JP6360657B2 - 非接触電力伝送方法及び非接触電力伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、平衡線路を用いた非接触電力伝送方法及び非接触電力伝送システムに関する。

従来、路面電車や作業用車輛等の移動体に非接触で電力を伝送して当該移動体を走行させる非接触電力伝送システムが提案されている。近傍界を利用して非接触で電力を伝送する方式として、一般に磁界共鳴方式、電界共鳴方式、電磁誘導方式などが知られているが、上記の非接触電力伝送システムは電磁誘導方式を用いたもので、「レールシステム」又は「移動型システム」と呼ばれている。

図９は、レールシステムの給電原理を示す図である。

レールシステムは、送電側の一次コイル１００をレール状に延ばしたコイルで構成する一方、受電側のピックアップ１０２を断面Ｅ型のフェライトコア１０２ａとフェライトコア１０２ａの中央の歯の部分に巻回された二次コイル１０２ｂとで構成し、フェライトコア１０２ａの２つの隙間に一次コイル１００を挟み込ませるように配設するものである。ピックアップ１０２は、移動体に設けられ、一次コイル１００は移動体の移動経路に沿って配設される。

レールシステムは、一次コイル１００に高周波電力が供給され、トランスの原理で一次コイル１００に供給された電力が二次コイル１０２ｂに伝送される。二次コイル１０２ｂに伝送された高周波電力は移動体の駆動源として利用され、これにより移動体が一次コイル１００に沿って移動する。

特開平８−２６４３５７号公報 特開２００５−４５３２６号公報 特開２００５−１６７０３７号公報

「ワイヤレス給電技術が分かる本」,株式会社オーム社,p76-p79, ,p111-p115,平成２３年７月２０日初版発行

レールシステムは、トランスの原理によって一次コイル１００から二次コイル１０２ｂに電力を伝送する方式であるが、フェライトコア１０２ａによる磁路に大きなギャップが生じるので、トランスに比べて励磁インダクタンスが小さく、漏れインダクタンスによる電圧降下も大きいため、一次コイル１００に供給する電力の周波数を高周波にしたり、一次コイル１００にインピーダンス調整用のコンデンサ等を接続して共振回路を構成したりするなどして電力の伝送効率を高めることが必要となっている。

また、レール状に整形した一次コイル１００の長さが一次コイル１００に供給される高周波の波長よりも長くなると、一次コイル１００が分布定数線路として動作し、一次コイル１００における移動体のピックアップ１０２の位置によって鎖交磁束が変動するので、移動体の移動距離が長い場合は、所定長の多数の一次コイル１００を軌道に沿って配設しなければならず、レールシステムの構成が複雑になる。

その一方、通信分野では、移動体の移動経路に沿ってメガネフィーダー等の平衡線路を敷設し、その平衡線路に移動体に取り付けた金属板からなる電界結合器又はループ状の磁気結合器を近接させて移動中に平衡線路から非接触で制御信号等を送受する通信システムが提案されている。

この通信システムでは、メガネフィーダー線等の平衡線路に制御信号で変調された高周波を供給し、平衡線路の近接界に生じる電界又は磁界にそれぞれ移動体の電界結合器又は磁気結合器を結合させて非接触で高周波を移動体に伝送するシステムである。

送信アンテナとして平衡線路を用いた場合は、給電線の長さ方向に電界と磁界の定在波が生じ、移動体の位置によって電界結合器と磁界結合器の受信レベルが変動するため、例えば、特開２００５−４５３２６号公報に示されるように、移動体に電界結合器と磁界結合器の両方を搭載し、両結合器の受信レベルのいずれか高い方を選択的に受信するダイバーシティ受信方式が提案されている。

特開２００５−４５３２６号公報に開示される通信方式は、微弱な高周波を平衡線路（分布定数線路）に伝送させたときに当該平衡線路の近傍界に生じる電磁界に電界結合若しくは磁界結合をさせて高周波エネルギーを非接触で伝送する方式であるため、この非接触エネルギー伝送技術では移動体を駆動するための電力を伝送することはできない。

任意の長さの２本の平行線路をレール状に延ばすことができる平衡線路（分布定数線路）は、移動体や人の移動経路に沿って電力を非接触で供給するデバイスとして有意義であるが、従来、平衡線路を用いた非接触電力伝送システムは提案されていない。

