（ｃ）との間で増加する位相オフセットを反映するオフセット時間は、オフセット計算ユニット３０において、式（４）のように決定できる。
（４） ｄ ＝ Ｎｆ・Ｄ_r

分周比及びロック喪失期間ＩＩの端部におけるサイクル差によって生成される。

シンセサイザ信号（ｂ）の実際の位相オフセットψは、２πｄである。この周波数がシンセサイザ信号（ｂ）の周波数ｆ_sの半分の周波数であるため、ダウンコンバート信号の位相シフトがδ＝ψ／２になるためである。

ダウンコンバート信号の周期性により、位相は、２πの余剰演算のみで規定されるので、位相シフトは、式（５）のように再度規定される。
（５） δ ＝ ｍｏｄ（ψ／２，２π）

対応する補正時間−δは、オフセット計算ユニット３０で計算される。以下で説明するように、対応する補正時間−δを使用して、ＮＣＯ２９を制御する。ｄ／２の分数部に直接作用させることは、同等であり、且つより便利である。すなわち、
（６） ｄ´ ＝ ｍｏｄ（ｄ／２，１）

そして位相シフトは式（７）で示される。
（７） δ ＝ ２πｄ´

位相シフトが計算された後で、アップダウンカウンタ３６はゼロにリセットされる。

図５に示す例において、分周比Ｎｆは３．２５であり、ロック喪失期間ＩＩの分周信号（ｄ）の立ち上がりエッジＣ_fdの数は９であり、ロック喪失期間ＩＩの基準信号（ａ）の立ち上がりエッジＣ_rの数は４である。このため、ロック喪失期間ＩＩの端部におけるサイクル差Ｄ（ｅ）は５であり、オフセット時間ｄ＝Ｎｆ・Ｄは１６．２５である。これから、周期性、及びπ／４すなわち４５度のダウンコンバート信号の位相シフトのためにπ／２すなわち９０度に低減されるシンセサイザ信号の位相オフセットψは３２．５πとなる。また、この結果は、式（６）を使用してより直接的に抽出できる。すなわち、ｄ´＝ｍｏｄ（ｄ／２，１）＝０．１２５及び式（７）により算出される。この補正時間は−π／４であり、位相シフトδの負である。

分周信号の立ち上がりエッジでカウントダウンし、且つ基準信号の立ち上がりエッジでカウントアップするアップダウンカウンタを使用することができることは当然である。また、立ち下がりエッジで動作するアップダウンカウンタを使用してもよい。また、サイクル検出器は、アップダウンカウンタをサイクルカウンタとして使用する代わりに他の方法で実施してもよい。例えば、分周信号（ｄ）のサイクルと基準信号（ａ）のサイクルとをそれぞれカウントする２つのアップカウンタを有してもよい。次いで、サイクルカウント信号は、双方のカウントの結果を符号化して、サイクル差Ｄは、オフセット計算ユニット３０のロック喪失期間の端部におけるカウントの差として決定し、アップカウントがリセットされる。さらに、サイクル検出器は、分周信号及び基準信号の立ち上がりエッジ等を単に記憶し、記憶した情報をサイクル信号に符号化する単なるレジスタにしてもよい。実際のカウントはオフセット計算ユニットで実行してもよい。

アンテナ１で受信した対象とする信号の成分は式（８）で示される。
（８） Ｓ（ｔ） ＝ Ｍ（ｔ）ｃｏｓ２πｆ_cｔ

ｆ_cは搬送周波数を示し、Ｍ（ｔ）は＋１と−１の値である変調器符号化データである。アナログミキサ９ａ及び９ｂによるダウンコンバートは、変調器符号化データとフロントエンドシンセサイザ６で生成されるダウンコンバート信号ｃｏｓ２πｆ_dｔ及びｓｉｎ２πｆ_dｔとをそれぞれミックスし、複素アナログダウンコンバート信号を生成する。フィルタ１０ａ及び１０ｂ並びに１１ａ及び１１ｂによるフィルタリングと、可変利得増幅器１２ａ及び１２ｂによる増幅と、Ａ／Ｄ変換器１５ａ及び１５ｂによるＡ／Ｄ変換によって、複素デジタル中間信号を生じる。

