JP6372201B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に係り、特に、平滑化に用いるコンデンサの容量を小型化する技術に関する。

従来、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータ回路により構成された電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に設けられる平滑用のコンデンサ容量を低減するために、ＤＣ／ＤＣコンバータより出力する電圧をフィードフォワード制御することが提案されている。この制御では、負荷に供給する電圧を測定し、更にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧パターンを参照して、目標出力電圧を推定し、この目標出力電圧を出力するように、ＤＣ／ＤＣコンバータをフィードフォワード制御する（例えば、特許文献１）。

特開２０１３−５９２００号公報

しかしながら、上述した特許文献１に開示された従来例は、参照する出力電圧パターンとは異なる電圧が出力された場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が不安定になり、所望する電圧を出力できなくなる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に設けられる平滑用のコンデンサの容量を小型化することが難しいという問題があった。

本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、ＤＣ／ＤＣ回路の出力電圧を高精度に制御し、平滑用コンデンサの容量を小型化することが可能な電力変換装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本願発明は、直流電源より供給される電圧を変換する絶縁型のＤＣ／ＤＣ回路と、ＤＣ／ＤＣ回路の出力電圧を交流電圧に変換し、ＰＷＭ制御により駆動が制御されるＨブリッジ回路またはハーフブリッジ回路からなる電圧型のインバータ回路を備える。そして、インバータ回路の出力電流、及びインバータ回路の変調率からインバータ回路の入力電流を推定し、推定した入力電流に基づいてＤＣ／ＤＣ回路の駆動を制御する。

本発明に係る電力変換装置では、インバータ回路の出力電流、及びインバータ回路の駆動制御信号からインバータ回路の入力電流を推定し、推定した入力電流に基づいてＤＣ／ＤＣ回路の駆動を制御する。従って、ＤＣ／ＤＣ回路の出力電流の変化を抑制でき、且つ高周波成分を低減できるので、平滑用コンデンサの容量を小型化することが可能となる。

本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、ＤＣ／ＤＣ回路制御部、及びインバータ回路制御部の構成を示すブロック線図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、ＤＣ／ＤＣ回路の出力電流、インバータ回路の出力電流、及びその他の電流の変化を示す波形図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、コンデンサＣ２に流れる電流の変化を示す波形図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、インバータ回路の入力側及び出力側の電流、電圧を示す説明図である。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の、各相のＤＣ／ＤＣ回路の出力電流、インバータ回路の出力電流、及びその他の電流の変化を示す波形図である。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の、各相のインバータ回路の出力電流及びそれらの合計電流の波形を示す波形図である。 本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の、ＤＣ／ＤＣ回路制御部の構成を示すブロック線図である。 本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の、インバータ回路制御部の構成を示すブロック線図である。 本発明の第３実施形態に係り、ＰＩ制御器の周波数とゲインとの関係を示す特性図である。 本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の第４実施形態の変形例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置に用いられるＤＣ／ＤＣ回路の変形例を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置に用いられるＤＣ／ＤＣ回路の変形例を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置に用いられるＤＣ／ＤＣ回路の変形例を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態の説明］
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、電力変換装置１００は、直流電源１３（例えば、バッテリ）より供給される直流電圧を異なる直流電圧に変換する絶縁型のＤＣ／ＤＣ回路１１と、該ＤＣ／ＤＣ回路１１より出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路１２と、を備えている。更に、ＤＣ／ＤＣ回路１１の駆動を制御するＤＣ／ＤＣ回路駆動回路１４と、インバータ回路１２の駆動を制御するインバータ回路駆動回路１５と、各駆動回路１４，１５に制御信号を出力する主制御部１６（制御部）と、を備えている。

ＤＣ／ＤＣ回路１１は、デュアルアクティブブリッジ型（ＤＡＢ型）で、絶縁トランスＴＲ１を備えている。即ち、一次側ブリッジ回路２１と、二次側ブリッジ回路２２を有し、各ブリッジ回路２１，２２は、絶縁トランスＴＲ１を介し、絶縁されて結合されている。

各ブリッジ回路２１，２２は、４個の半導体スイッチを備えており、ＤＣ／ＤＣ回路駆動回路１４より出力される駆動信号により、各半導体スイッチのオン、オフを切り替えて、直流電圧を交流電圧に変換する。なお、図１では、半導体スイッチの一例としてＭＯＳＦＥＴを示しているが、ＩＧＢＴ等の他の半導体スイッチを用いることもできる。

一方、二次側ブリッジ回路２２も同様に、４個の半導体スイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）を備えており、ＤＣ／ＤＣ回路駆動回路１４より出力される駆動信号により、各半導体スイッチのオン、オフを切り替えて、交流電圧を直流電圧に変換する。そして、周知のように、一次側ブリッジ回路２１と二次側ブリッジ回路２２との間の位相シフト量δを変更することにより、一次側ブリッジ回路２１から二次側ブリッジ回路２２に伝達される電力を制御することができる。

