JP6287715B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子を有する電力変換回路に電気的に接続された回転機に適用され、前記スイッチング素子の操作によって前記回転機の制御量をその目標値に制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、回転機の制御量（トルク）をその目標値に制御するために、電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相と、出力電圧ベクトルの振幅（ノルム）とを操作するものが知られている。詳しくは、この制御装置は、出力電圧ベクトルの振幅に基づく制御量の制御と、出力電圧ベクトルの位相に基づく制御量の制御とを行う。

特開２０１２−２３９４３号公報

ところで、出力電圧ベクトルの振幅の取り得る最大値は、回転機に電圧を印加する電力変換回路の入力電圧に応じて定まるため、出力電圧ベクトルの振幅には上限値が存在する。ここで、振幅に基づく制御量の制御により、振幅がその上限値に到達するいわゆる電圧飽和が生じる時、回転機の制御量が大きく変動し得る。この場合、制御量の制御精度が低下し、制御が不安定となる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧飽和が生じる時における制御量の制御性の低下を好適に抑制できる回転機の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成すべく、本発明は、スイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＷｎ）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転機（１０）に適用され、前記回転機の制御量をその目標値にフィードバック制御するための操作量として、前記回転機の回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記位相に準じた成分である位相操作量を設定する位相設定手段（３０ｅ；３０ｋ）と、前記回転機に流れる電流を前記目標値に応じた指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記出力電圧ベクトルの振幅、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記振幅に準じた成分である振幅操作量を設定する振幅設定手段（３２ｇ；３２ｉ）と、前記制御量を前記目標値に制御すべく、前記位相設定手段によって設定された位相操作量と、前記振幅設定手段によって設定された振幅操作量とに基づき、前記スイッチング素子を操作する操作手段（３０ｊ）と、前記電力変換回路から前記回転機へと出力される電圧の基本波成分と前記電力変換回路の入力電圧とによって定まる変調率がその上限値に到達する前に、前記振幅設定手段による前記指令電流に対する前記回転機に流れる電流の応答性を前記変調率に応じて予め低下させる振幅応答低下手段（３４ｃ；３６ｂ）とを備えることを特徴とする。

振幅設定手段による指令電流に対する回転機に流れる電流の応答性が高く設定された状態で、変調率が上昇してその上限値に到達するいわゆる電圧飽和が生じる時に制御量が大きく変動する。これは、振幅設定手段による上記応答性が高いことにより、変調率が上限値に到達する直前の出力電圧ベクトルの振幅の増大速度（傾き）が高くなることに起因する。そこで上記発明では、変調率がその上限値に到達する前に、振幅設定手段による指令電流に対する回転機に流れる電流の応答性を変調率に応じて予め低下させる。これにより、変調率が上限値に到達する時に制御量が大きく変動することを回避できる。ここで、振幅応答低下手段としては、具体的には、振幅設定手段による指令電流に対する回転機に流れる電流の応答性を、第１範囲よりも第２範囲において低下させるものを採用することができる。これにより、変調率が上限値に近づくと、出力電圧ベクトルの振幅の増大速度が低くなり、変調率が上限値に到達する時に制御量が大きく変動することを好適に回避できる。

さらに、振幅設定手段による上記応答性を第２範囲において低下させる場合に、位相設定手段による制御量の応答性を第１範囲よりも第２範囲において低下させない。このため、制御量の応答性を極力維持することができる。このように、変調率が上限値に対して余裕がある第１範囲において制御量の制御性を高く維持できるとともに、変調率が上限値に到達する時における制御量の制御性の低下を好適に抑制することができる。

第１実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 モータ制御のブロック図。 電圧位相とトルクとの関係を示す特性図。 λ軸を説明するための図。 ｄ軸とλ軸とのなす角度の算出手法を示す図。 λ軸を説明するための図。 λ軸電流の算出手法を示す図。 ゲイン設定部及び応答性設定部のブロック図。 回転速度，電圧位相と比例ゲインとの関係を示す図。 回転速度，電圧位相とトルクとの関係を示す図。 変調率と応答性との関係を示す図。 振幅制御の応答性を可変とした効果を示す図。 振幅制御の応答性を可変とした効果を示す図。 第２実施形態にかかるモータ制御のブロック図。 振幅制御の応答性を可変とした効果を示す図。 振幅制御の応答性を可変とした効果を示す図。 第３実施形態にかかる変調率と応答性との関係を示す図。 振幅制御の応答性を可変とした効果を示す図。 第４実施形態にかかるｄｑ座標系とｐｌ座標系との関係を示す図。 モータ制御のブロック図。 その他の実施形態にかかる変調率と応答性との関係を示す図。 振幅制御の応答性を可変とした効果を示す図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機として回転機を備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、「電力変換回路」としてのインバータ２０、及びモータジェネレータ１０を制御対象とする制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に連結されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、突極機であるＩＰＭＳＭを用いている。

モータジェネレータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源としてのバッテリ２２に接続されている。バッテリ２２の出力電圧は、例えば百Ｖ以上である。なお、バッテリ２２及びインバータ２０の間には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２４が設けられている。

インバータ２０は、上アーム側のスイッチング素子ＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アーム側のスイッチング素子ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。詳しくは、インバータ２０は、上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子との直列接続体を３組備えている。上アーム側のスイッチング素子ＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アーム側のスイッチング素子ＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの接続点は、モータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相に接続されている。ちなみに、本実施形態では、上記スイッチング素子ＳＵｐ〜ＳＷｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用い、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、スイッチング素子ＳＵｐ〜ＳＷｎには、フリーホイールダイオードＤＵｐ〜ＤＷｎが逆並列に接続されている。

モータ制御システムは、さらに、モータジェネレータ１０のＶ相に流れる電流を検出するＶ相電流センサ４２Ｖ、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流センサ４２Ｗ、インバータ２０の入力電圧（バッテリ２２から出力される直流電圧）を検出する電圧センサ４４、及びモータジェネレータ１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角センサ４６（例えばレゾルバ）を備えている。

制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ１０のトルクに関する制御量（本実施形態ではトルク）をその目標値（以下、目標トルクＴｒｑ＊）にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、制御装置３０は、インバータ２０を構成するスイッチング素子ＳＵｐ〜ＳＷｎをオンオフ操作すべく、上記各種センサの検出値に基づき、操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成し、生成された操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを駆動回路ＤｒＵｐ〜ＤｒＷｎ（ゲート駆動回路）に対して出力する。ここで、上アーム側の操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｎと、対応する下アーム側の操作信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アーム側のスイッチング素子ＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、対応する下アーム側のスイッチング素子ＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとは、交互にオン状態とされる。なお、目標トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。

続いて、図２を用いて、制御装置３０によって実行されるモータジェネレータ１０のトルク制御について説明する。この制御は、位相制御と、振幅制御とを含むものである。

まず、位相制御について説明する。２相変換部３０ａは、Ｖ相電流センサ４２Ｖによって検出されたＶ相電流ＩＶ、Ｗ相電流センサ４２Ｗによって検出されたＷ相電流ＩＷ、及び回転角センサ４６によって検出された電気角θに基づき、３相固定座標系におけるＵ相電流ＩＵ，Ｖ相電流ＩＶ，Ｗ相電流ＩＷを２相回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。なお、Ｕ相電流ＩＵは、キルヒホッフの法則に基づき、Ｖ相電流ＩＶ及びＷ相電流ＩＷから算出すればよい。

