JP6239468B2

JP6239468B2 - 医療装置

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Publication number: JP6239468B2
Application number: JP2014174753A
Authority: JP
Inventors: 船戸　裕樹; 裕樹船戸; 浩和飯嶋; 高橋　昌義; 昌義高橋
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2014-08-29
Filing date: 2014-08-29
Publication date: 2017-11-29
Anticipated expiration: 2034-08-29
Also published as: WO2016031299A1; JP2016052155A

Description

本発明は、医療装置に関する。

本技術分野の背景技術として、特開２００７−３２５３７７号公報（特許文献１）がある。この公報には「共振現象を防止し、双方向コンバータにおけるバスラインのコモンモード電圧を低減可能な電力変換装置を提供する」と記載されている。

また、特開２００８−２４５０３７号公報（特許文献２）には、「高周波成分に対するバイパス経路を確保しつつ、コモンモードリアクトルの自己共振周波数以上の帯域にあるノイズ成分に対する減衰特性を向上させる」と記載されている。

特開２００７−３２５３７７号公報特開２００８−２４５０３７号公報

医療機器は市場に出荷するためＥＭＣ（ＥｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃＣｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）規格に適合する必要がある。ＥＭＣ規格試験の一つに伝導ノイズ試験があり、機器は電源線に誘起するノイズを規制値以下にしなければならない。伝導ノイズを低減するために電源線とアース間にフィルタを設置することで電源線の伝導ノイズをアースへ流す手法が一般的に行われる。

一方、安全規格の一つに接地漏れ電流試験がある。この規格に拠れば、機器と電源を接続するアース線に流れる電流を規制値以下にしなければならない。接地漏れ電流を低減するためには電源線からアースへ電流を流さないようにする設計が肝要である。

以上のことから、ＥＭＣ試験に適合するためにフィルタを追加すると、接地漏れ電流が増加してしまうという問題がある。

本発明の目的は、ＥＭＣ伝導ノイズ規制に適合するため電源線ノイズを低減しつつ、漏れ電流規制に適合するため漏れ電流を低減する医療装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、交流電源と、前記交流電源に接続されたスイッチング素子を有する電力変換器と、を備えた医療装置であって、前記交流電源と前記電力変換器とを接続する電源線と、装置ＧＮＤとの間に設けられた直列共振用コンデンサと、前記直列共振用コンデンサのＧＮＤ側端子と、前記装置ＧＮＤと、の間に前記直列共振用コンデンサと直列に接続されるように設けられた共振用インダクタと、前記共振用インダクタと並列に接続されるように設けられた高周波ノイズバイパス用コンデンサと、を備え、前記直列共振用コンデンサと前記共振用インダクタの共振周波数は前記電力変換器のスイッチング周波数に合わせるように設定され、また、前記共振用インダクタと前記高周波ノイズバイパス用コンデンサの並列共振周波数は前記スイッチング周波数と伝導ノイズ規制開始周波数との間の値に設定されたことを特徴とする。

本発明によれば、ＥＭＣ伝導ノイズ規制に適合するため電源線ノイズを低減しつつ、漏れ電流規制に適合するため漏れ電流を低減する医療装置を提供することができる。

上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の一実施例にかかる医療装置の電源機器構成を示す図である。本発明の一実施例にかかるフィルタの構成を示す図である。本発明の一実施例にかかるフィルタ特性を計算するための端子の定義を示す図である。本発明の一実施例にかかるフィルタ特性を計算した結果を示す図である。本発明の一実施例にかかる反共振によるノイズを抑制する本発明の構成を示す図である。本発明の一実施例にかかる電源線の相毎に共振回路を形成する構成を示す図である。本発明の一実施例にかかる誘導結合を用いた構成を示す図である。本発明の一実施例にかかる実装の形態を示す図である。本発明の一実施例にかかるフィルタ素子の値を動的に変更する構成を示す図である。

以下に本発明の実施の形態を、図を用いて説明する。

図１に本発明の一実施例に係る医療装置の電源機器構成を示す。ここではＣＴ（ＣｏｍｐｕｔｅｄＴｏｍｏｇｒａｐｈｙ）装置を例とする。医療機器は３相交流電源１０１に接続されており、３相交流電源線は、ノイズを遮断するためのフィルタ１０２を介して交流電源から直流電圧を生成するための電力変換器であるコンバータ１０３に接続されている。なお、本実施例では、電力変換器はコンバータのみ、あるいはコンバータ部を含む構成のものを指すものとする。