すなわち、

ここで、
（１１） ｆ_i ＝ ｆ_c−ｆ_d

中間周波数は、受信信号Ｓ（ｔ）のキャリアと、絶対値１の複素定数によって乗算されるダウンコンバート信号との間の最初の位相シフトであってここでは無視される位相シフトとは異なる。

第１ロック状態期間Ｉの間の中間信号が（１０）で示され、ロック喪失期間ＩＩの間のフロントエンドシンセサイザ６のロック喪失により位相オフセットψがシンセサイザ信号に取り込まれる場合、第２ロック状態期間ＩＩＩにおける中間信号は式（１２）に示されるようになる。

ここで、δ＝ψ／２は、位相オフセットにより生じるダウンコンバート信号の位相シフトである。

次いで、中間信号は、非回転信号、複素デジタル指数関数信号

とミックスして非回転とすることによって、式（１３）に示す第１ロック状態期間Ｉにおけるベースバンド信号部を生じる。
（１３） Ｓ_b ^I（ｔ） ＝ Ｍ（ｔ）

そして、第２ロック状態期間ＩＩＩにおけるベースバンド信号部は式（１４）に示す。
（１４） Ｓ_b ^III（ｔ） ＝ Ｍ（ｔ）ｅ^iδ

この位相シフトを補償するために、式（４）、（６）及び（７）で示されるオフセット時間ｄから位相シフトδを計算したオフセット計算部３０は第２ロック状態期間ＩＩＩの間に、複素ミキサ１６に提供される非回転信号が、補正時間−δによって決定される位相補正に従うように、ＮＣＯ２９を制御する。ここで、中間信号は、ベースバンド信号部Ｓ_b ^IIIとｅ^iδとを乗することによって得られる位相補正非回転信号

とミックすることによって、非回転となる。これによって、位相補正ベースバンド信号Ｓ_b´（ｔ）が得られる。ここで、第１ロック状態期間Ｉの信号の変化しない部分は式（１５）で示される。
（１５） Ｓ_b ^I´（ｔ） ＝ Ｓ_b ^I（ｔ） ＝ Ｍ（ｔ）

第２ロック状態期間ＩＩＩの信号の補正部分は式（１６）で示される。ここでは位相は一致している。
（１６） Ｓ_b ^III´（ｔ） ＝ ｅ^-iδＳ_b ^III（ｔ） ＝ Ｍ（ｔ）

ロック状態期間を分離するロック喪失事象のシーケンスがある場合、上述の位相補正は、全てのロック喪失期間の後に採用して、ロック状態期間に亘って位相が一致している位相補正ベースバンド信号を提供してもよい。ＮＣＯ２９及びミキサ１６を上述のように使用することによって、位相シフトの補償が容易になる。しかしながら、位相補正を他の方法で実施してもよく、位相補正を信号処理工程のいくつかの点を変更することによって実施してもよいことは当然である。

図４は、本発明に係るシンセサイザの第２実施形態を示す図である。図４に示すシンセサイザは、信号処理装置の他の部分は適用し、図３のシンセサイザの変わりにフロントエンドシンセサイザとして使用して、ＧＮＳＳ受信器がＧＰＳ信号及びＧＬＯＮＡＳＳ信号を交互に使用できることになる。このため、フロントエンドシンセサイザ６´は、第１の分数分周器３５ａを有する第１フィードバックパスと、第２分数分周器３５ｂを有する第２フィードバックパスとを有する。第２分周器３５ｂの分周比Ｎｆ_bは、第１分周器３５ａの分周比Ｎｆ_aと相違する。第１分周器３５ａの出力と、フロントエンドシンセサイザ６´の入力とを接続する第１アップダウンカウンタ３６ａに加えて、第２分周器３５ｂの出力と、フロントエンドシンセサイザ６´の入力とを接続する第２アップダウンカウンタ３６ｂが提供される。このように、それぞれにフィードバックパスには対応するサイクルカウンタが含まれる。