本発明は、平衡線路を用いて電力を非接触で伝送することができる非接触電力伝送方法及び非接触電力伝送システムを提供することを目的とする。

本発明の第１の側面で提供される非接触電力伝送方法は、送電部に、平衡線路と、前記平衡線路に所定の高周波で電力を供給する電力供給手段と、前記送電部のインピーダンスを調整するための第１のインピーダンス調整手段と、を備え、受電部に、前記平衡線路に磁気的に結合されるコイルと、前記コイルに接続され、当該コイルで受電した電力を消費する負荷と、前記受電部のインピーダンスを調整するための第２のインピーダンス調整手段と、を備える非接触電力伝送システムにおいて、前記電力供給手段内の電力発生源から前記平衡線路における前記コイルの結合点までの第１のインピーダンスと前記平衡線路の前記結合点から終端側を見た第２のインピーダンスを直列に接続した第１の回路と、前記平衡線路の自己インダクタンス値から前記平衡線路と前記コイルの相互インダクタンス値を引いた第１のインダクタンス値を有する第１のインダクタンス回路とを直列に接続した第１の直列回路と、前記コイルの自己インダクタンス値から前記相互インダクタンス値を引いた第２のインダクタンス値を有する第２のインダクタンス回路と前記負荷を直列に接続した第２の直列回路と、前記相互インダクタンス値を有する第３のインダクタンス回路と、を含む等価回路に基づいて、前記第１のインピーダンス、前記第２のインピーダンスおよび前記第１のインダクタンス回路のインピーダンスを含む前記第１の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように前記第１のインピーダンス調整手段を調整し、前記第２のインダクタンス回路のインピーダンスおよび前記負荷のインピーダンスを含む前記第２の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように前記第２のインピーダンス調整手段を調整することを特徴とする（請求項１）。

本発明の第２の側面で提供される非接触電力伝送システムは、送電手段から受電手段に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、前記送電手段は、平衡線路と、前記平衡線路に所定の高周波で電力を供給する電力供給手段と、前記送電手段のインピーダンスを調整するための第１のインピーダンス調整手段と、を含み、前記受電手段は、前記平衡線路に磁気的に結合されるコイルと、前記コイルに接続され、当該コイルで受電した電力を消費する負荷と、前記受電手段のインピーダンスを調整するための第２のインピーダンス調整手段と、を含み、前記非接触電力伝送システムの等価回路は、前記電力供給手段内の電力発生源から前記平衡線路における前記コイルの結合点までの第１のインピーダンスと前記平衡線路の前記結合点から終端側を見た第２のインピーダンスを直列に接続した第１の回路と、前記平衡線路の自己インダクタンス値から前記平衡線路と前記コイルの相互インダクタンス値を引いた第１のインダクタンス値を有する第１のインダクタンス回路とを直列に接続した第１の直列回路と、前記コイルの自己インダクタンス値から前記相互インダクタンス値を引いた第２のインダクタンス値を有する第２のインダクタンス回路と前記負荷を直列に接続した第２の直列回路と、前記相互インダクタンス値を有する第３のインダクタンス回路と、を含み、前記第１のインピーダンス調整手段は、前記第１のインピーダンス、前記第２のインピーダンスおよび前記第１のインダクタンス回路のインピーダンスを含む前記第１の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように調整され、前記第２のインピーダンス調整手段は、前記第２のインダクタンス回路のインピーダンスおよび前記負荷のインピーダンスを含む前記第２の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように調整されることを特徴とする（請求項２）。

上記の非接触電力伝送システムにおいて、前記コイルは、コイル面の形状が前記平衡線路の幅と略同一の幅を有する矩形状をなし、前記平衡線路を含む面に対して所定の距離に前記コイル面を平行に配置して前記平衡線路に磁気結合されるとよい（請求項３）。上記の非接触電力伝送システムにおいて、前記平衡線路の特性インピーダンスは、前記平衡線路の延びる方向にわたっていずれの位置でも一定であるとよい（請求項４）。上記の非接触電力伝送システムにおいて、前記平衡線路は、２本の平行に延びる導体線を備えているとよい（請求項５）。上記の非接触電力伝送システムにおいて、前記コイルは、前記平衡線路に対して所定の高さの位置を移動するとよい（請求項６）。

本発明に係る非接触電力伝送方法及び非接触電力伝送システムでは、電力供給手段から平衡線路に高周波で電力を供給すると、平衡線路の２つの導体線の周りに磁界が生じ、その磁界に磁気結合したコイルに起電力が発生して負荷に電流が流れる。すなわち、電力供給手段が発生した高周波電力が平衡線路とコイルを介して非接触で受電手段に伝送され、負荷で消費される。