トルク推定器３０ｂは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づき、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅを算出する。ここで、推定トルクＴｅは、ｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、モデル式を用いて算出してもよい。なお、本実施形態において、トルク推定器３０ｂが「トルク推定手段」に相当する。

フィルタ３０ｃは、トルク推定器３０ｂによって算出された推定トルクＴｅから高周波成分を除去する。本実施形態において、フィルタ３０ｃは、ローパスフィルタとして構成されている。トルク偏差算出部３０ｄは、目標トルクＴｒｑ＊から、高周波成分が除去された推定トルクＴｅを減算することでトルク偏差ΔＴを算出する。

位相設定部３０ｅ（「位相設定手段」に相当）は、トルク偏差算出部３０ｄによって算出されたトルク偏差ΔＴに基づき、推定トルクＴｅを目標トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、位相操作量としての電圧位相φを算出する。詳しくは、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によって電圧位相φを算出する。より具体的には、トルク偏差ΔＴを入力とした比例制御器の出力値「Ｋｐφ×ΔＴ」と、トルク偏差ΔＴを入力とした積分制御器の出力値「Ｋｉφ×∫（ΔＴ×ｄｔ）」との加算値として電圧位相φを算出する。ここで、「Ｋｐφ」は位相制御における比例ゲインを示し、「Ｋｉφ」は位相制御における積分ゲインを示す。本実施形態において、電圧位相φは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向（ｄ軸の正方向からｑ軸の正方向へと回転する方向）が正方向として定義されている。このため、目標トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが不足する場合には、図３に示すように電圧位相φを増大（進角）させ、目標トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが過剰となる場合には、電圧位相φを減少（遅角）させるようにする。なお、図３には、トルクがモータジェネレータ１０の回転速度（電気角速度）にも依存することを併せて示した。

続いて、振幅制御について説明する。図２に示すように、指令電圧設定部３０ｆは、目標トルクＴｒｑ＊を入力として、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」を算出する。ここで、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」とは、２相回転座標系におけるインバータ２０の出力電圧ベクトルの振幅指令値（以下、電圧振幅Ｖｎ）を電気角速度ωで除算した値のことである。なお、電圧振幅Ｖｎは、上記出力電圧ベクトルのｄ軸成分Ｖｄの２乗値及びｑ軸成分Ｖｑの２乗値の和の平方根として定義される。本実施形態において、規格化電圧振幅は、目標トルクＴｒｑ＊及び規格化電圧振幅が関係付けられたマップを用いて算出される。

速度算出部３０ｇは、回転角センサ４６によって検出された電気角θに基づき、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを算出する。速度乗算部３０ｈは、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」に電気角速度ωを乗算することで、電圧振幅Ｖｎを算出する。電圧振幅Ｖｎは、モータジェネレータ１０のトルクを目標トルクＴｒｑ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。

補正部３０ｉは、速度乗算部３０ｈから出力された電圧振幅Ｖｎに、補正量算出部３２によって算出された振幅補正量ΔＶを加算することで、電圧振幅Ｖｎを補正する。なお、補正量算出部３２については、後に詳述する。

操作信号生成部３０ｊ（「操作手段」に相当）は、補正部３０ｉから出力された電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」、位相設定部３０ｅから出力された電圧位相φ、及び電圧センサ４４によって検出された入力電圧ＶＩＮＶに基づき、操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成して駆動回路ＤｒＵｐ〜ＤｒＷｎに出力する。本実施形態では、操作信号を以下のように生成する。

操作信号生成部３０ｊは、まず、位相が電気角で互いに１２０度ずつずれた正弦波の３相指令電圧を算出する。そして、算出した３相指令電圧とキャリア信号（例えば三角波信号）との大小比較に基づく三角波比較ＰＷＭ制御によって操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成する。

ちなみに、本実施形態では、変調率Ｍｒが第１の規定値Ｍ１（例えば１．１５）を超える過変調領域の場合、上述したトルク制御（過変調制御）が行われる。本実施形態において、変調率Ｍｒとは、入力電圧ＶＩＮＶで電圧振幅Ｖｎを規格化した値のことである。より具体的には、変調率Ｍｒとは、入力電圧ＶＩＮＶの「１／２」で電圧振幅Ｖｎを除算した値を、「√（１．５）」で除算した値のことである。過変調領域においてインバータ２０出力電圧（具体的には、線間電圧）に含まれる基本波成分の振幅又は実効値は、インバータ２０の出力電圧を正弦波とする場合にインバータ２０の出力電圧に含まれる基本波成分の振幅又は実効値よりも大きくなる。特に、変調率Ｍｒが第１の規定値Ｍ１よりも高い第２の規定値Ｍ２（例えば１．２７であり、「上限値」に相当）となる場合、矩形波制御（１パルス制御）が行われる。矩形波制御が行われる場合、パルスパターンとして、電気角θの１周期において上アーム側のスイッチング素子をオン状態とする期間と下アーム側のスイッチング素子をオン状態する期間とが１回ずつとされるパルスパターン（１パルス波形）が選択される。変調率Ｍｒが第２の規定値Ｍ２よりも大きくなる場合にも矩形波制御が行われる。一方、変調率Ｍｒが第１の規定値Ｍ１以下となる場合、インバータ２０の出力電圧を電気角速度ωの正弦波とする正弦波ＰＷＭ制御が行われる。

続いて、図４〜図６を用いて、補正量算出部３２の設計手法について説明する。

永久磁石同期機の電圧方程式は、下式（ｅｑ１）で表される。

上式（ｅｑ１）において、「ｐ」は微分演算子を示し、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「ψ」は永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値を示す。上式（ｅｑ１）において、モータジェネレータ１０の回転速度が一定となる定常状態を想定し、過渡現象を無視するとの条件を課すと、「ｐ＝０」となる。また、上式（ｅｑ１）に、モータジェネレータ１０の回転速度が十分高く、「Ｒ＜＜ω・Ｌｄ」，「Ｒ＜＜ω・Ｌｑ」の関係が成立するとの条件を課す。以上から、上式（ｅｑ１）は下式（ｅｑ２）のように表される。

ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑと、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎとの関係は、下式（ｅｑ３）で表される。

ここで、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合における電圧方程式は、上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いると、下式（ｅｑ４）で表される。

上式（ｅｑ４）から上式（ｅｑ２）を減算すると、下式（ｅｑ５）が導かれる。

上式（ｅｑ５）において、右辺の「Ｉｄφ−Ｉｄ」がｄ軸電流変化量ΔＩｄφであり、「Ｉｑφ−Ｉｑ」がｑ軸電流変化量ΔＩｑφである。上式（ｅｑ５）を各電流変化量ΔＩｄφ，ΔＩｑφについて解くと、下式（ｅｑ６）が導かれる。

図４に、ｄｑ座標系における電圧ベクトルＶｎｖｔ及び電流ベクトルＩｎｖｔを示す。ここで、電流ベクトルは、ｄ軸電流の２乗値及びｑ軸電流の２乗値の和の平方根として定義される。図４には、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩφ」にて示した。また、電圧振幅が微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩｖｎ」にて示した。この電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を拡大した図を図５として示す。上式（ｅｑ６）より、電圧位相φが微小変化した場合において、ｄ軸に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向αは、下式（ｅｑ７）で表される。