ＣＴ装置の場合、コンバータ１０３で生成した直流電圧はスリップリング１０４に敷設された高電圧配線を介してインバータ１０５に供給される。インバータ１０５で生成した高電圧はＸ線管に供給されＸ線を発生するために用いられる。

コンバータ１０３やインバータ１０５はＩＧＢＴなどの高電圧用スイッチング素子を用いてスイッチング動作をすることによって所望の電圧や電流波形を得る。インバータやコンバータは一般的に金属製のフレームや筐体に実装され、それらフレームや筐体はアース線１０６を介して電源側で接地される。

よってフレームや筐体は電源アース（接地）と電気的に接続されており、装置ＧＮＤ（グランド）１０７となる。また、３相電源は５０Ｈｚ/６０Ｈｚであり、１００Ｖから４００Ｖなど装置仕様や電源使用によって電圧は異なる。コンバータ１０３やインバータ１０５のスイッチング周波数は数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ程度が用いられる。

次にノイズの発生とフィルタについて説明する。コンバータ１０３のスイッチング動作によってスイッチング周波数の高調波ノイズが発生する。発生したノイズは電源線を介して電源側へ伝播する。

ノイズフィルタはこのように装置内で発生した伝導ノイズを抑制するために設ける。フィルタの種類は能動フィルタと受動フィルタに大別できるが、能動フィルタは回路構成が比較的複雑になるため，高コストかつ電源線など電力線への適用は難しい。一方，受動フィルタは構成が比較的簡素であり低コスト化かつ電力線への適用が容易である。このため本実施例では、受動フィルタを搭載する構成とする。受動フィルタを構成する素子として、インダクタンスとキャパシタンスを用いる。

インダクタンスは電源線に直列に挿入することで高周波インピーダンスを上げ、ノイズの伝播を抑制する効果をもつ。インダクタンスを実現する方法として例えば、電源線をコイル状にする、フェライトなどの磁性体を用いるなどの方法がある。

また、キャパシタンスは、電源線と装置ＧＮＤ間に挿入することで、高周波電流のみをＧＮＤへバイパスする効果をもつ。このため、電流値は小さく電流容量の小さい線材や素子を用いることができ、寸法やコストを抑えられる
ここで、ＥＭＣ規制と接地漏れ電流規制について説明する。ＥＭＣ規制のうち、伝導ノイズ試験では電源へ伝播する伝導ノイズ量を規制している。例えば医療機器向け伝導ノイズ規制の周波数範囲は１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚである。ここで伝導ノイズ規制の対象となる周波数範囲における開始点（下端値）となる周波数を伝導ノイズ規制開始周波数とする。

一方、接地漏れ電流規制では電流計を用いて、装置と電源アースを接続するアース線に流れる電流値を規制している。例としてＩＥＣ−６０６０１に従えば、医療機器の接地漏れ電流は５ｍＡ以下にしなければならないという条件がある。ここで、測定にはＣＲ（Ｃ＝０．０１５μＦ、Ｒ＝１０ｋΩ）の一次フィルタを用いる。また、測定に用いる電流計は帯域１ＭＨｚを有するものと定められている。

上記のように医療機器においては、ＥＭＣ規制と、接地漏れ電流規制の双方に適合する必要があり、本実施例ではこのことを考慮したノイズフィルタを設ける。

本実施例のノイズフィルタの構成について図２を用いて説明する。なお、本ノイズフィルタは３相交流電源１０１と電力変換器であるコンバータ１０３との間に搭載するものとする。

３相交流電源１０１の電源線各相と装置ＧＮＤ１０７の間に直列共振用のコンデンサ（Ｃｙ）２０１を実装し、３相を結線した端子と装置ＧＮＤ１０７の間に共振用のインダクタ（Ｌｐ）２０２を設ける。さらにインダクタ２０２と並列に接続する高周波ノイズバイパス用のコンデンサ（Ｃｐ）２０３を設ける。

ここで、直列共振用コンデンサと共振用インダクタと高周波ノイズバイパス用コンデンサは、電力変換器が有する基板上に実装するようにしてもよいし、また、ノイズフィルタ専用の基板に実装してもよい。電力変換器用基板あるいはノイズフィルタ専用の基板は電源接続用端子とＧＮＤ接続用端子を備えるものとする。電力変換器が有する基板上に実装した場合は、特別にフィルタ用の基板を設ける必要がないため、コストを低減することができる。一方、ノイズフィルタ専用基板に実装した場合は、状況に応じてノイズフィルタ専用基板を着脱することでフィルタの有無を容易に変更することができる。