非接触電力伝送システムは、図５に示す等価回路で表わされ、第１の回路のインピーダンス（Ｚ₁’＋Ｚ₂）と第１のインダクタンス回路のインピーダンス（ｊ・ω・Ｌ₁）を直列に接続した第１の直列回路のインピーダンスをＺａ＝（Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ω・Ｌ₁）、第２のインダクタンス回路のインピーダンス（ｊ・ω・Ｌ₂）と負荷のインピーダンスＺ_Lを直列に接続した第２の直列回路のインピーダンスをＺｂ＝（Ｚ_L＋ｊ・ω・（Ｌ₂−Ｍ））、第３のインダクタンス回路のインピーダンスをＺｃ＝ｊ・ω・Ｍとすると、第１のインピーダンス調整手段で第１の直列回路のインピーダンスＺａの虚数部をゼロにするように調整し、第２のインピーダンス調整手段で第２の直列回路のインピーダンスＺｂの虚数部をゼロにするように調整することによって、電力供給手段が発生した高周波電力が高い効率で受電手段に伝送される。

従って、本発明によれば、平衡線路とその平衡線路に磁気結合させたコイルを用いて電力を非接触で伝送する非接触電力伝送システムを構築することができる。

平衡線路を用いているので、線路の延びる方向に電力を供給するエリアを容易に拡大することができる。また、従来のレールシステムのように一次コイルと二次コイルの漏れインダクタンスや励磁インダクタンス等を考慮して一次コイルと二次コイルを設計する必要がなく、容易に平衡線路とその平衡線路に磁気結合させたコイルの設計をすることができるので、低コストで非接触電力伝送システムを構築することができる。

本発明に係る非接触電力伝送システムの構成を示す図である。 非接触電力伝送システムをモデル化した回路構成を示す図である。 図２のモデルの等価回路を示す図である。 図３の等価回路を示す図である。 図４のモデルの等価回路を示す図である。 図５の等価回路のインピーダンスを整理した回路である。 電磁界シミュレータを用いてコイル長に対する線路長の比と相互インダクタンスの関係を求めた特性図である。 電磁界シミュレータを用いて伝送電力を極大にする負荷の抵抗成分と相互インダクタンスの関係を求めた特性図である。 従来のレールシステムの給電原理を示す図である。

図１は、本発明に係る非接触電力伝送システムの構成を示す図である。

非接触電力伝送システム１は、高周波電力を発生する高周波電源装置２、高周波電源装置２で発生した高周波電力が出力される平衡線路３、平衡線路３に磁気的に結合されたコイル４及びコイル４に接続された負荷５を含む。高周波電源装置２と平衡線路３によって送電部１Ａが構成され、コイル４と負荷５によって受電部１Ｂが構成されている。

高周波電源装置２は、受電部１Ｂの負荷５に供給する高周波電力を生成する。高周波電源装置２は、ＡＣ-ＤＣコンバータと、インバータと、フィルタを含み、商用電源をＡＣ-ＤＣコンバータで直流電圧に変換した後、インバータとフィルタによって所定の高周波電圧に変換して平衡線路３に出力する。高周波電源装置２にはインピーダンス調整回路２１が含まれ、負荷５にもインピーダンス調整回路５１が含まれる。インピーダンス調整回路２１，５１は、後述するように、平衡線路３から負荷５に伝送される電力量を調整するためのものである。

平衡線路３は、２本の導体線３ａ，３ｂを平行に敷設した平行二線路（分布定数線路）によって構成され、両導体線３ａ，３ｂを含む線路面Ｓ_Sが地面に対して水平となるように敷設されているが、垂直なるように敷設されていてもよい。平衡線路３の先端は、ショートされているが、オープンや負荷を接続した状態であってもよい。

コイル４は、幅Ｗ_Cが導体線３ａと導体線３ｂとの間隔Ｗ_Sとほぼ同じで、長さＬ_C（以下、「コイル長Ｌ_C」という。）が平衡線路３の長さＬ_S（以下、「線路長Ｌ_S」という。）に対して十分に小さい長方形のコイル面Ｓ_Cを有する１ターン又は複数ターンのコイルである。本実施形態では、コイル４のコイル面の形状を矩形としているが、コイル面の形状は矩形に限定されものではない。円形や楕円形のコイル４を用いることができる。コイル４は、線路面Ｓ_Sから所定の高さＤの位置に、コイル面Ｓ_Cの幅方向の中心を線路面Ｓ_Sの幅方向の中心に略一致させるとともにコイル面Ｓ_Cを線路面Ｓ_Sと平行にして設けられる。