一次側ブリッジ回路２１の入力側には、平滑用のコンデンサＣ１が設けられ、二次側ブリッジ回路２２の出力側にもやはり平滑用のコンデンサＣ２が設けられている。また、コンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ１）を測定する一次側電圧計２５、及びコンデンサＣ２の両端電圧（Ｖ２）を測定する二次側電圧計２６が設けられている。

インバータ回路１２は、例えばＨブリッジ回路からなる電圧型インバータ回路であり、４個の半導体スイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）を備えている。そして、インバータ回路駆動回路１５より出力される駆動信号により、各半導体スイッチのオン、オフを切り替えて、ＤＣ／ＤＣ回路１１より出力される直流電圧を、所望する振幅及び周波数の交流電圧に変換する。この交流電圧は、交流負荷１７に出力される。交流負荷１７は、例えば交流モータであり、インバータ回路１２より出力される交流電力が供給されて駆動する。また、インバータ回路１２の出力側には、該インバータ回路１２より出力される出力電流Ｉ１を測定する電流計２７が設けられている。なお、インバータ回路１２は、Ｈブリッジ回路に限定されるものではなく、例えばハーフブリッジ回路を用いることも可能である。

主制御部１６は、ＤＣ／ＤＣ回路駆動回路１４に駆動用の制御信号を出力するＤＣ／ＤＣ回路制御部２３と、インバータ回路駆動回路１５に駆動用の制御信号を出力するインバータ回路制御部２４と、を備えている。

ＤＣ／ＤＣ回路制御部２３は、一次側電圧計２５で検出される一次側ブリッジ回路２１の入力電圧Ｖ１、二次側電圧計２６で検出される二次側ブリッジ回路２２の出力電圧Ｖ２、及び電流計２７で検出されるインバータ回路１２の出力電流Ｉ１が入力される。そして、後述する演算により、ＤＣ／ＤＣ回路駆動回路１４に出力する駆動用の制御信号（具体的には、後述する位相シフト量δを含むオン、オフ信号）を演算する。

インバータ回路制御部２４は、上記の入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２が入力され、更に、外部より、電流指令値Ｉrefが入力される。そして、インバータ回路駆動回路１５に出力する駆動用の制御信号、具体的には、各半導体スイッチのオン、オフ信号を演算する。

図２は、ＤＣ／ＤＣ回路制御部２３、及びインバータ回路制御部２４の詳細な構成を示すブロック線図である。図２に示すように、ＤＣ／ＤＣ回路制御部２３は、目標電圧Ｖrefと、二次側電圧計２６で測定される出力電圧Ｖ２と、の偏差を演算する減算器３１を備えている。更に、減算器３１より出力される偏差をフィードバック信号として入力し、ＰＩ制御により位相シフト量の基準値δpiを演算するＰＩ制御器３２を備えている。

また、電流計２７で検出されるインバータ回路１２の出力電流Ｉ１に、インバータ回路制御部２４より出力される変調率ｍ（詳細は後述する）を乗じる乗算器３４と、該乗算器３４の乗算結果（Ｉ１＊ｍ）と、一次側電圧計２５で検出された入力電圧Ｖ１に基づき、フィードフォワード制御により、位相シフト量の補正値δFFを演算するフィードフォワード演算器３５と、を備えている。

更に、ＰＩ制御器３２より出力される基準値δpiに、フィードフォワード演算器３５より出力される補正値δFFを加算して、位相シフト量δを演算する加算器３３を備えている。また、位相シフト量δに基づいて、ＤＣ／ＤＣ回路１１に設けられる各半導体スイッチ駆動用のオン、オフ信号を出力するゲートパルス発生器３６を備えている。

一方、インバータ回路制御部２４は、外部より入力される電流指令値Ｉrefと電流計２７で検出される出力電流Ｉ１との偏差を演算する減算器３７と、該減算器３７で演算された偏差をフィードバック信号とし、ＰＩ制御によりインバータ回路１２の出力目標となる出力電圧Ｖoutを求めるＰＩ制御器３８と、を備えている。更に、ＰＩ制御器３８より出力される出力電圧Ｖoutと、一次側電圧計２５で測定された入力電圧Ｖ１との除算を行い、変調率ｍを演算する除算器３９を備えている。また、該除算器３９で演算された変調率ｍに基づいて、インバータ回路１２に設けられる各半導体スイッチ制御用のＰＷＭ信号を生成し、各半導体スイッチのオン、オフ信号を出力するＰＷＭ発生器４０を備えている。また、除算器３９で演算された変調率ｍは、上述したＤＣ／ＤＣ回路制御部２３の乗算器３４に出力される。即ち、乗算器３４は、電流計２７で検出された出力電流Ｉ１に除算器３９で演算された変調率ｍを乗じる演算を行う。

次に、図２に示したフィードフォワード演算器３５にて、位相シフト量の補正値δFFを演算する処理を詳細に説明する。位相シフト量の補正値δFFは、下記の（１）式で演算できることが知られている。