この構成においてコンデンサ２０１とインダクタ２０２の直列共振周波数をコンバータ１０３のスイッチング周波数、例えば１０ｋＨｚに合わせる。これにより、コンバータ１０３のスイッチング周波数では電源線と対地間のインピーダンスが小さくなり、スイッチング電流を装置ＧＮＤ１０７へバイパス出来、装置外部への漏洩ノイズを低減できる。

また、インダクタ２０２とコンデンサ２０１とによるＬＣ直列共振回路とすることで上記に設定した直列共振周波数よりも低い周波数では電源線〜装置ＧＮＤ１０７間のインピーダンスを高く保つことが出来る。即ち、コンバータ１０３のスイッチング電流を装置ＧＮＤ１０７へバイパスすると共に、電源周波数（５０Ｈｚ/６０Ｈｚ）電流の装置ＧＮＤ１０７へ流れる量を低減することができる。

さらに、インダクタ２０２とコンデンサ２０３の並列共振周波数をコンバータ１０３のスイッチング周波数（即ちインダクタ２０２とコンデンサ２０１の直列共振周波数）以上かつＥＭＣ伝導ノイズ規制の開始周波数である１５０ｋＨｚより小さい値となるようにコンデンサ２０３の値を選定することで、インダクタ２０２とコンデンサ２０３の並列共振周波数以上の帯域においてこのフィルタは容量性のインピーダンス特性をもち、１５０ｋＨｚ以上で電源線の対地インピーダンスを下げることが出来る。

以下に、本実施例のノイズフィルタの効果について詳細に説明する。まず、図３に本実施例のフィルタ特性を計算するための端子の定義を示す。図３（ａ）の端子定義で得られる特性をここではノーマルモード特性とする。図３（ｂ）で得られる特性をコモンモード特性とする。

ノーマルモード特性とは三相電源線の何れか一相または二相から電流が入力され、かつ同様に一相または二相から出力され、ＧＮＤ線へ漏れ出ない成分である。コモンモード特性とは三相電源線から入力され、かつＧＮＤ線へ漏れ出る成分である。すなわち、図３(a)の入出力端子の定義はノーマルモード特性であり、図３(b)がコモンモード特性を表す。

まず、図１の三相交流電源１０１からノイズフィルタ１０２方向に流れる電流経路を考えると、これは、三相交流電源１０１が中点を基準に交流電圧を生成するため、例えばＵ相を介してインバータ１０５に流れる電流はＶ、Ｗ相がリターン路となる。よって、この時のノイズフィルタ１０２の特性は定義（ａ）のノーマルモード特性が電源電流を妨げない特性とすることが重要である。

一方、図１のコンバータ１０３からノイズフィルタ１０２方向に流れるノイズ源からのノイズ電流経路を考えると、これは、インバータ１０５のスイッチングにより発生する伝導ノイズ成分として、各相間を流れるノイズ成分（ノーマルモード成分）と、各相の電流のうち位相が揃っている電流成分すなわち同相成分（コモンモード成分）とがあるため、この時のノイズフィルタ１０２の特性は図３(ｂ)のフィルタのコモンモード特性はノイズの同相成分を低減する特性を有していることが重要である。

図４に本実施例のフィルタ特性を計算した結果を示す。ここでインダクタ（Ｌｐ）２０２＝３ｍＨ、コンデンサ（Ｃｙ）２０１＝２５ｎＦ、コンデンサ（Ｃｐ）２０３＝５ｎＦとした。また、コンバータ１０３のスイッチング周波数は１０ｋＨｚを想定し、インダクタ２０２とコンデンサ２０１の直列共振周波数は１０ｋＨｚとした。

定義（a）のノーマルモード特性に対しては（Ａ）で示すように低周波（５０Ｈｚ/６０Ｈｚ）では高いインピーダンスを実現しつつ、定義(b)のコモンモード特性に対しては（Ｂ）の１０ｋＨｚでは直列共振により低インピーダンスとする。さらに（Ｃ）で示すようにインダクタ２０２とコンデンサ２０３の並列共振周波数を１０ｋＨｚ以上、１５０ｋＨｚ未満となるようコンデンサ２０３を選ぶことにより定義（b）のコモンモード特性に対して１５０ｋＨｚ以上で低インピーダンス化を実現できる。

以上のことから、本実施例に示す構成によれば、ＥＭＣ伝導ノイズ規制に適合するため電源線ノイズを低減しつつ、漏れ電流規制に適合するため漏れ電流を低減する医療装置を提供することができる。