次に、非接触電力伝送システム１の電力伝送の原理について、図２〜図５を用いて説明する。

図２は、非接触電力伝送システム１をモデル化した回路構成を示す図である。

図２は、送電部１Ａの平衡線路３の終端ｂ，ｂ’がショートされており、平衡線路３の中間の位置Ｐ（以下、「結合点Ｐ」という。）で受電部１Ｂのコイル４が平衡線路３に相互インダクタンスＭで磁気結合して受電する場合をモデル化したものである。平衡線路３の入力端ａ，ａ’から結合点Ｐまでの距離は「ｘ₁」、結合点Ｐから平衡線路３の終端ｂ，ｂ’までの距離は「ｘ₂」である。

図３は、図２のモデルの等価回路を示す図である。

インピーダンスＺ₁'は、高周波電源装置２のインピーダンスＺ₁（平衡線路３の入力端ａ，ａ’から電源側を見たインピーダンス）と平衡線路３の入力端ａ，ａ’から結合点Ｐまでのインピーダンスとを含むインピーダンスである。高周波電源装置２のインピーダンスＺ₁は、インピーダンス調整回路２１により可変であるので、インピーダンスＺ₁’も可変である。インピーダンスＺ_Lは、負荷５のインピーダンスを示し、インピーダンスＺ₂は、平衡線路３の結合点Ｐから終端ｂ，ｂ’側を見たインピーダンスを示している。また、インダクタンスＬ₁は、平衡線路３の自己インダクタンスを示し、インダクタンスＬ₂は、コイル４の自己インダクタンスを示している。

インピーダンスＺ₂は、平衡線路３の伝搬定数をγ＝α＋ｊ・β（α：減衰定数、β：位相定数）とすると、

で表される。なお、（１）式は、以下のように導出される。

分布定数線路の負荷端から距離ｘの位置のインピーダンスＺ_xは、
Ｚ_x＝Ｚ_o・[A・exp(γ・x)+B・exp(-γ・x)]/[A・exp(γ・x)-B・exp(-γ・x)]…（２）
但し、Ａ・exp(γ・x)：入射波電圧、Ｂ・exp(-γ・x)：反射波電圧、
で表わされるが、分布定数線路の負荷端のインピーダンスＺ_Lがショートの場合、Ｚ_L＝０よりＡ＋Ｂ＝０であるから、（２）式は、
Ｚ_x＝Ｚ_o・[exp(γ・x)−exp(-γ・x)]／[exp(γ・x)＋exp(-γ・x)]
＝Ｚ_o・[exp(２・γ・x)−１]／[exp(２・γ・x)＋１]…（３）
となる。

exp(２・γ・x)＝exp[２・(α+ｊ・β)・x)＝exp(２・α・x)・exp(２・ｊ・β・x)であるから、exp(２・α・x)＝ξ、exp(２・ｊ・β・x)＝ζとおくと、（３）式は、
Ｚ_x＝Ｚ_o・（ξ・ζ−１）／（ξ・ζ＋１）…（４）
となる。

一方、tanh(α・x)＝[exp(２・α・x)−１］／[exp(２・α・x)＋１］、ｊ・tan(β・x)＝[exp(2・j・β・x)−１］／[exp(２・ｊ・β・x)＋１］より、
exp(２・α・x)＝[１＋tanh(α・x)］／[１−tanh(α・x)］
exp(２・ｊ・β・x)＝[１＋ｊ・tan(β・x)］／[１−ｊ・tan(β・x)］
であるから、tanh(α・x)＝ａ、ｊ・tan(β・x)＝ｂとおくと、
ξ＝exp(２・α・x)＝[１＋ａ]／[１−ａ］
ζ＝exp(２・ｊ・β・x)＝[１＋ｂ]／[１−ｂ］）
ξ・ζ＋１＝[(１＋ａ)・(１＋ｂ）］／[(１−ａ)・(１−ｂ）］＋１
＝２・(１＋ａ・ｂ)／[(１−ａ)・(１−ｂ）］ …（５）
ξ・ζ−１＝[(１＋ａ)・(１＋ｂ）］/[(１−ａ)・(１−ｂ）］−１
＝２・(ａ＋ｂ)／[(１−ａ)・(１−ｂ）］ …（６）
となる。

（５），（６）式を（４）式に代入すると、
Ｚ_x＝Ｚ_o・(ａ＋ｂ)／(１＋ａ・ｂ)…（７）
となるから、（７）式にｘ＝ｘ₂として、ａ＝tanh(α・x₂)、ｂ＝ｊ・tan(β・x₂)を代入すると、（１）式が得られる。

また、平衡線路３の特性インピーダンスＺ_oは、導体線３ａ，３ｂの直径をｒ［ｍ］、導体線間の距離をｄ［ｍ］とすると、
Ｚ_o＝√(Ｌ／Ｃ)［Ω］
Ｌ＝(μ／π)・cosh^-1(ｄ／ｒ)［Ｈ／ｍ］
Ｃ＝(π・ε)／cosh^-1(ｄ／ｒ)［Ｆ／ｍ］
で表される。平衡線路３が無損失であると仮定すると、tanh(α・x₂)＝０よりインピーダンスＺ₂は、Ｚ₂＝ｊ・Ｚ_o・tan(β・x₂)となる。