（１）式において、ｆｃはＤＣ／ＤＣ回路１１のスイッチング周波数、ＬσはＤＣ／ＤＣ回路１１に設けられる絶縁トランスＴＲ１の漏れインダクタンスである。また、Ｉ２はインバータ回路１２の入力電流（ＤＣ／ＤＣ回路１１より出力される電流）を示し、「sgn」はシグナム関数を示す。

（１）式より、電圧Ｖ１、及び電流Ｉ２が分かれば、位相シフト量の補正値δFFを求められることが理解される。そして、補正値δFFを演算し、これを基準値δpiに加算することにより位相シフト量δを求め（図２の加算器３３参照）、この位相シフト量δとなるように、ＤＣ／ＤＣ回路１１の各ブリッジ回路２１，２２を制御すれば、ＤＣ／ＤＣ回路１１の出力電圧Ｖ２が、交流負荷１７で必要とする電力に適した電圧となるように、フィードフォワード制御される。

ここで、（１）式に示す入力電圧Ｖ１は、一次側電圧計２５で検出される電圧値を用いることができる。これに対し、ＤＣ／ＤＣ回路１１より出力される電流Ｉ２（図１に示す点Ｐ１に流れる電流）を検出するためには、高精度な電流計をＤＣ／ＤＣ回路１１とインバータ回路１２の間に設ける必要がある。この場合、コスト的な問題及び設置スペースの制約から、現実的には電流Ｉ２を測定するための電流計を点Ｐ１の位置に搭載することは難しい。

本実施形態では、以下に示す演算で電流Ｉ２を推定することにより、点Ｐ１に流れる電流を検出するための電流計の設置を不要とする。以下、図３に示す特性図を参照して詳細に説明する。

図３の曲線Ｓ１は、インバータ回路１２の出力電流Ｉ１（電流計２７で検出される電流）の変化を示し、曲線Ｓ２は、ＤＣ／ＤＣ回路１１の出力電流（図１に示す点Ｐ１に流れる電流）の変化（瞬時値）を示している。そして、本実施形態では、出力電流Ｉ１とインバータ回路１２の変調率ｍを使用し、下記の（２）式により、電流Ｉ２の推定値Ｉ２*（以下、「推定電流Ｉ２*」という）を演算する。
Ｉ２*（t）＝Ｉ１（t）・ｍ(t） …（２）

（２）式により求められる推定電流Ｉ２*（t）は、図３の曲線Ｓ３に示すように、ＤＣ／ＤＣ回路１１の出力電流（曲線Ｓ２）の１／２の周期（周波数が２倍）となる波形となり、曲線Ｓ２で示される瞬時値を一定の時間間隔で平均した数値となっている。なお、上記の（２）式が成立する理由については、後述する。

従って、上記（２）式により、推定電流Ｉ２*を求めることができ（即ち、電流Ｉ２を推定することができ）、これをＤＣ／ＤＣ回路１１の電流Ｉ２として用いることができる。更に、一次側電圧計２５より一次側電圧Ｖ１を取得できるので、これらの数値を上述した（１）式に代入することにより、位相シフト量の補正値δFFを算出できる。そして、図２に示したフィードフォワード演算器３５は、この補正値δFFを出力する。

以下、上述した（２）式が成立する理由について、図５に示す回路図を参照して説明する。図５は、インバータ回路１２の構成を示しており、入力電圧をＶin、入力電流をＩin、出力電圧をＶac、出力電圧をＩacとしている。入力電力Ｐinと出力電力Ｐoutとの間で下記の（３）式が成立する。
Ｐin(t）＝Ｐout(t)＝Ｖin(t)・Ｉin(t)＝Ｖac(t)・Ｉac(t)
＝ｍ(t)・Ｖin(t)・Ｉac(t) …（３）
従って、（３）式より、下記の（４）式が得られる。
Ｉin(t)＝ｍ(t)・Ｉac(t) …（４）
そして、（４）式により、上述した（２）式が成立することが理解される。

次に、図１に示した平滑用コンデンサＣ２に供給される電流変化について説明する。図４に示す曲線Ｓ４は、図３の曲線Ｓ２に示した出力電流の瞬時値から、フィードフォワード演算器３５で演算された推定電流Ｉ２*を減算した電流変化を示している。曲線Ｓ４に示す電流は、主として高周波成分であり低周波成分はほとんど含まれていない。この低周波成分の少ない電流がコンデンサＣ２により平滑化されることになるので、コンデンサＣ２の容量を大きくする必要がない。即ち、コンデンサＣ２の容量を小型化することが可能になる。

次に、第１実施形態に係る電力変換装置１００の作用について説明する。電力変換装置１００の作動が開始されると、ＤＣ／ＤＣ回路駆動回路１４により、一次側ブリッジ回路２１、及び二次側ブリッジ回路２２の各半導体スイッチがオン、オフ制御され、直流電源１３より供給される直流電圧が所望のレベルの直流電圧に変換される。そして、この直流電圧は、インバータ回路１２に供給される。

インバータ回路駆動回路１５は、インバータ回路１２に設けられる各半導体スイッチのオン、オフを制御し、ＤＣ／ＤＣ回路１１より出力される直流電圧を交流電圧に変換し、変換後の交流電圧をモータ等の交流負荷１７に供給し、該交流負荷１７を駆動させる。