フィードバックスイッチ３７は、第１分周器３５ａの入力又は第２分周器３５ｂの出力の何れかを、位相検出器３１の第２入力に接続する。出力スイッチ３８は、第１分周器３５ａの出力又は第２分周器３５ｂの出力の何れかを、フロントエンドシンセサイザ６´の入力に接続して、オフセット計算ユニット３０にサイクルカウント信号を提供する。

第１分周比Ｎｆ_aを第１期間に最初に使用する場合、フィードバックスイッチ３７は、第１分周器３５ａの出力を位相検出器３１の第２入力に接続し、出力スイッチ３８は、第１分周器３５ａの出力を、フロントエンドシンセサイザ６´の入力に接続する。第１フィードバックパスはロックされ、シンセサイザ信号の周波数ｆ_sはＮｆ_a・ｆ_rに等しい。第２フィードバックパスはロック喪失状態である。

第１期間が終了した後に、第２周比Ｎｆ_bを第２期間に使用する場合、フィードバックスイッチ３７は、第２分周器３５ｂの出力を位相検出器３１の第２入力に接続し、出力スイッチ３８は、第２分周器３５ｂの出力を、フロントエンドシンセサイザ６´の入力に接続する。設定時間が終了した後に、第２フィードバックパスはロックされ、第１フィードバックパスはロック喪失状態になる。第２サイクルカウンタのサイクル差Ｄ_bは、通常ゼロではなく、補正時間が計算し使用されることになるが、第２フィードバックパスが前に使用されていない場合にはその必要はない。

しかしながら、第２期間が終了した後に第１分周比Ｎｆ_aを再度使用する場合、スイッチは先の状態に戻り、第１サイクルカウンタ３６ａのサイクル差Ｄ_aは、オフセット時間及び補正時間を計算するためにオフセット計算ユニット３０に提供される。計算されたオフセット時間及び補正時間をＮＣＯ２９で使用して位相を補正して、第１期間のベースバンド信号の位相が一致する状態を確立する。

このように、２つの異なる分周比Ｎｆ_a及びＮｆ_bを有するフロントエンドシンセサイザ６´を交互に使用することにより、適切なフィードバックパスをそれぞれの場合に採用することになる。１つのフィードバックパスのみが一度にロックされる。したがって、ロック状態期間は、必然的に他のフィードバックパスのロック喪失期間になる。しかしながら、それぞれのフィードバックパスのロック喪失期間の間に形成される位相オフセットを計算し使用して、再びロックするときに位相が一致する状態を確立するので、分周比Ｎｆ_a及びＮｆ_bそれぞれについて、対応するロック状態期間の全てに亘って位相が一致することになる。

本発明の概念を２つ以上のフィードバックパスに拡張する方法は容易に理解されるので、本発明は、３つ以上の異なる分周比に交互に使用することは可能である。他のフィードバックバスがロックされているときはいずれも、所与のフィードバックパスのロックは維持できない。しかしながら、ロック喪失の間、対応するサイクルカウンタによってサイクルカウントが実行されているので、フィードバックパスが再び閉じてロックが回復するときはいつでも位相が一致する状態を速やかに確立できる。