上式（ｅｑ７）のアークタンジェント演算により、例えば、変化方向αを「−π〜＋π」の間で算出することができる。特に本実施形態では、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が正の値となる場合、変化方向αを「π／２」として算出する。一方、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が負の値となる場合、変化方向αを「−π／２」として算出する。ここで、図６には、電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向と直交する方向に延びる座標軸をλ軸として示している。電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルの変化分ΔＩｖｎのうち、λ軸成分（すなわち、上記変化分ΔＩｖｎをλ軸に写像した成分）は、電圧位相φの変化の影響を受けない電流である。本実施形態では、この電流をλ軸電流Ｉλとして振幅補正量ΔＶの算出に用いる。λ軸電流Ｉλを用いることにより、振幅制御と位相制御との干渉を抑制することができる。ここで、λ軸を設定するために必要なパラメータであるｄ軸とλ軸とのなす角度λは、下式（ｅｑ８）で表される。

以上を踏まえ、先の図２に戻り、補正量算出部３２について説明する。

λ軸設定部３２ａは、ｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、位相設定部３０ｅから出力された電圧位相φとに基づき、上式（ｅｑ８）を元に、ｄ軸とλ軸とのなす角度λを算出する。λ軸設定部３２ａは、ｄｑ座標系において、電圧位相φの変化に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化が非干渉化された非干渉化座標軸（λ軸）を設定する非干渉化軸設定手段に相当する。λ軸設定部３２ａにおいて設定されるλ軸は、モータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化する。

指令電流設定部３２ｂは、目標トルクＴｒｑ＊に基づき、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、目標トルクＴｒｑ＊を実現可能な値に設定されている。本実施形態では、最小電流最大トルク制御を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として設定する。なお、最小電流最大トルク制御については、例えば「埋込磁石同期モータの設計と制御：武田洋次ら、外３名、オーム社、平成１８年４月２０日、第１版」の２３ページに記載されている。

λ軸指令電流算出部３２ｃは、指令電流設定部３２ｂから出力された各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づき、下式（ｅｑ９）を元に、λ軸指令電流Ｉλ＊を算出する（図７参照）。

ここで、図７には、現在の指令電流ベクトルを「Ｉｎ＊」にて示し、現在の電流ベクトルを「Ｉｎｖｔ」にて示した。

λ軸実電流算出部３２ｄ（「非干渉化電流算出手段」に相当）は、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づき、下式（ｅｑ１０）を元に、λ軸電流Ｉλｒを算出する（図７参照）。

λ軸がモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って変化するため、λ軸電流Ｉλｒ及びλ軸指令電流Ｉλ＊もモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化することとなる。

フィルタ３２ｅは、λ軸実電流算出部３２ｄによって算出されたλ軸電流Ｉλｒから高周波成分を除去する。本実施形態において、フィルタ３２ｅは、ローパスフィルタとして構成されている。

電流偏差算出部３２ｆは、高周波成分が除去されたλ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊から減算することで電流偏差ΔＩλを算出する。振幅補正量算出部３２ｇ（「振幅設定手段」に相当）は、電流偏差ΔＩλに基づき、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量（換言すれば、推定トルクＴｅを目標トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量）として、振幅操作量としての振幅補正量ΔＶを算出する。詳しくは、電流偏差ΔＩλを入力とする比例積分制御によって振幅補正量ΔＶを算出する。より具体的には、下式（ｅｑ１１）に示すように、電流偏差ΔＩλを入力とした比例制御器の出力値と、電流偏差ΔＩλを入力とした積分制御器の出力値との加算値として振幅補正量ΔＶを算出する。

上式（ｅｑ１１）において、「Ｋｐλ」は振幅制御における比例ゲインを示し、「Ｋｉλ」は振幅制御における積分ゲインを示す。

以上説明したように、本実施形態によれば、振幅補正量算出部３２ｇ及び位相設定部３０ｅにおける比例ゲインＫｐλ及び積分ゲインＫｉλを増大できる。このため、振幅制御によるフィードバック制御の応答性を位相制御によるフィードバック制御の応答性と同等レベルまで向上させることができる。これにより、外乱が発生したり、過渡状態となったりする場合であっても、高いトルク制御性と高い電流制御性との双方を維持することができる。また、本実施形態によれば、指令電圧設定部３０ｆにおけるマップの精度が低い場合等、振幅制御におけるフィードフォワード制御が不適切な場合であっても、高いトルク制御性と高い電流制御性との双方を維持することができる。

続いて、図８を用いて、振幅制御及び位相制御におけるフィードバックゲインの可変手法について説明する。

本実施形態では、図８に示すように、補正量算出部３２は、振幅ゲイン設定部３４ａ（「振幅ゲイン設定手段」に相当）と、位相ゲイン設定部３４ｂ（「位相ゲイン設定手段」に相当）と、応答性設定部３４ｃ（「振幅応答低下手段」に相当）とをさらに備えている。振幅ゲイン設定部３４ａにより、振幅補正量算出部３２ｇで用いる比例ゲインＫｐλ及び積分ゲインＫｉλを可変設定する。また、位相ゲイン設定部３４ｂにより、位相設定部３０ｅで用いる比例ゲインＫｐφ及び積分ゲインＫｉφを可変設定する。こうした設定は、モータジェネレータ１０の駆動状態が変化する場合であっても、振幅制御及び位相制御のそれぞれにおけるフィードバック制御の応答性を高く維持するためになされる。以下、ゲインの設定手法について説明する。

まず、振幅補正量算出部３２ｇで用いるゲインについて説明する。

電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合における電圧方程式は、上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いると、下式（ｅｑ１２）で表される。

上式（ｅｑ１２）から上式（ｅｑ２）を減算すると、下式（ｅｑ１３）が導かれる。

上式（ｅｑ１３）において、「Ｉｄｖ−Ｉｄ」がｄ軸電流変化量ΔＩｄｖであり、「Ｉｑｖ−Ｉｑ」がｑ軸電流変化量ΔＩｑｖである。上式（ｅｑ１３）を各電流変化量ΔＩｄｖ，ΔＩｑｖについて解くと、下式（ｅｑ１４）が導かれる。

ｄｑ座標系をその原点０を中心に時計周りにλだけ回転させた座標系をλｏ座標系とする。この座標系における各電流変化量ΔＩλ，ΔＩｏは、上式（ｅｑ１４）に元にすると、下式（ｅｑ１５）で表すことができる。

上式（ｅｑ１５）の「λ」は上式（ｅｑ８）で表される。このため、比例ゲインＫｐλは、図９のように、電圧位相φと回転速度（電気角速度ω）と応じて変化する。ゲイン特性が変化するにもかかわらず、比例ゲインや積分ゲインを一定にしてフィードバック制御を行うと、モータジェネレータ１０の駆動状態によって応答性が異なる。このため、応答性が相対的に低下する駆動状態が発生し得る。したがって、モータジェネレータ１０の全ての駆動領域において振幅制御の応答性を向上させるためには、駆動状態に合わせて、フィードバック制御で用いるゲインを可変設定することが要求される。本実施形態では、駆動状態にかかわらず振幅制御におけるフィードバック制御の応答性を一定に維持すべく、振幅ゲイン設定部３４ａは、電圧位相φ及び電気角速度ωに基づき、比例ゲインＫｐλ及び積分ゲインＫｉλを可変設定する。具体的には、電気角速度ωが高かったり、電圧位相φが進角側であったりするほど、各ゲインＫｐλ，Ｋｉλを大きく設定する。