ＤＣ／ＤＣ回路制御部２３は、一次側電圧計２５より入力電圧Ｖ１を取得し、更に、二次側電圧計２６より出力電圧Ｖ２を取得する。また、インバータ回路制御部２４より出力される変調率ｍを取得する。そして、該変調率ｍを用いてフィードフォワード制御を実行し、位相シフト量の補正値δFFを求める。具体的には、前述した（１）式の演算により、補正値δFFを求める。そして、図２に示した加算器３３にて、基準値δpiと補正値δFFを加算して、位相シフト量δを算出する。ゲートパルス発生器３６は、この位相シフト量δにより、ＤＣ／ＤＣ回路１１に設けられる各半導体スイッチのオン、オフを制御する。こうすることにより、ＤＣ／ＤＣ回路１１より出力される電流を、図４の符号Ｓ４に示すように、低周波成分を含まない、或いは低周波成分が極めて少ない電流とすることができる。

インバータ回路制御部２４は、外部より入力される電流指令値Ｉref、及び電流計２７で検出される出力電流Ｉ１、及び入力電圧Ｖ１を取得し、除算器３９にて変調率ｍを演算する。この変調率ｍは、ＰＷＭ発生器４０に出力され、該ＰＷＭ発生器４０は、変調率ｍを用いてインバータ回路１２に設けられる各半導体スイッチの駆動制御信号をインバータ回路駆動回路１５に出力する。

このようにして、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１００では、インバータ回路１２の出力電流Ｉ１、及び該インバータ回路１２を制御する際の変調率ｍに基づいて、前述した（２）式により、ＤＣ／ＤＣ回路１１より出力される電流Ｉ２を推定する。即ち、推定電流Ｉ２*を求める。そして、該推定電流Ｉ２*と一次側電圧計２５で検出される電圧Ｖ１に基づき、前述した（１）式により位相シフト量の補正値δFFを演算する。

この補正値δFFに基づいて位相シフト量δを求め、該位相シフト量δを用いてＤＣ／ＤＣ回路１１に設けられる各半導体スイッチのオン、オフを制御する。従って、インバータ回路１２の出力電流Ｉ１に応じてＤＣ／ＤＣ回路１１の出力電流を制御することができ、電流Ｉ２の変動を抑制でき、且つ電流Ｉ２の低周波成分を低減できる。その結果、ＤＣ／ＤＣ回路１１の出力側に設けられるコンデンサＣ２の容量を小型化でき、装置の低コスト化、省スペース化を図ることが可能となる。

また、インバータ回路１２としてＨブリッジ回路を使用し、更に、インバータ回路１２を駆動する信号として、変調率ｍを用いており、変調率ｍは、インバータ回路制御部２４で通常に使用されているデータであり、このデータをそのまま利用できるので、複雑な演算処理を実行する必要がない。

また、ＤＣ／ＤＣ回路１１としてＤＡＢ型の回路を用いているので、ソフトスイッチングが可能となり、電力の変換効率を向上させることができる。更に、ＤＡＢ型のＤＣ／ＤＣ回路１１の一次側電圧の測定値Ｖ１と、入力電流の電流指令値Ｉrefを用いて、ＤＣ／ＤＣ回路１１の位相シフト量δを制御するので、直流電源１３の出力電圧が変化した場合でも、安定した電圧を出力することが可能となる。

また、ＤＣ／ＤＣ回路１１の絶縁トランスＴＲ１の一次側巻線と二次側巻線との比率が「ｎ」である場合には、ＤＣ／ＤＣ回路１１の二次側電圧Ｖ２が「一次側電圧／ｎ」となるようにＰＩ制御すればよい。こうすることにより、ソフトスイッチングの実現領域が広がり、より一層効率を向上させることが可能となる。

更に、ＰＩ制御器３２の制御周波数の周波数帯域を、インバータ回路１２のスイッチングの周波数（図１２のスイッチング周波数ｆ３参照）よりも低くすれば、インバータ回路１２の入力電流の高調波成分をＤＣ／ＤＣ回路１１が供給する必要がなくなる。従って、ＤＣ／ＤＣ回路１１の一次側の電圧を安定化させることができる。

なお、本実施形態では「インバータ回路１２を駆動する信号」として、変調率ｍを用いたが、それ以外の信号を用いることも可能である。

［第２実施形態の説明］
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図６は第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図６に示す電力変換装置１０１は、図１に示した電力変換装置１００を、３相交流で作動する負荷に適用したものである。即ち、図１に示した電力変換装置１００と同一の構成を有する第１の電力変換回路Ｋｕ、第２の電力変換回路Ｋｖ、及び第３の電力変換回路Ｋｗを用意し、これらを並列に接続して３相交流電圧を生成する。この際、各電力変換回路Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗについての共通の電源として、直流電源Ｅ１を用いている。