１ アンテナ
２ 無線周波数部
３ バンドパスフィルタ
４ ＴＣＸＯ
５ ベースバンド部
６、６´ フロントエンドシンセサイザ
７ 低雑音増幅器
８ 制御可能ＲＦ増幅器
９ａ、９ｂ アナログミキサ
１０ａ、１０ｂ ハイパスフィルタ
１１ａ、１１ｂ ローパスフィルタ
１２ａ、１２ｂ 可変利得増幅器
１３ ベースバンドシンセサイザ
１４ 分周器
１５ａ、１５ｂ Ａ／Ｄ変換器
１６ デジタル複素ミキサ
１７ａ、１７ｂ 周波数アナライザ
１８ 制御ユニット
１９ａ、１９ｂ デシメーションフィルタ
２０ａ、２０ｂ ダウンサンプラー
２１ 帯域消去ユニット
２２ デジメータ
２３ 周波数アナライザ
２４ａ、２４ｂ ダウンサンプラー
２５ 取得ユニット
２６ トラッキングユニット
２７ 分周器
２８ 分周器
２９ ＮＣＯ
３０ オフセット計算ユニット
３１ 位相検出器
３２ ループフィルタ
３３ ＶＣＯ
３４ 位相シフタ
３５ａ、３５ｂ 分周器
３６ａ、３６ｂ サイクルカウンタ
３７ フィードバックスイッチ
３８ 出力スイッチ

Claims (12)

