JP6554323B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電圧からバッテリを充電する電源装置に関する。

近年、地球環境保全への意識の高まりから、電気自動車やプラグインハイブリッド車の普及が望まれている。これらの車には、走行時にモータへ電力供給する直流バッテリが搭載される。この直流バッテリを商用の交流電源から充電するとき、より少ない電力で安全に充電するためには、変換効率が高く、商用電源と直流バッテリとを絶縁する機能を備えた電源装置が必要になる。

特許文献１には、ＡＣ−ＤＣコンバータと共振形ＤＣ−ＤＣコンバータを備え、バッテリ電圧の上昇に伴い共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧を上昇させて変換効率の向上を狙った共振形充電装置が開示されている。

特開２０１２−０８５３７８号公報（嶋田）

直流バッテリの充電を短い時間で完了するためには、入力できる最大電力で充電することが望ましい。したがって、直流バッテリの電圧が低い条件においては充電電流が大きくなるため、特許文献１に開示された共振形充電装置では、共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの電流容量が大きくなりやすい。

本発明の目的は、交流電圧を入力してバッテリを充電する効率が高い充電装置を提供することである。

前記目的を達成するために本発明に係る充電装置は、直流電圧を変換する第１コンバータ部と前記第１コンバータ部と前記直流バッテリの間に接続される第２コンバータ部とを備え、前記第２コンバータ部には、直流バッテリの充電完了電圧よりも低い所定の第１電圧が一定時間入力される第１の動作モードと、前記第１電圧から前記充電完了電圧まで増加する可変電圧が入力される第２の動作モードとを備える。

本発明によれば、バッテリを充電する効率が高い充電装置を提供することができる。

第１の実施形態に係る充電装置１ａの回路構成図である。 充電動作中におけるリンク電圧とバッテリ電圧の時間変化を表す図である。 ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロックを示した図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロックを示した図である。 ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロックの別の実施例を示した図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロックの別の実施例を示した図である。 ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロックの別の実施例を示した図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロックの別の実施例を示した図である。 第４の実施形態に係る充電装置１ａの回路構成図である。 第５の実施形態に係る充電装置１ａの回路構成図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの別の実施例を示した回路構成図である。 本発明の充電装置を自動車に適用したシステム例である。

以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る充電装置１ａの回路構成図である。充電装置１ａは、交流電源１０から電力を入力され、直流バッテリ５へと電力を出力し、直流バッテリ５を充電する。

本実施例に係る充電装置１ａは、絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａと、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと、これらのコンバータを制御する制御手段１１と、を備える。絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａと、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａとは、ノードＮｄ１−Ｎｄ２を介して接続されている。絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａは、交流電源１０から絶縁されたリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する。当該リンク電圧Ｖｌｉｎｋは、ノードＮｄ１−Ｎｄ２を介して接続されるＤＣ−ＤＣコンバータ３ａに入力される。

絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａは、ＡＣ−ＤＣ回路８ａと、ＤＣ−ＤＣ回路９ａと、により構成される。ＡＣ−ＤＣ回路８ａは、入力された交流電源１０の電圧を変換して、直流電圧を出力する。ＡＣ−ＤＣ回路８ａが出力した直流電圧は、ＤＣ−ＤＣ回路９ａに入力される。ＤＣ−ＤＣ回路９ａは、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する。

ＡＣ−ＤＣ回路８ａは、ブリッジ接続されたダイオードＤ１１〜Ｄ１４により、交流電源１０の電圧を全波整流している。この全波整流された電圧は、昇圧チョッパ回路に入力される。当該昇圧チョッパ回路は、平滑インダクタＬ１と、スイッチング素子Ｑ１０と、ダイオードＤ１０と、平滑コンデンサＣ１により構成される。ＡＣ−ＤＣ回路８ａは、平滑コンデンサＣ１の両端間に、直流電圧を出力する。制御手段１１は、交流電源１０からの入力電流を交流電源１０の電圧と概ね相似な正弦波状に制御する力率改善制御を備えている。