第１の電力変換回路ＫｕはＵ相の電圧を出力し、第２の電力変換回路ＫｖはＶ相の電圧を出力し、第３の電力変換回路ＫｗはＷ相の電圧を出力する。各電力変換回路Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗより出力される電流は、それぞれ位相が１２０°ずれている。

図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流変化を示す特性図であり、図３に示した特性図と対応している。即ち、図７に示す曲線Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ１ｃは、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のインバータ回路１２の出力電流Ｉ１を示し、曲線Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ，Ｓ２ｃは、各相のＤＣ／ＤＣ回路１１の出力電流の瞬時値を示し、曲線Ｓ３ａ，Ｓ３ｂ，Ｓ３ｃは、各相の電流Ｉ２の推定値を示している。従って、各電力変換回路Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗのインバータ回路１２に流れる電流を合計すると、図８の符号Ｓ５に示すように、ほぼ一定の電流となる。このため、各電力変換回路Ｋｕ，Ｋｖ，ＫｗのＤＣ／ＤＣ回路１１の入力側に設けられる平滑用のコンデンサＣ１ｕ，Ｃ１ｖ，Ｃ１ｗに流れる電流が低減されるので、各コンデンサ容量を低減することが可能となる。

このようにして、第２実施形態に係る電力変換装置１０１では、３相交流電圧を生成する電力変換回路Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗの電源として、唯一の直流電源Ｅ１を用いるので、各電力変換回路Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗの一次側電流の交流成分が相殺される。従って、直流電源Ｅ１より供給される電流のリプルが低減し、ひいては一次側のコンデンサＣ１の容量を低減することが可能となる。その結果、装置の低コスト化、省スペース化を図ることができる。

［第３実施形態の説明］
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図９は、第３実施形態に係る電力変換装置１０２の構成を示す回路図であり、前述した第２実施形態と同様に３系統の電力変換回路Ｋａ，Ｋｂ，Ｋｃを備えている。即ち、各電力変換回路Ｋａ，Ｋｂ，Ｋｃは、それぞれ図１に示した電力変換装置１００と同一構成のＤＣ／ＤＣ回路、及びインバータ回路を備えている。そして、各電力変換回路Ｋａ，Ｋｂ，Ｋｃにより３相交流電圧を生成して、三相交流モータＭ１の駆動を制御する。

電力変換装置１０２は、各電力変換回路Ｋａ，Ｋｂ，Ｋｃで共通の主制御部５０を備えており、主制御部５０は、ＤＣ／ＤＣ回路制御部５１、及びインバータ回路制御部５２を備えている。

ＤＣ／ＤＣ回路制御部５１は、各系統の電力変換回路Ｋａ，Ｋｂ，Ｋｃにそれぞれ設けられたＤＣ／ＤＣ回路駆動回路１４ａ，１４ｂ，１４ｃにそれぞれ制御信号を出力する。インバータ回路制御部５２は、各系統の電力変換回路Ｋａ，Ｋｂ，Ｋｃにそれぞれ設けられたインバータ回路駆動回路１５ａ，１５ｂ，１５ｃにそれぞれ制御信号を出力する。

ＤＣ／ＤＣ回路駆動回路１４ａ，１４ｂ，１４ｃ、及びインバータ回路駆動回路１５ａ，１５ｂ，１５ｃについては、前述した図１の符号１４，１５と同一構成であるので、詳細な説明を省略する。

次に、ＤＣ／ＤＣ回路制御部５１、及びインバータ回路制御部５２の詳細な構成を、図１０，図１１を参照して説明する。図１０は、ＤＣ／ＤＣ回路制御部５１の詳細な構成を示すブロック線図である。図１０に示すように、ＤＣ／ＤＣ回路制御部５１は、図２に示したＤＣ／ＤＣ回路制御部２３を３系統備えている。そして、同一構成要素については、それぞれサフィックスａ，ｂ，ｃを付して示している。

これに加えて、第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣ回路制御部５１は、ローパスフィルタ６１と、三相交流モータＭ１（図９参照）の位相角θに「−２」を乗じる乗算器６２，６７と、３相交流電圧をｄ軸ｑ軸の２軸電圧に変換する３相／ｄｑ変換器６３と、ＰＩ制御器６４，６５と、ｄ軸ｑ軸の２軸電圧を３相電圧に変換するｄｑ／３相変換器６６、及び減算器６８，６９を備えている。

ローパスフィルタ６１は、各ＤＣ／ＤＣ回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃのそれぞれの出力電圧Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃに含まれる低周波成分のみを通過させるフィルタである。従って、各電圧Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃは、減算器にてローパスフィルタ６１の出力信号が減算されて（即ち、低周波成分が除去されて）３相／ｄｑ変換器６３に供給される。

３相／ｄｑ変換器６３は、三相交流モータＭ１の位相角θの−２倍の角度「−２θ」に基づき、低周波成分が除去された３相交流電圧をｄ軸，ｑ軸の２軸電圧Ｖ２ｄ，Ｖ２ｑに変換し、減算器６８，６９にて、Ｖ２ｄの目標値Ｖ２ｄref（＝０）との偏差、及びＶ２ｑの目標値Ｖ２ｑref（＝０）との偏差が演算される。