なお、振幅制御において上記応答性を一定に維持するとは、例えば、先の図２の構成から指令電圧設定部３０ｆ及び速度乗算部３０ｈを除去した状態で、λ軸指令電流Ｉλ＊をステップ状に変化させた場合におけるλ軸電流Ｉλｒについての時定数を目標時間に維持することをいう。また、上記各ゲインＫｐλ，Ｋｉλは、例えば、以下のように算出すればよい。詳しくは、比例ゲインを例にして説明すると、図９に示したゲインの逆数を修正ゲインとしてマップ化しておく。そして、別途設定された基本ゲインに修正ゲインを乗算することで、比例ゲインを設定する。

続いて、位相設定部３０ｅで用いるゲインについて説明する。

定常状態を想定し、また電機子巻線抵抗Ｒの影響を無視した上式（ｅｑ２）をｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑについて解くと、下式（ｅｑ１６）が導かれる。

一方、モータジェネレータ１０のトルクτは、極対数を「Ｐｎ」とすると、下式（ｅｑ１７）で表される。

上式（ｅｑ１６），（ｅｑ１７），（ｅｑ３）から、電圧位相φとトルクτとの関係式が下式（ｅｑ１８）として導かれる。

上式（ｅｑ１８）によれば、図１０に示すように、トルクτは、電圧振幅Ｖｎ、電圧位相φ及び電気角速度ωに応じて変化する。したがって、モータジェネレータ１０の全ての駆動領域において位相制御の応答性を向上させるためには、駆動状態に合わせて、フィードバック制御で用いるゲインを可変設定することが要求される。本実施形態では、駆動状態にかかわらず位相制御の応答性を一定に維持すべく、位相ゲイン設定部３４ｂは、電圧位相φ、電気角速度ω及び電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」に基づき、比例ゲインＫｐφ及び積分ゲインＫｉφを可変設定する。具体的には、電気角速度ωが高かったり、電圧位相φが遅角側であったり、電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」が小さかったりするほど、各ゲインＫｐφ，Ｋｉφを大きく設定する。

なお、位相制御において上記応答性を一定に維持するとは、例えば、目標トルクＴｒｑ＊をステップ状に変化させた場合における推定トルクＴｅについての時定数を目標時間に維持することをいう。また、上記各ゲインＫｐφ，Ｋｉφは、例えば、以下のように算出すればよい。詳しくは、図１０に示したモータジェネレータ１０の各駆動条件における電圧位相φに対するトルクτの傾きを修正ゲインとしてマップ化しておく。そして、別途設定された基本ゲインに修正ゲインを乗算することで各ゲインＫｐφ，Ｋｉφを設定する。

フィードバック制御で用いるゲインを可変設定する上記構成によれば、モータジェネレータ１０の駆動状態にかかわらず、振幅制御及び位相制御のそれぞれの応答性を高く維持することができる。ただし、振幅制御の応答性を高くできるがゆえに、変調率Ｍｒが第２の規定値Ｍ２に到達するいわゆる電圧飽和が生じる時のトルク変動（トルクショック）が増大する。こうした問題に対処すべく、本実施形態では、応答性設定部３４ｃが備えられている。以下、図８及び図１１を用いて、応答性設定部３４ｃの処理について説明する。

応答性設定部３４ｃは、電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」及び入力電圧ＶＩＮＶに基づき、変調率Ｍｒを算出する。そして、算出した変調率Ｍｒに基づき、乗算係数Ｋｔを可変設定する。ここで、乗算係数Ｋｔは、振幅制御及び位相制御のうち、振幅制御のみのフィードバックゲインに乗算する係数である。本実施形態では、下式（ｅｑ１９）を用いて乗算係数Ｋｔを算出する。

上式（ｅｑ１９）において、「Ｍｂ」は、基準変調率を示す。本実施形態において、基準変調率Ｍｂは、第１の規定値Ｍ１よりも高くてかつ第２の規定値Ｍ２未満の値（１．２）に設定されている。また、本実施形態において、第１所定値Ｒｓ１は１に設定され、第２所定値Ｒｓ２は１未満の値（０．３）に設定されている。なお、本実施形態において、「０≦Ｍｒ＜Ｍｂ」が第１範囲に相当し、「Ｍｒ≧Ｍｂ」が第２範囲に相当する。

上式（ｅｑ１９）によれば、「Ｍｂ≦Ｍｒ≦Ｍ２」において乗算係数Ｋｔが単調減少する。また、「Ｍｒ＞Ｍ２」において乗算係数Ｋｔが０よりも高い値に設定されている。これは、変調率Ｍｒが過度に大きな値に設定された場合における制御安定性を確保するための設定である。

応答性設定部３４ｃによって設定された乗算係数Ｋｔは、振幅ゲイン設定部３４ａから出力される各ゲインＫｐλ，Ｋｉλに乗算される。そして、乗算係数Ｋｔが乗算された各ゲインＫｐλ，Ｋｉλを用いて、振幅補正量算出部３２ｇによって振幅補正量ΔＶが算出される。これにより、振幅制御の応答性を「０≦Ｍｒ＜Ｍｂ」よりも「Ｍｒ≧Ｍｂ」において低下させることができる。ちなみに、位相制御におけるフィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφには乗算係数Ｋｔが乗算されない。このため、上記構成によれば、「Ｍｂ≦Ｍｒ≦Ｍ２」において、変調率Ｍｒが高いほど、位相制御の応答性に対して、振幅制御の応答性を低下させることとなる。

続いて、図１２及び図１３を用いて、応答性設定部３４ｃを具備した効果について説明する。まず、図１２に、本実施形態と関連技術とのそれぞれについて、トルクステップ応答におけるトルク等の推移を示す。ここで関連技術とは、本実施形態から応答性設定部３４ｃを除去した構成のことである。なお、図１２において、本実施形態及び関連技術のそれぞれにおいて、縦軸スケールは互いに同一であり、横軸スケールも互いに同一である。

本実施形態では、目標トルクＴｒｑ＊の急変後、変調率Ｍｒが基準変調率Ｍｂ（１．２）を超えることによって振幅制御の応答性が低下させられる。このため、変調率Ｍｒが第２の規定値Ｍ２に漸近するに伴って、変調率Ｍｒ（電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」）の増大速度が低下する。これにより、電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」の増大速度が低い状態で電圧飽和させることができ、トルクショックを小さくすることができる。これに対し、関連技術では、振幅ゲイン設定部３４ａを備えることから、駆動状態にかかわらず振幅制御の応答性が一定とされる。このため、変調率Ｍｒが第２の規定値Ｍ２に漸近する場合であっても、電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」の増大速度が低下しない。これにより、電圧飽和が生じる時のトルクショックが増大する。

図１３に、本実施形態と関連技術とのそれぞれについて、トルクステップ応答におけるｄ，ｑ軸電流等の推移を示す。なお、図１３において、本実施形態及び関連技術のそれぞれにおいて、縦軸スケールは互いに同一であり、横軸スケールも互いに同一である。

本実施形態では、変調率Ｍｒが基準変調率Ｍｂを超えることによって振幅制御の応答性を低下させるため、電圧飽和が生じた時のｄ，ｑ軸電流の変動（電流ショック）を好適に抑制できる。これに対し、関連技術では、大きな電流ショックが発生することとなる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られる。