図３に示す等価回路は、図４に示す等価回路を経て図５に示す等価回路に変換することができる。

すなわち、図３の等価回路では、
Ｖ＝Ｚ₁’・Ｉ₁＋ｊ・ω・Ｌ₁・Ｉ₁−ｊ・ω・Ｍ・Ｉ₂＋Ｚ₂・Ｉ₁
Ｚ_L・Ｉ₂＝ｊ・ω・Ｌ₁・Ｉ₂−ｊ・ω・Ｍ・Ｉ₁
が成立するから、
Ｖ＝Ｚ₁’・Ｉ₁
＋(Ｚ₂＋ｊ・ω・Ｌ₁−ｊ・ωＭ)・Ｉ₁−ｊ・ω・Ｍ・(Ｉ₂−Ｉ₁)…（８）
Ｚ_L・Ｉ₂＝ｊ・ω・（Ｌ₁−Ｍ）・Ｉ₂−ｊ・ω・Ｍ・(Ｉ₁−Ｉ₂)…（９）
と変形すると、（８）式と（９）式より図４の等価回路が得られる。

そして、図４の等価回路の配線を整理し、電源にシリーズに接続されるインピーダンスＺ₁’，Ｚ_Lを纏めると、図５の等価回路が得られる。図５において、インピーダンス(Ｚ₁’＋Ｚ₂)は、本発明に係る第１の回路に相当し、コイル（Ｌ₁−Ｍ）、コイル（Ｌ₂−Ｍ）及びコイルＭはそれぞれ本発明に係る第１のインダクタンス回路、第２のインダクタンス回路、第３のインダクタンス回路に相当している。

図５の等価回路は、インピーダンス(Ｚ₁’＋Ｚ₂)とコイル（Ｌ₁−Ｍ）のインピーダンスを纏めて「Ｚ_a」とし、コイル（Ｌ ₂ −Ｍ）のインピーダンスとインピーダンスＺ_Lを纏めて「Ｚ _b 」とし、コイルＭのインピーダンスを「Ｚ _c 」とすると、図６に示す回路となる。

図６の回路においては、
Ｉ₁＝Ｉ_b＋Ｉ₂ …（１０）
Ｖ−Ｖ₂＝Ｉ₁・Ｚ_a …（１１）
Ｖ₂＝Ｉ_b・Ｚ_c＝Ｉ₂・Ｚ_c …（１２）
Ｚ_a＝Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ω・(Ｌ₁−Ｍ) …（１３）
Ｚ_b＝Ｚ_L＋ｊ・ω・(Ｌ₂−Ｍ) …（１４）
Ｚ_c＝ｊ・ωＭ …（１５）
の関係があるから、これらの式を用いて電圧Ｖと電流Ｉ₂の関係を求めると、下記のようになる。

（１０）式と（１３）式〜（１５）式より、
Ｖ＝Ｖ₂＋Ｉ₁・Ｚ_a
＝Ｖ₂＋[(１／Ｚ_b)＋(１／Ｚ_c）］・Ｖ₂・Ｚ_a
＝[１＋(Ｚ_a／Ｚ_b)＋(Ｚ_a／Ｚ_c）］・Ｖ₂
＝[１＋(Ｚ_a／Ｚ_b)＋(Ｚ_a／Ｚ_c）］・Ｉ₂・Ｚ_b
＝[(Ｚ_b・Ｚ_c＋Ｚ_c・Ｚ_a＋Ｚ_a・Ｚ_b)／Ｚ_c］・Ｉ₂ …（１６）
が得られる。

Ｚ_b・Ｚ_c＋Ｚ_c・Ｚ_a＋Ｚ_a・Ｚ_bに（１３）式〜（１５）式を代入すると、
Ｚ_b・Ｚ_c＋Ｚ_c・Ｚ_a＋Ｚ_a・Ｚ_b＝（Ｚ_a＋Ｚ_c）・Ｚ_b＋Ｚ_c・Ｚ_a
＝[Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ω・(Ｌ₁−Ｍ)＋ｊ・ω・Ｍ]・[Ｚ_L＋ｊ・ω・(Ｌ₂−Ｍ)]
＋ｊ・ω・Ｍ・[Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ω・(Ｌ₁−Ｍ)]
＝(Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ω・Ｌ₁)・[Ｚ_L＋ｊ・ω・(Ｌ₂−Ｍ)]
＋ｊ・ω・Ｍ・[Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ω・(Ｌ₁−Ｍ)] …（１７）
となるから、この（１７）式と（１５）式を（１６）式に代入すると、電圧Ｖと電流Ｉ₂の関係式は、