ＰＩ制御器６４，６５は、減算器６８，６９より出力された各偏差をＰＩ制御により位相シフト量に変換し、変換後の位相シフト量をｄｑ／３相変換器６６に出力する。該ｄｑ／３相変換器６６は、乗算器６７より出力される「−２θ」に基づいて、ｄｑ軸の位相シフト量を３相に変換し、各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の位相シフト量の補正値δdqａ、δdqｂ、δdqｃを生成する。そして、各補正値δdqａ，δdqｂ，δdqｃを加算器８１ａ，８１ｂ，８１ｃにそれぞれ出力する。各加算器８１ａ，８１ｂ，８１ｃでは、前段で算出された位相シフト量にそれぞれ補正値δdqａ，δdqｂ，δdqｃを加算して、位相シフト量δａ，δｂ，δｃを生成し、ゲートパルス発生器３６に出力する。従って、各位相シフト量δａ，δｂ，δｃはそれぞれのＤＣ／ＤＣ回路駆動回路１４ａ，１４ｂ，１４ｃに出力されることになる。

次に、図１１を参照して、インバータ回路制御部５２の詳細な構成について説明する。図１１に示すように、インバータ回路制御部５２は、図９に示した各電流計２７ａ，２７ｂ，２７ｃで検出された電流、即ち、３相電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂ，Ｉ１ｃを、三相交流モータＭ１の位相角θに基づいてｄ軸，ｑ軸の電流に変換する３相／ｄｑ変換器７１を備えている。また、ｑ軸、ｄ軸のリアクタンス成分ωＬｑ，ωＬｄをそれぞれ乗じる乗算器７６，７７と、ＰＩ制御器７４，７５と、ｄ軸，ｑ軸電圧を位相角θに基づいて３相交流電圧Ｖoutａ，Ｖoutｂ，Ｖoutｃに変換するｄｑ／３相変換器７２と、を備えている。更に、各電圧Ｖoutａ，Ｖoutｂ，Ｖoutｃを電圧Ｖ１で除して各相毎の変調率ｍａ，ｍｂ，ｍｃを求める除算器７８ａ，７８ｂ，７８ｃ、及び各変調率ｍａ，ｍｂ，ｍｃを用いて、各インバータ回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃに設けられる半導体スイッチのオン、オフ信号を出力するＰＷＭ発生器７３と、を備えている。

そして、第３実施形態に係る電力変換装置１０２では、３系統の電力変換回路Ｋａ，Ｋｂ，Ｋ３を備え、それぞれ位相が１２０°ずつ異なる３相交流を用いているので、三相交流モータＭ１の駆動を高精度に制御することができる。

また、ＤＣ／ＤＣ回路制御部５１は、相電流の周波数の２倍の周波数を基準とした、ｄｑ制御軸を設定し、その制御軸上でＤＣ／ＤＣ回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃの二次側電圧変動の基本波成分をｄｑ軸電圧指令値をゼロで制御することにより、二次側電圧変動分の基本波成分がより一層低減される。その結果、ＤＣ／ＤＣ回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃの出力側に設けられる各コンデンサ（図１に示したＣ２に対応するコンデンサ）の負担が軽減されるので、コンデンサ容量の小型化に寄与することができる。

また、３相交流電圧を生成する場合には、各インバータ回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃの入力電流（リップル電流）の基本波成分のみを、各ＤＣ／ＤＣ回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃから各インバータ回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃに供給する構成とすれば、各ＤＣ／ＤＣ回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃの一次側で基本波成分がキャンセルされる。このため、各ＤＣ／ＤＣ回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃの入力側コンデンサＣ１の容量を低減化することができる。

更に、フィードフォワード項とｄｑ制御により出力される位相シフト量δは、基本波成分のみを正確にＤＣ／ＤＣ回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃから出力するので、その機能を最大限に有効化することで、３相によるキャンセル効果を確実に得ることができる。

この際、ＰＩ制御器６４，６５は、ＤＣ／ＤＣ回路の二次側の電圧変動をそのままフィードバックするので、基本波成分を乱す場合がある。入力側コンデンサＣ１によるキャンセル効果を最大限得るために、ＰＩ制御器６４，６５での制御の周波数帯域は、相電流周波数の最大値（最大周波数）ｆ２以下、好ましくは、相電流周波数の中央値ｆ１以下とするのが望ましい。こうすることにより、図１２に示す特性図に示すように、ゲインの高い周波数帯域でのＰＩ制御が可能となり、入力電圧の基本波成分を乱すという問題を低減することができる。

また、主制御部５０は、各インバータ回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃの、出力電流周波数の２倍の周波数を基準としたｄｑ軸制御を実行するｄｑ軸制御器（３相／ｄｑ変換器６３、ｄｑ／３相変換器６６）を含んでいる。そして、ｄｑ軸制御器は、各電力変換回路に含まれるＤＣ／ＤＣ回路の二次側電圧をフィードバック信号として取得し、ｄ軸，ｑ軸指令値をゼロとし、このフィードバック信号に基づいてフィードバック制御する。従って、残存する二次側電圧変動の基本波成分を更に低減できるので、平滑用コンデンサの容量をより一層小型化することができる。