図５に第二の実施例における反共振によるノイズを抑制するノイズフィルタの構成を示す。すなわち、本実施例の共振型のフィルタにおけるインダクタ２０２（Ｌｐ）とコンデンサ２０３（Ｃｐ）による共振の鋭さを表すクオリティ・ファクター即ちＱ値を制御する方法を提供する。

上述したように、インダクタＬｐとコンデンサＣｐによる並列共振周波数はコンバータのスイッチング周波数以上、ＥＭＣ伝導ノイズ規制開始周波数（１５０ｋＨｚ）未満とする点が重要だが、並列共振周波数付近ではコンバータノイズがバイパスされず、電源側への伝播量が大きくなる。

１５０ｋＨｚ未満はＥＭＣ規制の観点ではノイズ抑制が不要であるが、装置内ノイズ干渉や装置の設置環境によっては並列共振による対地インピーダンスの増大が問題になり得る。その場合、図５（ａ）、図５（ｂ）に示すように抵抗５０１（Ｒ）を、インダクタ２０２に対して並列に接続するか、あるいは直列に接続するかして挿入することで、上記並列共振のＱ値を下げ、これにより対地インピーダンスを低減できる。

抵抗の値は並列共振における対地インピーダンスが所望の値以下になるよう値を設定する。これにより、インダクタＬｐとコンデンサＣｐの並列共振周波数のインピーダンスを下げることができ、伝導ノイズを低減できる。

図６に電源線の相毎に共振回路を形成するノイズフィルタの構成を示す。これにより、相間のインピーダンスも共振特性をもつようになる。実施例１や２の形態は電源線各相の相間がコンデンサ２０１（Ｃｙ）で接続されており、これが相間に発生するノーマルモードノイズを抑制する効果があるが、一相だけ対地間のノイズが生じた場合に他の相へ伝播する経路となり得る。

これらノイズ源は装置の構成や実装状態によって異なるため機種に合わせた構成をとることが望ましいが、何れかの相に独立した対地ノイズが存在する場合は図６のように各相の電源線にインダクタとキャパシタを並列接続したフィルタを設けた構成とすることで相間のインピーダンスを上げることが出来、相間のノイズ伝播を抑制することができる。

また、この構成においてもコンデンサＣｙとインダクタＬｐの直列共振周波数をコンバータ等のノイズ源のスイッチング周波数に、コンデンサＣｐとインダクタＬｐの並列共振周波数を上記ノイズ源のスイッチング周波数より大きくし、且つＥＭＣ規制周波数１５０ｋＨｚより小さくすることで、ＥＭＣ伝導ノイズ規制に適合するため電源線ノイズを低減しつつ、漏れ電流規制に適合するため漏れ電流を低減できる。

図７にフェライトコアなど磁性体による誘導結合を用いたノイズフィルタの構成を示す。本構成では電源３相線それぞれに接続されたインダクタ２０２（Ｌｐ）を各相の電流が生成する磁界が互いに同相で結合するように磁性体を用いて誘導結合させることにより、各相のインダクタ２０２に流れる電流のうち同相（コモンモード）成分にのみインダクタンスを発生させる。

これによりコモンモード成分に対してのみコンデンサ２０１（Ｃｙ）とインダクタ２０２による共振を発生させることができ、コモンモード成分以外の成分（ノーマルモード成分）に対してインダクタンスは発生せず、相間および対地のコンデンサとして機能する。

本構成は共振によりＧＮＤへバイパスしたいノイズ成分がコモンモードと特定できている場合に有効である。本構成では、各相へインダクタ素子を追加する必要が無く、３相一括でフェライトなどの磁性体を用いてインダクタを形成できることから部品点数を削減することができる。

本実施例に示す構成によれば、ＥＭＣ伝導ノイズ規制に適合するため電源線ノイズを低減しつつ、漏れ電流規制に適合するため漏れ電流を低減する医療装置を提供することができる。

図８はインダクタＬｐの具体的な実現方法を例示したものである。図８（ａ）はコイル部品を用いた例である。インダクタやコンデンサの実装方法に制限はないが、同図に示すように共振回路を実装する基板を別途設けることによって異なる装置間で基板と部品の共用ができる。

図８（ｂ）はフェライトなどの磁性体を用いてインダクタＬｐを実現する実装方法の例である。トロイダル形状の磁性体に配線を巻きつけインダクタンスを実現する方式とすることで、インダクタＬｐの値を変更することが容易となり、共振周波数の調整が装置組立後にも容易にできるという利点がある。

図８（ｃ）はインダクタＬｐを基板配線によって実現した例である。配線を用いたスパイラルインダクタを用いることで部品点数と共にコストを削減できる。また、スパイラルインダクタの配線間容量を合わせて設計し、コンデンサＣｐを部品としてではなく配線間容量で実現すれば部品点数をさらに削減できる。