ＤＣ−ＤＣ回路９ａは、巻線Ｎ１と巻線Ｎ２とを磁気結合するトランスＴ１を有する。巻線Ｎ１には、共振コンデンサＣｒ１および共振インダクタＬｒ１が直列接続される。なお、トランスＴ１の漏れインダクタンスや配線インダクタンスにより、共振インダクタＬｒ１を省略する場合もある。

ＤＣ−ＤＣ回路９ａは、トランスＴ１の巻線Ｎ１側に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をフルブリッジ接続したスイッチング回路を有する。当該スイッチング回路は、ＡＣ−ＤＣ回路８ａの平滑コンデンサＣ１から入力された直流電圧を矩形波状電圧に変換する。当該矩形波電圧は、共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタＬｒ１および巻線Ｎ１の直列接続体に印加される。巻線Ｎ１には、共振電流が流れる。

ＤＣ−ＤＣ回路９ａは、トランスＴ１の巻線Ｎ２側に、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４をブリッジ接続した整流回路を有する。当該整流回路は、巻線Ｎ２に誘導された電流を整流する。整流された電流は、平滑コンデンサＣ２により平滑化される。平滑コンデンサＣ２の両端電圧は、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間に、リンク電圧Ｖｌｉｎｋとして出力される。このように、ＤＣ−ＤＣ回路９ａは、共振形コンバータを構成しており、基本的にはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させることで、出力（Ｖｌｉｎｋ）を制御する。

本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋが入力され、端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間から直流電圧を出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、平滑コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｑ５、ダイオードＤ３１、平滑インダクタＬ２および平滑コンデンサＣ４を備える。平滑コンデンサＣ３は、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に接続される。スイッチング素子Ｑ５とダイオードＤ３１は直列に接続され、当該直列接続体は、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に接続される。平滑インダクタＬ２および平滑コンデンサＣ４は直列に接続され、当該直列接続体は、ダイオードＤ３１の両端間に接続される。平滑コンデンサＣ４の両端間の電圧は、端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間から出力される。そして、端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間には、直流バッテリ５が接続される。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ５が逆並列接続されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ダイオードＤ１〜Ｄ５としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。また、並列に接続されている平滑コンデンサＣ２、Ｃ３のうち１つは省略できる場合がある。

充電装置１ａは、電圧センサとして、交流電源１０の全波整流電圧を検出する電圧センサ２１と、ＡＣ−ＤＣ回路８ａが出力する直流電圧を検出する電圧センサ２２と、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを検出する電圧センサ２３と、平滑コンデンサＣ４の電圧すなわち直流バッテリ５の電圧を検出する電圧センサ２４と、を有する。また、充電装置１ａは、電流センサとして、交流電源１０の全波整流電流を検出する電流センサ３１と、ＤＣ−ＤＣ回路９ａの出力電流を検出する電流センサ３２と、平滑インダクタＬ２の電流すなわち直流バッテリ５の電流を検出する電流センサ３３と、を有する。これらの電圧センサ、電流センサの出力は、制御手段１１に入力される。

前述のように、ＤＣ−ＤＣ回路９ａは共振形コンバータを構成しており、基本的にはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させることにより、巻線Ｎ１、Ｎ２に流れる共振電流の大きさを調整して出力を制御する。具体的には、スイッチング周波数を高くすることで出力電圧を低下（出力電力を減少）させ、逆にスイッチング周波数を低くすることで出力電圧を上昇（出力電力を増加）させる。

したがって、出力電圧範囲を広くするためには、スイッチング周波数の変化範囲を広くする必要がある。しかしながら、スイッチング周波数を高くしすぎるとスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の遮断電流が増加してスイッチング損失が増加する。また、スイッチング周波数を低くしすぎるとスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４や巻線Ｎ１、Ｎ２に流れる電流のピーク値が増加して導通損失が増加する場合がある。このように、ＤＣ−ＤＣ回路９ａの出力電圧範囲すなわち絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａの出力電圧範囲を広くすると、損失が増加して効率が低下しやすい。

これに対し、本実施形態の充電装置１は、降圧コンバータとして動作するＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを備えることによって、直流バッテリ５の電圧範囲よりもリンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を狭めることが可能である。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、スイッチング素子Ｑ５をスイッチング動作させて、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間から入力される電力を端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間に出力する。このとき、スイッチング素子Ｑ５のオン時間比率を制御することにより、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを直流バッテリ５の電圧以上の範囲で自由な電圧値、例えば概ね一定の電圧に維持することができる。