（１）「Ｍｒ＞Ｍｂ」における乗算係数Ｋｔ（＜１）を「０≦Ｍｒ≦Ｍｂ」における乗算係数Ｋｔよりも低下させた。このため、変調率Ｍｒが第２の規定値Ｍ２に対して余裕がある状況においてトルク制御性及び電流制御性を高く維持できるとともに、電圧飽和が生じる時におけるトルク制御性及び電流制御性の低下を好適に抑制することができる。特に本実施形態では、「Ｍｒ＞Ｍｂ」において変調率Ｍｒが高くなるほど乗算係数Ｋｔを低下させたことが、トルク制御性等を高く維持すること、及び電圧飽和時においてトルク制御性等の低下を抑制することの両立に大きく寄与している。

（２）λ軸電流Ｉλｒを用いた振幅制御を行った。この場合、振幅制御の応答性を高くできることから、電圧飽和が生じる時におけるトルクショックが大きくなりやすい。このため、トルクショックが大きくなりやすい本実施形態では、応答性設定部３４ｃを備えるメリットが大きい。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、振幅制御の応答性の低下手法を変更する。

図１４に、本実施形態にかかるトルク制御のブロック図を示す。なお、図１４において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

本実施形態において、制御装置３０は、振幅ゲイン設定部３４ａ及び位相ゲイン設定部３４ｂに加えて、ローパスフィルタ３６ａと、応答性設定部３６ｂとを備えている。ローパスフィルタ３６ａには、補正部３０ｉから出力された電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」が入力される。ローパスフィルタ３６ａにおいてローパスフィルタ処理が施された電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」は、操作信号生成部３０ｊに入力される。

本実施形態において、応答性設定部３６ｂは、上記第１実施形態の応答性設定部３４ｃと同じ手法で乗算係数Ｋｔを可変設定する。詳しくは、応答性設定部３６ｂは、ローパスフィルタ処理が施された電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」と、入力電圧ＶＩＮＶとに基づき、変調率Ｍｒを算出する。そして、算出した変調率Ｍｒに基づき、先の図１１に示したように乗算係数Ｋｔを設定する。

応答性設定部３６ｂによって設定された乗算係数Ｋｔは、ローパスフィルタ３６ａのカットオフ周波数ｆｃに乗算される。このため、「０≦Ｍｒ＜Ｍｂ」においてカットオフ周波数は「Ｒｓ１×ｆｃ＝ｆｃ」に設定される。また、「Ｍｂ≦Ｍｒ≦Ｍ２」において、変調率Ｍｒが高いほどカットオフ周波数が低く設定される。すなわち、「Ｍｂ≦Ｍｒ≦Ｍ２」において、変調率Ｍｒが高いほどカットオフ周波数が単調減少する。さらに、「Ｍｒ＞Ｍ２」においてカットオフ周波数が「Ｒｓ２×ｆｃ＝０．３ｆｃ」に設定される。カットオフ周波数は、ローパスフィルタ３６ａの時定数の逆数と正の相関を有することから、カットオフ周波数の低下によって時定数が大きくなる。これにより、振幅制御の応答性を「０≦Ｍｒ≦Ｍｂ」よりも「Ｍｒ＞Ｍｂ」において低下させることができる。

続いて、図１５及び図１６を用いて、ローパスフィルタ３６ａ及び応答性設定部３６ｂを具備した効果について説明する。まず、図１５に、本実施形態と関連技術とのそれぞれについて、トルクステップ応答におけるトルク等の推移を示す。なお、図１５は、先の図１２に対応している。図示されるように、本実施形態によれば、関連技術と比較してトルクショックを小さくできる。

図１６に、本実施形態と関連技術とのそれぞれについて、トルクステップ応答におけるｄ，ｑ軸電流等の推移を示す。なお、図１６は、先の図１３に対応している。図示されるように本実施形態によれば、関連技術と比較して電流ショックを小さくできる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１７に示すように、応答性設定部３４ｃにおける乗算係数Ｋｔの設定手法を変更する。詳しくは、変調率Ｍｒが基準変調率Ｍｂを超える範囲において、乗算係数Ｋｔを一律に第２所定値Ｒｓ２に設定する。

図１８に、本実施形態と関連技術とのそれぞれについて、トルクステップ応答におけるトルク等の推移を示す。なお、図１８は、先の図１２に対応している。図示されるように本実施形態によれば、関連技術と比較してトルクショックを小さくできる。なお、目標トルクＴｒｑ＊の急変後の時刻ｔ１において変調率Ｍｒの増大速度が大きく低下しているのは、乗算係数Ｋｔが１から０．３に大きく変更させられるためである。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることはできる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、補正量算出部の設計手法を変更する。詳しくは、極座標系ではなく、２軸直交座標系においてλ軸を導出する。

上式（ｅｑ１）において過渡現象を無視するとの条件を課すと、下式（ｅｑ２０）が導かれる。

上式（ｅｑ２０）において、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，ＶｑがΔＶｄ，ΔＶｑだけ微小変化した場合におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの微小変化量ΔＩｄ，ΔＩｑの関係から、下式（ｅｑ２１）が導かれる。

ここで、図１９に示すように、電圧ベクトルＶｎｖｔと平行な方向に原点０から延びるｌ軸と、電圧ベクトルＶｎｖｔと直交する方向に原点０から延びるｐ軸とからなる座標系をｐｌ座標系とする。ｐｌ座標系も、λ軸と同様に、モータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化する。ここで、ｄｑ座標系からｐｌ座標系に変換した電圧ベクトルＶｎｖｔと、ｐｌ座標系とは異なる上記λｏ座標系にｄｑ座標系から変換した電流ベクトルＩｎｖｔとの関係を導く。ｐｌ座標系は、原点０を中心にｄｑ座標系を反時計回りに角度η（＝φ―π／２）だけ回転させた座標系である。また、λｏ座標系は、原点０を中心にｄｑ座標系を反時計回りに角度λだけ回転させた座標系である。このため、ΔＶｄ，ΔＶｑに対応するｐ，ｌ軸におけるｐ，ｌ軸電圧の微小変化量をΔＶｐ，ΔＶｌとすると、上式（ｅｑ２１）から下式（ｅｑ２２）が導かれる。

上式（ｅｑ２２）を電流について解くと、下式（ｅｑ２３）が導かれる。

ここで、ΔＶｌを増減させることは、電圧ベクトルＶｎｖｔの振幅を増減させることに等しい。また、ΔＶｐを増減させることは、電圧ベクトルＶｎｖｔの位相を増減させることに等しい。このため、先の第１実施形態と同様に、トルクを制御するためにＶｐを制御し、電流を制御するためにＶｌを制御するにあたり、Ｖｐの変化の影響を受けずにｌ軸電圧Ｖｌだけ制御するには、上式（ｅｑ２３）の右辺において、「Ｒｃ−ω・Ｌｏλ＝０」となるような角度λを設定した上で、λ軸電流Ｉλを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御すればよい。または、Ｖｐの変化の影響を受けずにｌ軸電圧Ｖｌだけ制御するには、上式（ｅｑ２３）の右辺において、「Ｒｓ−ω・Ｌλ＝０」となるような角度λを設定した上で、ｏ軸電流Ｉｏを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御すればよい。

ここで、電気角速度ωが十分高いとすると、「Ｒｃ＜＜ω・Ｌｏλ」，「Ｒｓ＜＜ω・Ｌλ」が成立する。λ軸電流Ｉλを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御するには、「−ω・Ｌｏλ＝０」、すなわち「Ｌｏλ＝０」であればよい。このため、下式（ｅｑ２４）が導かれる。

一方、ｏ軸電流Ｉｏを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御するには、「−ω・Ｌλ＝０」、すなわち「Ｌλ＝０」であればよい。このため、下式（ｅｑ２５）が導かれる。