1. ロック喪失期間（ＩＩ）の前の第１ロック状態期間（Ｉ）の間のシンセサイザ信号の位相に対する前記ロック喪失期間（ＩＩ）の後の第２ロック状態期間（ＩＩＩ）の間の分数分周ＰＬＬシンセサイザ信号（ｂ）のオフセット時間を決定する方法において、前記ロック状態期間（Ｉ及びＩＩＩ）の間では、前記シンセサイザ信号（ｂ）は、フィードバックパスによって基準信号（ａ）にロックされて、前記基準信号（ａ）の周波数が、分数分周比で分周された後の周波数と等しくなるように前記基準信号（ａ）と分周信号（ｄ）との間の位相関係が一定に保たれる方法であって、
   前記ロック喪失期間（ＩＩ）の間の前記基準信号のサイクル数と前記フィードバックパスの前記分周信号のサイクル数との間のサイクル差が評価され、前記フィードバックパスのシンセサイザ信号（ｂ）のオフセット時間は、前記分周比と前記サイクル差とによる生成物に比例する数値として決定される、ことを特徴とする方法。
2. 前記第２ロック状態期間（ＩＩＩ）の位相補正デジタル信号の部分が前記第１ロック状態期間（Ｉ）の位相補正デジタル信号の部分と位相が一致するように、前記位相補正デジタル信号は、アナログ入力信号から生成され、
   前記アナログ入力信号は、前記シンセサイザ信号（ｂ）から抽出されたダウンコンバート信号とミックスされることによりダウンコンバートされ、
   前記ダウンコンバートされたアナログ信号は、デジタル信号に変換され、
   前記位相補正デジタル信号は、前記デジタル信号から抽出され、前記抽出は、前記ロック喪失期間（ＩＩ）の後に、補正時間が前記オフセット時間から抽出され、前記第２ロック状態期間（ＩＩＩ）のデジタル信号の位相が前記補正時間に応じて補正されることを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記デジタル信号は、複素デジタル中間信号であり、前記位相補正デジタル信号は、複素デジタル指数関数信号と前記複素デジタル中間信号とをミックスすることにより、前記複素デジタル中間信号から抽出され、前記位相の前記補正によって、前記複素デジタル指数関数信号が前記補正時間に比例する位相補正に従うようになる、請求項２に記載の方法。
4. 前記複素デジタル指数関数信号は、非回転信号であり、前記位相補正デジタル信号は位相補正ベースバンド信号である、請求項３に記載の方法。
5. ２つ以上のフィードバックパスを交互に使用して、前記分周信号は、それぞれの場合の特定の分周比で抽出され、フィードバックパスはそれぞれ、交互にフィードバックパスのロック状態期間を有するロック喪失期間を有し、オフセット時間はフィードバックパスのロック喪失期間の後にフィードバックパスのそれぞれについて決定される、請求項１〜４の何れか一項に記載の方法。
6. 周期的な基準信号（ａ）を受信する第１入力を有する位相検出器（３１）と、
   前記位相検出器により制御され、シンセサイザ信号（ｂ）を生成する発振器と、
   前記発振器の出力に接続される入力を備える分周器（３５）であって、周波数が分数分周比で分周されたシンセサイザ信号（ｂ）の周波数に等しい分周信号を出力で生成する分周器（３５）を有し、前記分周器（３５）の出力は、前記フィードバックパスを閉じるために前記位相検出器（３１）の第２入力に接続され、又は接続可能にされるフィードバックパスと、を有する分数分周ＰＬＬシンセサイザであって、
   前記位相検出器（３１）の第１入力と、前記分周器（３５）の出力とに接続され、前記基準信号（ａ）及び前記分周信号（ｄ）のサイクルに応じて、前記分数分周ＰＬＬシンセサイザのサイクルカウント出力にサイクルカウント信号を提供するサイクル検出器を有する、請求項１〜５の何れか一項に記載の方法を実行する分数分周ＰＬＬシンセサイザ。
7. 前記サイクル検出器は、前記分周信号（ｄ）のサイクルを検出してカウントアップし、且つ前記基準信号（ａ）のサイクルを検出してカウントダウンするか又はその逆であるアップダウンカウンタ（３６）を有する、請求項６に記載の分数分周ＰＬＬシンセサイザ。
8. 前記シンセサイザ信号（ｂ）から第１ダウンコンバート信号と、前記第１ダウンコンバート信号に対してπ／２シフトした第２ダウンコンバート信号とを抽出する位相シフタ（３４）を更に有する、請求項６又は７に記載の分数分周ＰＬＬシンセサイザ。
9. 前記発振器の出力に接続される入力を有する分周器（３５ａ、３５ｂ）であって、周波数がフィードバックパス特有の非整数分周比（Ｎｆａ、Ｎｆｂ）で分周された前記シンセサイザ信号の周波数に関連する分周信号を出力に生成する分周器をそれぞれ有する２つ以上のフィードバックパスと、
   個々のフィードバックパスを閉じるために、前記位相検出器（３１）の第２入力に前記分周器（３５ａ、３５ｂ）の出力のそれぞれを交互に接続可能なフィードバックスイッチ（３７）と、
   フィードバックパスそれぞれにおいて、前記位相検出器（３１）の第１入力と、前記分周器（３５ａ、３５ｂ）の出力とに接続され、前記基準信号（ａ）と前記分周信号（ｄ）とに応答するサイクル検出器と、
   前記分数分周ＰＬＬシンセサイザのサイクルカウント出力に前記サイクル検出器の出力を交互に接続可能な出力スイッチ（３８）と、を有する、請求項６〜８の何れか一項に記載の分数分周ＰＬＬシンセサイザ。
10. 請求項８又は８及び９に記載の分数分周ＰＬＬシンセサイザをフロントエンドシンセサイザ（６、６´）として有する信号処理装置であって、
    複素ダウンコンバートアナログ信号をアナログ入力信号から抽出するために、前記第１ダウンコンバート信号を受信する第１アナログミキサ（９ａ）及び前記第２ダウンコンバート信号を受信する第２アナログミキサ（９ｂ）と、
    複素デジタル中間信号を前記複素ダウンコンバートアナログ信号から抽出するＡ／Ｄ変換器（１５ａ、１５ｂ）と、
    前記サイクルカウント信号に依存する補正時間に従って位相補正がされる複素デジタル指数を提供するように構成されるＮＣＯ（２９）によって制御される複素ミキサ（１６）と、を更に有する、信号処理装置。
11. 前記フロントエンドシンセサイザ（６、６´）のサイクルカウント出力と、前記ＮＣＯ（２９）との間に接続され、前記分周比、及び前記サイクルカウント信号から抽出されるサイクル差の生成物から補正期間を抽出するように構成される、オフセット計算部（３０）を更に有する、請求項１０に記載の信号処理装置。
12. 請求項１０又は１１に記載の信号処理装置を有するＧＮＳＳ受信器。

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