となる。

（１８）式より、［（Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ω・Ｌ₁）・（Ｚ_L＋ｊ・ω・（Ｌ₂−Ｍ））＋ｊ・ω・Ｍ・（Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ω・（Ｌ₁−Ｍ））］／ｊ・ω・Ｍ＝Ｘとおくと、高周波電源装置２の出力電圧Ｖと受電部１Ｂの負荷５に流れる電流Ｉ₂とは、Ｖ＝Ｘ・Ｉ₂で表わされることが分かる。

そして、負荷５のインピーダンスＺ_LをＺ_L＝Ｒ_L＋ｊ・Ｘ_Lで表わすと、負荷５で消費される電力Ｐ_Lは、
Ｐ_L＝｜Ｉ₂｜²・Ｒ_L
＝｜Ｖ／Ｘ｜²・Ｒ_L
＝｜Ｖ｜²・Ｒ_L／｜Ｘ｜² …（１９）
で表わされる。

インピーダンスＺ₂，Ｚ_L、インダクタンスＬ₁，Ｌ₂、相互インダクタンスＭは固定的な値であるから、Ｚ₁’＝Ｒ₁＋ｊ・Ｘ₁とし、Ｚ₂＝ｊ・Ｚ_o・tan(β・x₂)として、インピーダンス調整回路２１によりＸ内の（Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ωＬ₁）の虚数部がゼロとなるようにインピーダンスＺ₁’を調整するとともに、インピーダンス調整回路５１により（Ｚ_L＋ｊ・ω・Ｌ₂）の虚数部がゼロとなるように負荷インピーダンスＺ_Lを調整する。インピーダンス調整回路２１による調整は、図１に示す非接触電力伝送システム１のモデル回路における送信部１Ａ側の回路を共振点に制御する調整である。また、インピーダンス調整回路５１による調整は、同モデル回路における受信部１Ｂ側の回路を共振点に制御する調整である。

これらの調整を行うと、（Ｚ₁’＋Ｚ₂＋ｊ・ω・Ｌ₁）＝Ｒ₁、（Ｚ_L＋ｊ・ω・Ｌ₂）＝Ｒ_Lとなるから、これらの値をＸに代入すると、
Ｘ＝Ｒ₁・(Ｒ_L−ｊ・ω・Ｍ)＋ｊ・ω・Ｍ・(Ｒ₁−ｊ・ω・Ｍ)／ｊ・ω・Ｍ
＝Ｒ₁・Ｒ_L＋(ω・Ｍ)²／ｊ・ω・Ｍ …（２０）
となる。

従って、調整後の負荷５で消費される電力Ｐ_L’は、

で表わされる。

（２０）式において、角周波数ωと電圧Ｖは、高周波電源装置２のパラメータであり、相互インダクタンスＭは、平衡線路３とコイル４との非接触接続構造（磁気結合状態）によって決まるパラメータであるから、これらのパラメータは固定値であるとすると、電力Ｐ_L’は、インピーダンスＺ₁’の抵抗成分Ｒ₁と負荷インピーダンスＺ_Lの抵抗成分Ｒ_Lによって変化することが分かる。

そして、電力Ｐ_L’は、抵抗成分Ｒ₁を固定した場合、Ｂ・Ｒ_L／｜Ｒ_L＋ｋ₂｜²（但し、Ｂ＝(ω・Ｍ)²・｜Ｖ｜²／Ｒ₁、ｋ₂＝（ω・Ｍ）²／Ｒ₁）の関数で変化するから、∂Ｐ_L’／∂Ｒ_L＝０を満たす値Ｒ_Loptで極大値となる。

∂Ｐ_L’／∂Ｒ_Lは、
∂Ｐ_L／∂Ｒ_L＝[Ｂ・|Ｒ_L＋ｋ₂|²−Ｂ・Ｒ_L・２・|Ｒ_L＋ｋ₂|]／(Ｒ_L＋ｋ₂)⁴
＝Ｂ・|Ｒ_L＋ｋ₂|・(ｋ₂−Ｒ_L)／(Ｒ_L＋ｋ₂)⁴
より、∂Ｐ_L’／∂Ｒ_L＝０を満たすＲ_Loptは、Ｒ_Lopt＝ｋ₂となるから、電力Ｐ_L’は、
Ｒ_Lopt＝（ω・Ｍ）²／Ｒ₁ …（２２）
のときに極大値となり、そのときの電力Ｐ_Loutは、