図９にフィルタ素子の値を動的に変更する実施例の構成を示す。本実施例の要点はノイズ源（コンバータなど）のスイッチング周波数をフィルタの共振回路と合わせることにあるが、ノイズ源のスイッチング周波数が装置の状態や動作に応じて変化する場合がある。

そのような場合、スイッチング周波数の信号を出力する制御ブロックから共振フィルタ回路へスイッチング周波数を示す信号を信号線を介して送信し、フィルタはスイッチング周波数に共振周波数が合うようにインダクタＬｐやコンデンサＣｙやＣｐの値を変化させることで変化するスイッチング周波数に合わせてノイズ電流をＧＮＤにバイパスできる。

可変コンデンサやバリキャップという部品を用いる、または複数のコンデンサの直並列を切り替える構成としてもよい。可変インダクタも複数部品の接続を切り替えるか、トランジスタなどを用いた等価インダクタを用いる構成としても良い。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

101 電源
102 フィルタ
103 コンバータ
104 スリップリング
105 インバータ
106 アース線
107 装置GND
201 コンデンサ
202 インダクタ
203 コンデンサ
501 抵抗
701 誘導結合
801 コイル
802 コンデンサ
803 基板
804 磁性体
805 基板配線

Claims

交流電源と、
前記交流電源に接続された高電圧用スイッチング素子を有する電力変換部とを備え、前記電力変換部で生成した高電圧をＸ線管に供給してＸ線を発生させる医療装置であって、
前記交流電源と前記電力変換部とを接続する電源線と、装置ＧＮＤとの間に設けられた直列共振用コンデンサと、
前記直列共振用コンデンサのＧＮＤ側端子と、前記装置ＧＮＤと、の間に前記直列共振用コンデンサと直列に接続されるように設けられた共振用インダクタと、
前記共振用インダクタと並列に接続されるように設けられた高周波ノイズバイパス用コンデンサと、を備え、
前記直列共振用コンデンサと前記共振用インダクタの共振周波数は前記電力変換部のスイッチング周波数に合わせるように設定され、
また、前記共振用インダクタと前記高周波ノイズバイパス用コンデンサの並列共振周波数は前記スイッチング周波数と医療機器の伝導ノイズ規制開始周波数との間の値に設定されたことを特徴とする医療装置。
請求項１に記載の医療装置であって、
前記共振用インダクタと直列に接続された抵抗または損失成分を備えることを特徴とする医療装置。
請求項１に記載の医療装置であって、
前記高周波ノイズバイパス用コンデンサと直列に接続された抵抗または損失成分を備えることを特徴とする医療装置。
請求項１に記載の医療装置であって、
前記交流電源は、３相交流電源であり、
前記３相交流電源の各相の配線と前記装置ＧＮＤ間のそれぞれに前記共振用インダクタと前記直列共振用コンデンサとが直列に接続されるように設け、また前記共振用インダクタのそれぞれに、前記高周波ノイズバイパス用コンデンサが並列に接続されるように設けたことを特徴とする医療装置。
請求項１に記載の医療装置であって、
前記共振用インダクタは、磁性体で構成されたことを特徴とする医療装置。
請求項１に記載の医療装置であって、
前記共振用インダクタと前記直列共振用コンデンサと前記高周波ノイズバイパス用コンデンサは、前記電力変換部の交流電圧から直流電圧を生成するための電力変換器用基板に実装され、前記電力変換器用基板には電源接続用端子とＧＮＤ接続用端子を備えることを特徴とする医療装置。
請求項１に記載の医療装置であって、
前記共振用インダクタと前記直列共振用コンデンサと前記高周波ノイズバイパス用コンデンサは、ノイズフィルタ専用基板に実装され、前記ノイズフィルタ専用基板には電源接続用端子とＧＮＤ接続用端子を備えることを特徴とする医療装置。
請求項６または７に記載の医療装置であって、
前記共振用インダクタは、スパイラル状の配線で形成されるインダクタであることを特徴とする医療装置。
請求項１に記載の医療装置であって、
前記共振用インダクタまたは前記直列共振用コンデンサまたは高周波ノイズバイパス用コンデンサは、外部信号または手動切り替え器によってその値を変更できる可変素子または複数素子による構成とし、
前記電力変換部のスイッチング周波数を制御する制御ブロックを備え、
前記制御ブロックと前記可変素子または複数素子とが接続されていることを特徴とする医療装置。