また、スイッチング素子Ｑ５をオン状態に固定すればスルー動作となり、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間と端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間との間が平滑インダクタＬ２を介して直流的には実質的に短絡できる。このスルー動作を実施すると、スイッチング素子Ｑ５をスイッチング動作させないためスイッチング損失や平滑インダクタＬ２のコア損失を抑制しつつ、リンク電圧Ｖｌｉｎｋと直流バッテリ５の電圧とを概ね等しい電圧値に維持できる。

本実施形態の充電装置１ａは、スイッチング素子Ｑ５のスイッチング動作によりリンク電圧Ｖｌｉｎｋを降圧させるＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを備えるため、リンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を直流バッテリ５の電圧範囲よりも小さくすることができる。これにより、絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａの出力電圧範囲を狭めることができ、絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ａにおける効率低下を抑制することができる。したがって、本実施形態に係る充電装置１ａは、交流電源１０から直流バッテリ５への充電を高い効率で行うことができる。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａのスイッチング素子Ｑ５をスイッチング動作させると、スイッチング損失や平滑インダクタＬ２のコア損失が発生するため、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを一定電圧に維持しようとすると、逆に効率が低下する場合がある。しかしその場合であっても、リンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を狭めることによる効率向上（損失低減）効果が、スイッチング素子Ｑ５をスイッチング動作させることによる効率低下（損失増大）分より小さい場合に、スルー動作させるようにすればよい。

以上に説明した充電装置１ａを用いた、好ましい充電動作例について図２を用いて説明する。図２は、充電動作中におけるリンク電圧Ｖｌｉｎｋとバッテリ電圧Ｖｏｕｔの時間変化を表す図である。図中において、実線はリンク電圧Ｖｌｉｎｋを示し、破線はバッテリ電圧Ｖｏｕｔを示している。

上述したように、本実施形態に係る充電装置１ａは、ＤＣ−ＤＣ回路９ａから出力されるリンク電圧Ｖｌｉｎｋを、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが降圧動作ないしはスルー動作して、直流バッテリ５にＶｏｕｔを出力する。図２における期間Ａにおいては、スイッチング素子Ｑ５のオン時間比率を制御することにより、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを所定の第１電圧に維持している。

ここで、第１電圧とは、直流バッテリ５の充電完了電圧よりも低い電圧である。本実施形態においては特に、この第１電圧を、ＡＣ−ＤＣ回路８ａからＤＣ−ＤＣ回路９ａに入力される電圧とする。このとき、ＤＣ−ＤＣ回路９ａの出力電圧であるＶｌｉｎｋは、ＤＣ−ＤＣ回路９ａの入力電圧である第１電圧よりも高い電圧であるので、ＤＣ−ＤＣ回路９ａは、昇圧動作を行う昇圧コンバータである。ＤＣ−ＤＣ回路９ａが昇圧コンバータとして動作するのであれば、トランスＴ１の巻線Ｎ１とＮ２の巻数比を調整することにより、ＤＣ−ＤＣ回路９ａ部における効率を高くすることができる。

図２の期間Ａにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを降圧し、直流バッテリ５へＶｏｕｔを出力している。そして、スイッチング素子Ｑ５のオン時間比率が徐々に増加するに従い、直流バッテリ５へ出力される電圧であるＶｏｕｔが増加する。

Ｖｏｕｔが第１電圧を超えると、スイッチング素子Ｑ５のオン時間比率が上限値に達する。以後は、スイッチング素子Ｑ５がオン状態に固定されたスルー動作となる。スルー動作期間は、図２の期間Ｂで示されている。期間Ｂ中は、スイッチング素子Ｑ５をスイッチング動作させないため、スイッチング損失や平滑インダクタＬ２のコア損失が抑制される。なお、図２の期間Ｂにおいては、ＶｌｉｎｋとＶｏｕｔを視認しやすいように敢えて、Ｖｌｉｎｋを示す実線と、Ｖｏｕｔを示す破線を重ねずに図示している。