上式（ｅｑ２５）は、上式（ｅｑ２４）を「−π／２」だけ回転させたものであり、上式（ｅｑ２４）におけるλ軸は、上式（ｅｑ２５）におけるｏ軸と一致する。このため、ｌ軸電圧Ｖｌを制御するために、λ軸電流Ｉλを用いる場合と、ｏ軸電流Ｉｏを用いる場合とで、効果は同様である。こうした導かれた角度λは、振幅制御と位相制御との干渉を抑制できる上式（ｅｑ８）で表される角度と一致する。

図２０に、本実施形態にかかるトルク制御のブロック図を示す。なお、図２０において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

位相設定部３０ｋは、トルク偏差ΔＴに基づき、推定トルクＴｅを目標トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｐ軸電圧Ｖｐを算出する。詳しくは、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によってｐ軸電圧Ｖｐを算出する。ｐ軸電圧Ｖｐは、電圧ベクトルＶｎｖｔのｐ軸成分である位相操作量に相当し、電圧位相φに準じた電圧成分である。

指令電圧設定部３０ｌは、目標トルクＴｒｑ＊を入力として、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」を算出する。本実施形態において、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」とは、ｌ軸電圧Ｖｌを電気角速度ωで除算した値のことである。なお、規格化電圧振幅は、目標トルクＴｒｑ＊及び規格化電圧振幅が関係付けられたマップを用いて算出すればよい。

速度乗算部３０ｈは、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」に電気角速度ωを乗算することで、ｌ軸電圧Ｖｌを算出する。ｌ軸電圧Ｖｌは、モータジェネレータ１０のトルクを目標トルクＴｒｑ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。

補正量算出部３２を構成する振幅補正量算出部３２ｉは、電流偏差ΔＩλに基づき、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｌ軸電圧Ｖｌの補正量ΔＶｌを算出する。詳しくは、電流偏差ΔＩλを入力とする比例積分制御によって補正量ΔＶｌを算出する。補正量ΔＶｌは、電圧ベクトルＶｎｖｔのｌ軸成分である振幅操作量に相当し、電圧振幅Ｖｎに準じた電圧成分である。ここで、振幅補正量算出部３２ｉにおいて、フィードバック制御で用いられる比例，積分ゲインは、上記第１実施形態と同様に、振幅，位相ゲイン設定部３４ａ，３４ｂによって設定される。この際、応答性設定部３４ｃにより、上記第１実施形態と同様に、比例，積分ゲインに乗算係数Ｋｔが乗算される。

補正部３０ｉは、速度乗算部３０ｈから出力されたｌ軸電圧Ｖｌに、補正量算出部３２によって算出された補正量ΔＶｌを加算することで、ｌ軸電圧Ｖｌを補正する。

操作信号生成部３０ｍは、補正部３０ｉから出力されたｌ軸電圧「Ｖｌ＋ΔＶｌ」と、位相設定部３０ｋから出力されたｐ軸電圧Ｖｐと、入力電圧ＶＩＮＶとに基づき、操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成して駆動回路ＤｒＵｐ〜ＤｒＷｎに出力する。本実施形態では、操作信号を以下のように生成する。

操作信号生成部３０ｍは、補正部３０ｉから出力されたｌ軸電圧「Ｖｌ＋ΔＶｌ」を電圧ベクトルの振幅Ｖｎとして設定する。また、操作信号生成部３０ｍは、「φ＝η＋π／２」の関係に基づき、電圧位相φを設定する。ここで、本実施形態では、ｄ軸とｐ軸とのなす角度ηの算出値のノイズ成分を除去すべく、上記角度ηにローパスフィルタ処理を施している。このため、電圧位相φを下式（ｅｑ２６）によって設定する。

上式（ｅｑ２６）において、右辺第１項は、前回の処理周期から今回の処理周期までの期間におけるｄ軸とｐ軸とのなす角度ηの変化分に対応する。上式（ｅｑ２６）の右辺第２項の角度ηは、次回の処理周期における電圧位相φの算出のために、処理周期毎に、現在の処理周期で算出された電圧位相φから「π／２」減算した値に更新される。すなわち、上式（ｅｑ２６）の右辺第２項の角度ηとして、前回更新された角度ηが用いられる。操作信号生成部３０ｍは、設定された電圧振幅Ｖｎ及び電圧位相φに基づき、３相指令電圧を算出し、算出した３相指令電圧とキャリア信号との大小比較に基づく正弦波ＰＷＭ制御によって操作信号ｇ￥＃を生成する。

ちなみに、本実施形態において、補正量算出部３２を構成するλ軸設定部３２ｈは、位相設定部３０ｋから出力されたｐ軸電圧Ｖｐと、補正部３０ｉから出力されたｌ軸電圧「Ｖｌ＋ΔＶｌ」とに基づき、ｄ軸とλ軸とのなす角度λを算出する。詳しくは、まず、ｐ，ｌ軸電圧を入力として、上式（ｅｑ２６）に基づき電圧位相φを算出する。そして、算出された電圧位相φを入力として、上式（ｅｑ２４）に基づき上記角度λを算出する。

以上説明したトルク制御は、操作量としての電圧がｐｌ座標系で操作されるものであり、また、制御量として、推定トルクＴｅとλ軸電流Ｉλｒとを有するものである。以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１実施形態において、電気角速度ω又は電圧位相φのいずれか一方に基づき、振幅補正量算出部３２ｇで用いる各フィードバックゲインＫｐλ，Ｋｉλを可変設定してもよい。また、上記第２実施形態において、モータジェネレータ１０に流れる電流やトルクに基づき、各フィードバックゲインＫｐλ，Ｋｉλを可変設定してもよい。以下、これについて説明する。

定常状態を想定し、電機子巻線抵抗Ｒの影響を無視すると、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑは下式（ｅｑ２７）で表される。

この場合、電圧位相φは下式（ｅｑ２８）で表される。

最小電流最大トルク制御を行う場合、目標トルクＴｒｑ＊が定まると、上式（ｅｑ１７）から各電流Ｉｄ，Ｉｑが一意に定まる。このため、目標トルクＴｒｑ＊が定まると、上式（ｅｑ２８）から電圧位相φも定まる。したがって、電圧位相φに代えて目標トルクＴｒｑ＊を用いるとともに、電気角速度ωを用いることで、各フィードバックゲインＫｐλ，Ｋｉλを設定することができる。ここでは、目標トルクＴｒｑ＊が小さいほど、各フィードバックゲインＫｐλ，Ｋｉλを大きく設定すればよい。

なお、例えば、モータジェネレータ１０として非突極機であるＳＰＭＳＭを用いる場合、「Ｌｄ＝Ｌｑ」となる。このため、上式（ｅｑ１７），（ｅｑ２８）によれば、ｑ軸電流Ｉｑと電気角速度ωとに基づき、各フィードバックゲインを設定することができる。

・上記第１実施形態において、電気角速度ω、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎのいずれか１つ又は２つに基づき、位相設定部３０ｅで用いる各フィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφを可変設定してもよい。また、上記第２実施形態において、モータジェネレータ１０に流れる電流やトルクに基づき、各フィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφを可変設定してもよい。具体的には、電流が小さかったり、トルクが小さかったりするほど、各フィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφを大きく設定すればよい。なお、電流やトルクに基づく設定手法については、特開２０１２−８５４８５号公報を参照されたい。