となる。

特に、インピーダンスＺ₁’の抵抗成分Ｒ₁を特性インピーダンスＺ_oにした場合は、Ｒ_Lopt＝（ω・Ｍ）²／Ｚ_oとなり、電力Ｐ_Loptは、

となる。

（２２）式によれば、抵抗成分Ｒ_Loptは、相互インダクタンスＭの影響を受けるので、相互インダクタンスＭが変化する場合は、相互インダクタンスＭの変化に応じて電力Ｐ_L’を極大にするように、インピーダンス調整回路５１により負荷インピーダンスＺ_Lの抵抗成分Ｒ_Lを調整する必要がある。

図７は、電磁界シミュレータを用いてコイル長Ｌ_Cに対する線路長Ｌ_Sの比η＝Ｌ_S／Ｌ_Cと相互インダクタンスＭの関係を求めたものである。また、図８は、電磁界シミュレータを用いて電力Ｐ_Lを極大にする負荷５の抵抗成分Ｒ_Loptと相互インダクタンスＭの関係を求めたものである。シミュレーションの条件は、２つの導体線３ａ，３ｂの間隔Ｗ_s＝４０［ｍｍ］、導体線３ａ，３ｂの線径ｒ＝１［ｍｍ］、導体線３ａ，３ｂの導電率σ＝５０９×１０⁷［Ｓ／ｍ］、高周波の周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］、平衡線路３の線路長Ｌ_S＝１００［ｍｍ］、平衡線路３とコイル４の距離Ｄ＝１０［ｍｍ］である。

図７によれば、相互インダクタンスＭは、コイル長Ｌ_Cに対する線路長Ｌ_Sの比ηが増加するのに応じて小さくなる傾向がある。また、図８によれば、電力Ｐ_Lを極大にする負荷５の抵抗成分Ｒ_Loptは、相互インダクタンスＭが増加するのに応じて増加する傾向がある。例えば、η＝１５の場合、相互インダクタンスＭは凡そ５０［ｎＨ］となるので、ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］では、Ｒ₁＝Ｚ_o＝５２５［Ω］とすると、抵抗成分Ｒ_Loptは、（２２）式より、Ｒ_Lopt＝（２×π×１３．５６×１０⁶×５０×１０^-9）²／５２５≒０．０３４５［Ω］となる（図７，図８のＱ点参照）。従って、送信部１Ａ側のインピーダンス調整回路２１と受信部１Ｂ側のインピーダンス調整回路５１により電力Ｐ_Lが極大となるように、高周波電源装置１のインピーダンスＺ₁と負荷５の負荷インピーダンスＺ_Lを調整すれば、送電部１Ａから受電部１Ｂに有効に電力を伝送させることができる。

以上のように、本実施形態に係る非接触電力伝送システム１によれば、平行二線路からなる平衡線路３を送電用アンテナとし、その平衡線路３に対して微小なコイル４を磁気結合させ、高周波電源装置２内のインピーダンス調整２１によって送信部１Ａ側の回路を共振させるとともに、負荷５内のインピーダンス調整５１によって受信部１Ｂ側の回路を共振させることにより、高周波電源装置２で発生した電力を非接触で効率良く負荷５に伝送することができる。

送電用アンテナとして平行二線の平衡線路３を用いているので、線路の配設方向に給電範囲を容易に広げることができる。特に、平衡線路３におけるコイル４の磁気結合位置の給電効率に対する影響が殆どないので、移動体や人等の移動経路に沿って平衡線路３を敷設し、平衡線路３の任意の位置で移動体や人が保有している携帯機器等のコイル４を磁気結合させることによって、移動体に対する非接触電力伝送システムを構築することができる。

また、本実施形態に係る非接触電力伝送システム１では、従来のレールシステムのように一次コイルと二次コイルの漏れインダクタンスや励磁インダクタンス等を考慮して一次コイルと二次コイルを設計する必要がないので、平衡線路３やコイル４の設計が容易になり、システム構築のコスト低減に貢献する。

上記実施形態では、高周波電源装置２内にインピーダンス調整回路２１を設けてインピーダンスＺ₁’を調整するようにしているが、インピーダンス調整回路を平衡線路３側に設け、インピーダンスＺ₂を調整するようにしてもよい。

上記実施形態では、平衡線路３に１つの受電部１Ｂを結合させる場合について説明したが、平衡線路３に複数の受電部１Ｂを結合させて各受電部１Ｂに電力を伝送させることができる。受電部１Ｂは、平衡線路３に沿って移動しながら連続的に受電する移動体等のデバイスでもよく、平衡線路３の任意の位置にコイル４を結合させて一定の時間、静止状態で電力を受電する携帯機器等のデバイスでもよい。