［第４実施形態の説明］
次に、本発明の第４実施形態について説明する。図１３は、第４実施形態に係る電力変換装置１０３の構成を示す回路図である。図１３に示すように、第４実施形態に係る電力変換装置１０３は、一つの相について、複数の電力変換回路を設置し、これらを互いに直列に接続している。即ち、Ｕ相について、ｎ個の電力変換回路Ｋｕ１，Ｋｕ２，・・Ｋｕｎを直列接続し、Ｖ相について、ｎ個の電力変換回路Ｋｖ１，Ｋｖ２，・・Ｋｖｎを直列接続し、更に、Ｗ相について、ｎ個の電力変換回路Ｋｗ１，Ｋｗ２，・・Ｋｗｎを直列接続する。また、各電力変換回路は、共通の直流電源Ｅ１に接続されている。

そして、このような構成とすることにより、入力電圧に対して昇圧するだけでなく、出力電圧をマルチレベル化することができるので、出力電圧に生じる高調波成分を低減することが可能となる。

［第４実施形態の変形例の説明］
図１４は、第４実施形態の変形例に係る電力変換装置１０４の構成を示す回路図である。図１４に示すように、変形例に係る電力変換装置１０４は、前述した図１３に示した電力変換装置１０３と対比して、各相毎にｎ個設置された電力変換回路のそれぞれに対して個別の直流電源を備えている。即ち、図１４に示すように、電力変換回路Ｋｕ１，Ｋｖ１，Ｋｗ１に対して直流電源Ｅ２１が設けられ、電力変換回路Ｋｕ２，Ｋｖ２，Ｋｗ２に対して直流電源Ｅ２２が設けられ、更に、電力変換回路Ｋｕｎ，Ｋｖｎ，Ｋｗｎに対して直流電源Ｅ２ｎが設けられている。

そして、このような構成とすることにより、定電圧電源から高電圧を出力することが可能となり、その出力をマルチレベル化できるため、出力電圧に生じる高調波成分を低減することができる。

［変形例の説明］
次に、本発明の変形例について説明する。図１５は、ＤＣ／ＤＣ回路１１の第１の変形例を示す回路図であり、半導体スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを使用しており、更に、各ＭＯＳＦＥＴは内蔵出力容量Ｑ１を有している。そして、この内蔵出力容量Ｑ１により、ソフトスイッチングが可能となりリプル電流を低減することができる。

図１６は、ＤＣ／ＤＣ回路１１の第２の変形例を示す回路図であり、半導体スイッチとしてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いている。更に、各ＩＧＢＴに対して並列にコンデンサＱ２が設けられている。このような構成とすることにより、ソフトスイッチングが可能となりリプル電流を低減することができる。

更に、デュアルアクティブブリッジ型のＤＣ／ＤＣ回路１１を、図１７（ａ）〜（ｄ）に示す回路とすることができる。図１７（ａ）は、ＬＣ直列共振型とした場合を示し、図１７（ｂ）は、ＬＬＣ直列共振型とした場合を示し、図１７（ｃ）は、ＬＣＣ直列共振型とした場合を示し、図１７（ｄ）は、ＬＣ並列共振型とした場合を示している。

そして、このような構成のＤＣ／ＤＣ回路を用いた場合でも上記と同様の効果を達成することができる。

以上、本発明の電力変換装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。

１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ ＤＣ／ＤＣ回路
１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ インバータ回路
１３ 直流電源
１４，１４ａ，１４ｂ，１４ｃ ＤＣ／ＤＣ回路駆動回路
１５，１５ａ，１５ｂ，１５ｃ インバータ回路駆動回路
１６ 主制御部
１７ 交流負荷
２１ 一次側ブリッジ回路
２２ 二次側ブリッジ回路
２３ ＤＣ／ＤＣ回路制御部
２４ インバータ回路制御部
２５ 一次側電圧計
２６ 二次側電圧計
２７，２７ａ，２７ｂ，２７ｃ 電流計
３１ 減算器
３２ ＰＩ制御器
３３ 加算器
３４ 乗算器
３５ フィードフォワード演算器
３６ ゲートパルス発生器
３７ 減算器
３８ ＰＩ制御器
３９ 除算器
４０ ＰＷＭ発生器
５０ 主制御部
５１ ＤＣ／ＤＣ回路制御部
５２ インバータ回路制御部
６１ ローパスフィルタ
６２ 乗算器
６３ ３相／ｄｑ変換器
６４，６５ ＰＩ制御器
６６ ｄｑ／３相変換器
６７ 乗算器
６８，６９ 減算器
７１ ３相／ｄｑ変換器
７２ ｄｑ／３相変換器
７３ ＰＷＭ発生器
７４，７５ ＰＩ制御器
７６，７７ 乗算器
７８ａ，７８ｂ，７８ｃ 除算器
８１ａ，８１ｂ，８１ｃ 加算器
１００，１０１，１０２，１０３，１０４ 電力変換装置
ＴＲ１ 絶縁トランス