・λ軸の導出手法としては、上記第１実施形態に例示したものに限らない。例えば、以下に説明するものであってもよい。

上式（ｅｑ６）を元に、ｄｑ座標系をλだけ回転させたλｏ座標系における各電流変化量ΔＩλ，ΔＩｏは、下式（ｅｑ２９）で表される。

上式（ｅｑ２９）において、λ軸電流変化量ΔＩλと微小変化量Δφとを関係付ける項が０であれば、λ軸電流Ｉλは電圧位相変化の影響を受けない。このことから、下式（ｅｑ３０）が導かれる。

上式（ｅｑ３０）をλについて解くと、下式（ｅｑ３１）が導かれる。

上式（ｅｑ３１）は、現在の電圧位相φが微小変化した場合における電流ベクトルの変化分が０となる方向の座標軸をλ軸として設定できることを表している。なお、上式（ｅｑ３１）からλ軸を設定する場合、例えば、振幅補正量算出部３２ｇの各ゲインＫｐλ，Ｋｉλの符号を、上記第１実施形態における各ゲインＫｐλ，Ｋｉλの符号から反転させたものとすればよい。

・上記各実施形態において、位相設定部及び振幅補正量算出部のうち少なくとも一方におけるフィードバック制御を、例えば積分制御のみによって行ってもよい。また例えば、フィードバック制御としては、比例制御や積分制御に限らず、微分制御であってもよい。

・上記各実施形態において、指令電圧設定部３０ｆ及び速度乗算部３０ｈを制御装置３０から除去してもよい。この場合であっても、λ軸電流Ｉλｒを用いることにより、振幅補正量算出部における各ゲインＫｐλ，Ｋｉλを大きく設定できる。このため、高いトルク制御性を維持することはできる。

・上記各実施形態において、電圧位相φが微小変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向と直交する方向からややずれた方向に延びる座標軸を非干渉化座標軸（λ軸）として設定してもよい。この場合であっても、上記各実施形態の効果に準じた効果を得ることはできる。

・非干渉化座標軸（λ軸）の設定手法としては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、「Ｒ＜＜ω・Ｌｄ」，「Ｒ＜＜ω・Ｌｑ」の関係が成立しないモータジェネレータ１０の低回転条件では、λ軸の計算に電機子巻線抵抗Ｒを考慮してもよい。この場合、上式（ｅｑ６）は下式（ｅｑ３２）のように表され、上式（ｅｑ７）は下式（ｅｑ３３）のように表される。このため、下式（ｅｑ３２），（ｅｑ３３）から算出された電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向αを上式（ｅｑ８）に代入することで、角度λを算出することができる。

また、例えば、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差が小さい場合には、「Ｌｄ／Ｌｑ」が１に近い値となる。このため、電圧位相φのみに基づきλ軸を設定することができる。また、モータジェネレータ１０がＳＰＭＳＭの場合、「Ｌｄ／Ｌｑ」が１となることから、電圧位相φのみに基づきλ軸を設定することができる。

・操作信号生成部としては、三角波比較ＰＷＭ制御によって操作信号を生成するものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。電圧振幅Ｖｎを実現するための線間電圧パターンが予め格納された記憶手段（例えば、ＲＯＭ等のメモリ）を例えば制御装置３０に備える。こうした構成において、記憶手段に記憶された線間電圧パターンを各スイッチング素子のゲートに対するパルスパターンに変換し、変換されたパルスパターンの出力タイミングを電圧位相φに基づき設定することで、操作信号を生成する。なお、線間電圧パターンからゲートに対するパルスパターンへの変換手法については、例えば「高調波変調型省パルス駆動による高効率モータ制御：古川公久ら、外７名、平成２２年電気学会産業応用部門大会、１−１３４、ｐｐ．Ｉ−６２７〜Ｉ−６３２」を参照されたい。

また、操作信号生成部としては、電圧振幅と位相とに基づき、位相が電気角で互いに１２０度ずつずれた正弦波の３相指令電圧を算出するものに限らない。例えば、正弦波に第３次の整数倍の高周波を重畳する方法であってもよい。なお、このことについては、例えば「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際：杉本英彦、総合電子出版社」に記載されている。

・位相制御に用いられるトルク値は、推定値に限らない。例えば、制御システムにモータジェネレータ１０のトルクを検出するトルク検出手段（例えばトルク計測器）を備え、検出されたトルクを位相制御に用いてもよい。

・位相制御に用いられるモータ出力としては、トルクに関するものに限らない。例えば、λ軸の直交方向であるｏ軸の電流であってもよい。この場合、ｏ軸電流がその指令電流に追従するように位相制御を行えばよい。また例えば、トルク制御の上位制御系として、モータジェネレータ１０の回転速度制御が存在する場合、速度制御の出力である目標トルクを入力として推定トルクを制御する構成を省略する。こうした構成において、制御量としての実際の回転速度と指令回転速度との誤差に基づき位相制御を直接行ってもよい。この際、振幅制御をλ軸電流Ｉλｒによって行うとともに、推定トルクを基準としたマップを用いてλ軸指令電流Ｉλ＊を設定する。こうした構成によっても、上記第１実施形態と同等の効果を得ることができる。

・振幅制御に用いられるλ軸電流を、例えば上式（ｅｑ１０）のように、ｄ，ｑ軸電流を介して算出することなく、相電流から直接算出してもよい。具体的には例えば、相電流、電気角θ及び角度λを用いてλ軸電流を直接算出してもよい。また、λ軸指令電流Ｉλ＊は、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、目標トルクＴｒｑ＊と関係付けられたマップを用いて算出してもよい。

・上記第１，第２実施形態において、「Ｍｂ≦Ｍｒ＜Ｍ２」で変調率Ｍｒが高いほど、連続的に乗算係数Ｋｔを低く設定するものに限らず、段階的に低く設定するものであってもよい。

・上記第４実施形態に、上記第２実施形態のローパスフィルタを用いた構成を適用したり、上記第３実施形態の乗算係数Ｋｔの設定手法を適用したりしてもよい。

・上記第１〜第３実施形態で示したように、第１，第２所定値Ｒｓ１，Ｒｓ２を用いて応答性を２段階で変化させる構成に限らず、３段階以上で変化させる構成であってもよい。具体的には例えば、第１〜第３所定値Ｒｓ１〜Ｒｓ３（Ｒｓ１＞Ｒｓ２＞Ｒｓ３）を用いることで、応答性を３段階で変化させることができる。

・上記第１実施形態の図８及び図１１で説明した振幅応答低下手段（ゲイン低下手段）と、上記第２実施形態の図１４で説明した振幅応答低下手段（フィルタカットオフ周波数低下手段）とを併用してもよい。具体的には例えば、上記第１実施形態の図２の構成において、速度乗算部３０ｈから出力された電圧振幅Ｖｎにフィルタ処理（ローパスフィルタ処理）を施す処理部をさらに備え、処理部におけるカットオフ周波数を上記第２実施形態で説明したように、変調率Ｍｒに応じて可変設定すればよい。なお、上記処理部の出力値は、補正部３０ｉに入力される。