１ 非接触電力伝送システム
１Ａ 送電部（送電手段）
１Ｂ 受電部（受電手段）
２ 高周波電源装置（電力供給手段）
２１ インピーダンス調整回路（第１のインピーダンス調整手段）
３ 平衡線路
３ａ，３ｂ 導体線
４ コイル
５ 負荷
５１ インピーダンス調整回路（第２のインピーダンス調整手段）

Claims (6)

1. 送電部に、
   平衡線路と、
   前記平衡線路に所定の高周波で電力を供給する電力供給手段と、
   前記送電部のインピーダンスを調整するための第１のインピーダンス調整手段と、
   を備え、
   受電部に、
   前記平衡線路に磁気的に結合されるコイルと、
   前記コイルに接続され、当該コイルで受電した電力を消費する負荷と、
   前記受電部のインピーダンスを調整するための第２のインピーダンス調整手段と、
   を備える非接触電力伝送システムにおいて、
   前記電力供給手段内の電力発生源から前記平衡線路における前記コイルの結合点までの第１のインピーダンスと前記平衡線路の前記結合点から終端側を見た第２のインピーダンスを直列に接続した第１の回路と、前記平衡線路の自己インダクタンス値から前記平衡線路と前記コイルの相互インダクタンス値を引いた第１のインダクタンス値を有する第１のインダクタンス回路とを直列に接続した第１の直列回路と、
   前記コイルの自己インダクタンス値から前記相互インダクタンス値を引いた第２のインダクタンス値を有する第２のインダクタンス回路と前記負荷を直列に接続した第２の直列回路と、
   前記相互インダクタンス値を有する第３のインダクタンス回路と、
   を含む等価回路に基づいて、
   前記第１のインピーダンス、前記第２のインピーダンスおよび前記第１のインダクタンス回路のインピーダンスを含む前記第１の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように前記第１のインピーダンス調整手段を調整し、前記第２のインダクタンス回路のインピーダンスおよび前記負荷のインピーダンスを含む前記第２の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように前記第２のインピーダンス調整手段を調整することを特徴とする、非接触電力伝送方法。
2. 送電手段から受電手段に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、
   前記送電手段は、
   平衡線路と、
   前記平衡線路に所定の高周波で電力を供給する電力供給手段と、
   前記送電手段のインピーダンスを調整するための第１のインピーダンス調整手段と、
   を含み、
   前記受電手段は、
   前記平衡線路に磁気的に結合されるコイルと、
   前記コイルに接続され、当該コイルで受電した電力を消費する負荷と、
   前記受電手段のインピーダンスを調整するための第２のインピーダンス調整手段と、
   を含み、
   前記非接触電力伝送システムの等価回路は、
   前記電力供給手段内の電力発生源から前記平衡線路における前記コイルの結合点までの第１のインピーダンスと前記平衡線路の前記結合点から終端側を見た第２のインピーダンスを直列に接続した第１の回路と、前記平衡線路の自己インダクタンス値から前記平衡線路と前記コイルの相互インダクタンス値を引いた第１のインダクタンス値を有する第１のインダクタンス回路とを直列に接続した第１の直列回路と、
   前記コイルの自己インダクタンス値から前記相互インダクタンス値を引いた第２のインダクタンス値を有する第２のインダクタンス回路と前記負荷を直列に接続した第２の直列回路と、
   前記相互インダクタンス値を有する第３のインダクタンス回路と、
   を含み、
   前記第１のインピーダンス調整手段は、前記第１のインピーダンス、前記第２のインピーダンスおよび前記第１のインダクタンス回路のインピーダンスを含む前記第１の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように調整され、前記第２のインピーダンス調整手段は、前記第２のインダクタンス回路のインピーダンスおよび前記負荷のインピーダンスを含む前記第２の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように調整されることを特徴とする、非接触電力伝送システム。
3. 前記コイルは、コイル面の形状が前記平衡線路の幅と略同一の幅を有する矩形状をなし、前記平衡線路を含む面に対して所定の距離に前記コイル面を平行に配置して前記平衡線路に磁気結合される、請求項２に記載の非接触電力伝送システム。
4. 前記平衡線路の特性インピーダンスは、前記平衡線路の延びる方向にわたっていずれの位置でも一定である、請求項２または３のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
5. 前記平衡線路は、２本の平行に延びる導体線を備えている、請求項２乃至４のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
6. 前記コイルは、前記平衡線路に対して所定の高さの位置を移動する、請求項２乃至５のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。

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