Claims (9)

1. 直流電源より供給される電圧を変換する絶縁型のＤＣ／ＤＣ回路と、
   前記ＤＣ／ＤＣ回路の出力電圧を交流電圧に変換し、ＰＷＭ制御により駆動が制御されるＨブリッジ回路またはハーフブリッジ回路からなる電圧型のインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力電流、及び前記インバータ回路の変調率を取得し、前記出力電流、及び変調率から前記インバータ回路の入力電流を推定し、推定した入力電流に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣ回路の駆動を制御する制御部と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記ＤＣ／ＤＣ回路は、デュアルアクティブブリッジ型であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記デュアルアクティブブリッジ型のＤＣ／ＤＣ回路の一次側電圧を検出する一次側電圧計を更に備え、
   前記制御部は、前記一次側電圧と、前記入力電流の目標値に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣ回路の位相シフト量を演算し、該位相シフト量により前記ＤＣ／ＤＣ回路を制御すること
   を特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記ＤＣ／ＤＣ回路は、一次側ブリッジ回路と二次側ブリッジ回路が絶縁トランスを介して結合する構成を有し、
   前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣ回路の二次側電圧と目標電圧との偏差に応じてＰＩ制御により位相シフト量の基準値を演算するＰＩ制御器を備え、
   前記ＰＩ制御器は、前記絶縁トランスの一次側巻線と二次側巻線との比率をｎとしたとき、前記ＤＣ／ＤＣ回路の二次側電圧が、「一次側電圧／ｎ」となるようにＰＩ制御すること
   を特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 直流電源より供給される電圧を変換する絶縁型のＤＣ／ＤＣ回路と、
   前記ＤＣ／ＤＣ回路の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力電流、及び前記インバータ回路の駆動制御信号を取得し、前記出力電流、及び駆動制御信号から前記インバータ回路の入力電流を推定し、推定した入力電流に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣ回路の駆動を制御する制御部と、
   を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣ回路は、一次側ブリッジ回路と二次側ブリッジ回路が絶縁トランスを介して結合する構成を有し、
   前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣ回路の二次側電圧と目標電圧との偏差に応じてＰＩ制御により位相シフト量の基準値を演算するＰＩ制御器を備え、
   前記ＰＩ制御器は、前記絶縁トランスの一次側巻線と二次側巻線との比率をｎとしたとき、前記ＤＣ／ＤＣ回路の二次側電圧が、「一次側電圧／ｎ」となるようにＰＩ制御し、
   前記ＰＩ制御器の制御周波数の周波数帯域は、前記インバータ回路に含まれる各スイッチのスイッチング周波数よりも低いこと
   を特徴とする電力変換装置。
6. 直流電源より供給される電圧を変換する絶縁型のＤＣ／ＤＣ回路と、
   前記ＤＣ／ＤＣ回路の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力電流、及び前記インバータ回路の駆動制御信号を取得し、前記出力電流、及び駆動制御信号から前記インバータ回路の入力電流を推定し、推定した入力電流に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣ回路の駆動を制御する制御部と、
   を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣ回路と前記インバータ回路の組み合わせからなる電力変換回路を複数相分備え、各ＤＣ／ＤＣ回路は、唯一の直流電源より電圧が供給され、
   前記制御部は、各ＤＣ／ＤＣ回路について、それぞれ二次側電圧と目標電圧との偏差に応じてＰＩ制御により位相シフト量の基準値を演算するＰＩ制御器を備え、
   前記各ＰＩ制御器の制御周波数の周波数帯域は、前記各電力変換回路に含まれるインバータ回路の出力電流の最大周波数よりも低いこと
   を特徴とする電力変換装置。
7. 直流電源より供給される電圧を変換する絶縁型のＤＣ／ＤＣ回路と、
   前記ＤＣ／ＤＣ回路の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力電流、及び前記インバータ回路の駆動制御信号を取得し、前記出力電流、及び駆動制御信号から前記インバータ回路の入力電流を推定し、推定した入力電流に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣ回路の駆動を制御する制御部と、
   を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣ回路と前記インバータ回路の組み合わせからなる電力変換回路を複数相分備え、各ＤＣ／ＤＣ回路は、唯一の直流電源より電圧が供給され、
   前記制御部は、前記各インバータ回路の、出力電流周波数の２倍の周波数を基準としたｄｑ軸制御を実行するｄｑ軸制御器を含み、
   前記ｄｑ軸制御器は、前記各電力変換回路に含まれるＤＣ／ＤＣ回路の二次側電圧をフィードバック信号として取得し、ｄ軸，ｑ軸指令値をゼロとし、前記フィードバック信号
   に基づいてフィードバック制御すること
   を特徴とする電力変換装置。
8. 前記複数相の各相に対して、電力変換回路をそれぞれ複数備え、同一相の各電力変換回路を直列に接続したこと
   を特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
9. 前記同一相の各電力変換回路は、それぞれ個別の直流電源から電圧が供給されること
   を特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
   

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