・上記各実施形態では、応答性を変化させる領域を第１範囲と第２範囲とで規定したがこれに限らない。例えば、上記第１実施形態における乗算係数Ｋｔを、図２１に示すように、全変調率Ｍｒにおいて連続関数にて変化させてもよい。この場合、応答性を変化させる領域を第１範囲と第２範囲とで規定する必要がない。ここで、図２１では、下式（ｅｑ３４）にて示す関数にて応答性を表現している。なお、下式（ｅｑ３４）を用いる場合、０と第２の規定値Ｍ２との間の変調率Ｍｒにおける乗算係数Ｋｔが若干増加傾向にあるものの、その増加量が微小であるため問題はない。
図２２に、上式（ｅｑ３４）を用いた場合において、本実施形態と関連技術とのそれぞれのトルク等の推移を示す。なお、図２２は、先の図１２に対応している。図示されるように、上式（ｅｑ３４）を用いた構成によっても、上記第１実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

・「Ｍｒ≧Ｍｂ」において振幅制御の応答性を低下させる構成は、λ軸電流を用いた振幅制御が前提となるものではない。例えば、目標トルクＴｒｑ＊が低い場合、先の図３に示したように電圧位相φが「π／２」付近に設定される。このため、λ軸設定部から出力される角度λが０に近くなる。こうした状況下においては、振幅制御にλ軸電流が実質的に用いられなくなることから、λ軸電流を用いた振幅制御を前提とする必要がなくなる。すなわち、非干渉電流ではなく、角度λ＝０の条件であるｄ軸電流を用いた振幅制御を行うこととなる。

・「回転機」として、ＩＰＭＳＭに限らず、ＳＰＭＳＭや巻線界磁型同期機であってもよい。ここで、例えば上記第１実施形態においてＳＰＭＳＭを採用する場合、回転機のトルクがｑ軸電流によって定まることから、トルクに関する制御量を、トルクに代えてｑ軸電流としてもよい。また、「回転機」としては、車載主機として用いられるものに限らず、電動パワーステアリング装置や空調用電動コンプレッサを構成する電動機等、車載補機として用いられるものであってもよい。加えて、「回転機」としては、車載式のものに限らない。

１０…モータジェネレータ、２０…インバータ、３０…制御装置、ＳＵｐ〜ＳＷｎ…スイッチング素子。

Claims (12)

1. スイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＷｎ）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転機（１０）に適用され、
   前記回転機の制御量をその目標値にフィードバック制御するための操作量として、前記回転機の回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記位相に準じた成分である位相操作量を設定する位相設定手段（３０ｅ；３０ｋ）と、
   前記回転機に流れる電流を前記目標値に応じた指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記出力電圧ベクトルの振幅、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記振幅に準じた成分である振幅操作量を設定する振幅設定手段（３２ｇ；３２ｉ）と、
   前記制御量を前記目標値に制御すべく、前記位相設定手段によって設定された位相操作量と、前記振幅設定手段によって設定された振幅操作量とに基づき、前記スイッチング素子を操作する操作手段（３０ｊ）と、
   前記電力変換回路から前記回転機へと出力される電圧の基本波成分と前記電力変換回路の入力電圧とによって定まる変調率がその上限値に到達する前に、前記振幅設定手段による前記指令電流に対する前記回転機に流れる電流の応答性を前記変調率に応じて予め低下させる振幅応答低下手段（３４ｃ；３６ｂ）とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記振幅応答低下手段は、前記変調率が０よりも高い規定値未満の範囲を第１範囲とし、前記変調率が前記規定値から上限値までを含む範囲を第２範囲とし、前記位相設定手段による前記目標値に対する前記制御量の応答性を前記第１範囲よりも前記第２範囲において低下させることなく、前記振幅設定手段による前記指令電流に対する前記回転機に流れる電流の応答性を前記第１範囲よりも前記第２範囲において低下させる請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記振幅設定手段は、前記回転機に流れる電流と前記指令電流との偏差に基づくフィードバック制御によって前記振幅操作量を設定し、
   前記回転機の回転速度、前記回転機のトルク、前記回転機に流れる電流及び前記位相のうち少なくとも１つを含む第１設定パラメータの値にかかわらず、前記指令電流に対する前記回転機に流れる電流の応答性が一定となるように、前記振幅設定手段によるフィードバック制御で用いられる振幅フィードバックゲインを可変設定する振幅ゲイン設定手段（３４ａ）をさらに備え、
   前記振幅応答低下手段は、前記振幅フィードバックゲインを用いて算出された前記振幅操作量の低下度合いを、前記第２範囲において前記変調率が低い場合よりも高い場合に大きくする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記振幅設定手段は、前記回転機に流れる電流と前記指令電流との偏差に基づくフィードバック制御によって前記振幅操作量を設定し、
   前記回転機の回転速度、前記回転機のトルク、前記回転機に流れる電流及び前記位相のうち少なくとも１つを含む第１設定パラメータの値にかかわらず、前記指令電流に対する前記回転機に流れる電流の応答性が一定となるように、前記振幅設定手段によるフィードバック制御で用いられる振幅フィードバックゲインを可変設定する振幅ゲイン設定手段（３４ａ）と、
   前記振幅フィードバックゲインを用いて算出された前記振幅操作量にローパスフィルタ処理を施すフィルタ手段（３６ａ）とをさらに備え、
   前記操作手段は、前記フィルタ手段によってローパスフィルタ処理が施された前記振幅操作量に基づき、前記スイッチング素子を操作し、
   前記振幅応答低下手段（３６ｂ）は、前記ローパスフィルタ処理における時定数を、前記第２範囲において前記変調率が低い場合よりも高い場合に大きくする請求項２又は３記載の回転機の制御装置。
5. 前記位相設定手段は、前記制御量と前記目標値との偏差に基づくフィードバック制御によって前記位相操作量を設定し、
   前記回転機の回転速度、前記回転機のトルク、前記回転機に流れる電流、前記位相及び前記電力変換回路の出力電圧のうち少なくとも１つを含む第２設定パラメータの値にかかわらず、前記目標値に対する前記制御量の応答性が一定となるように、前記位相設定手段によるフィードバック制御で用いられる位相フィードバックゲインを可変設定する位相ゲイン設定手段（３４ｂ）をさらに備える請求項３又は４記載の回転機の制御装置。
6. 前記振幅応答低下手段は、前記第２範囲において、前記変調率が高いほど、前記位相設定手段による前記目標値に対する前記制御量の応答性に対して、前記振幅設定手段による前記目標値に対する前記制御量の応答性を低下させる請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記振幅応答低下手段は、前記第２範囲において、前記変調率が高いほど前記応答性を低下させる請求項２〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記振幅応答低下手段は、前記第２範囲において前記変調率が前記上限値に近づくに連れて前記振幅の増大速度を低下させるべく、前記振幅設定手段による前記指令電流に対する前記回転機に流れる電流の応答性を前記第２範囲において低下させる請求項２〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記回転座標系において前記位相操作量の変化に対する前記回転機に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を非干渉化座標軸とし、前記電流ベクトルの前記非干渉化座標軸方向成分である非干渉化電流を算出する非干渉化電流算出手段（３２ｄ）をさらに備え、
   前記振幅設定手段は、前記非干渉化電流算出手段によって算出された非干渉化電流を前記指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記振幅操作量を設定する請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記非干渉化座標軸は、現在の前記位相操作量が微小変化した場合に前記電流ベクトルが変化する方向と垂直方向の座標軸である請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 前記非干渉化座標軸は、現在の前記位相操作量が微小変化した場合における前記電流ベクトルの変化分が０となる方向の座標軸である請求項９記載の回転機の制御装置。
12. 前記回転機に流れる電流に基づき、前記回転機のトルクを推定するトルク推定手段（３０ｂ）をさらに備え、
    前記制御量は、前記トルク推定手段によって推定されたトルクである請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。