そして、バッテリ電圧Ｖｏｕｔが所定の充電完了電圧に達すると、充電動作が完了する。なお、本実施形態では、充電完了電圧として、直流バッテリ５が満充電となる電圧を用いている。しかしながら、本発明でいうところの充電完了電圧としては、特にこれに限る必要はない。例えば、満充電状態の９５％程度といったような、所定の目標電圧まで充電する場合には、当該目標電圧を充電完了電圧とすればよい。また、本発明でいうところの充電完了電圧として、別の条件により充電が完了ないしは停止した時点におけるバッテリ電圧を指して充電完了電圧としてもよい。

図３（ａ）は、制御手段１１がＤＣ−ＤＣ回路９ａを制御するための基本的な制御ブロックを示した図である。図３（ｂ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを制御するための基本的な制御ブロックを示した図である。

ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロック１２ａは、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ１に対して、電圧センサ２４によって検出された電圧Ｖｏｕｔによる一般的なＰＩフィードバック制御により、制御電流Ｉｒｅｆ１を得る。Ｉｒｅｆ１は、電流上限値Ｉｍａｘを超えない値に制限される。そして、目標となるリンク電流Ｉｒｅｆ１に対して、電流センサ３２によって検出された電流ＩｌｉｎｋによるＰＩフィードバック制御によって得られる制御値ｄｕｔｙ１を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。

同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１３ａは、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ２に対して、電圧センサ２３によって検出された電圧Ｖｌｉｎｋによる一般的なＰＩフィードバック制御によって制御電流Ｉｒｅｆ２を得る。そして、制御電流Ｉｒｅｆ２に対し、電流センサ３３によって検出された電流ＩｏｕｔによるＰＩフィードバック制御によって得られる制御値ｄｕｔｙ２を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。

ここで、Ｖｒｅｆ１は、バッテリの充電完了電圧に設定する。Ｖｒｅｆ１がバッテリの充電完了電圧に達すると、Ｉｒｅｆ１が減少する。すると、ＤＣ−ＤＣ回路９ａは出力電力を減少させる。

また、Ｖｒｅｆ２は、第１電圧に設定する。バッテリ電圧が第１電圧より低い範囲（図２の領域Ａ）では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、リンク電圧を第１電圧に維持する。バッテリ電圧が第１電圧より高い範囲（図２の領域Ｂ）では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、スイッチング素子Ｑ５のオン時間比率が上限値を維持するため、スルー動作へ移行する。

Ｉｍａｘは充電器の出力電力指令値Ｐｏｕｔｒｅｆから、電圧センサ２３によって検出された電圧Ｖｌｉｎｋを除算した値、すなわちＰｏｕｔｒｅｆ／Ｖｌｉｎｋで与えられる。定電力制御を行う場合、Ｐｏｕｔｒｅｆは定格出力電力値を入力する。定電流制御を行う場合、Ｐｏｕｔｒｅｆは定格出力電流指令値と電圧センサ２４によって検出された電圧Ｖｏｕｔの積、すなわちＩｏｕｔｒｅｆ×Ｖｏｕｔで与えられる。

以上のように制御することで、Ｖｏｕｔが第１電圧よりも低い時は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａには第１電圧が入力され、Ｖｏｕｔが第１電圧から充電完了電圧までの間である時は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａには前記直流バッテリの充電に従って前記第１電圧から前記充電完了電圧まで増加する可変電圧が入力される。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について説明する。基本的な構成は、図１、図２で説明した第１の実施形態と同じであるが、図３で説明したＤＣ−ＤＣ回路９ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御方式が異なる。本実施形態においては、Ｖｏｕｔに応じて制御を切り替える。

図４（ａ）は、制御手段１１がＤＣ−ＤＣ回路９ａを制御するための基本的な制御ブロックを示した図である。本実施形態では、ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロック１２ｂは、目標電圧生成ブロック１５を有する。ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロック１２ｂは、まず目標電圧生成ブロック１５において、Ｖｏｕｔと第１電圧を比較する。Ｖｏｕｔが第１電圧よりも低い場合には電圧指令値Ｖｒｅｆ３を選択し、Ｖｏｕｔが第１電圧よりも高い場合には電圧指令値Ｖｒｅｆ４を選択する。Ｖｒｅｆ３は第１電圧、Ｖｒｅｆ４はバッテリの充電完了電圧に設定する。

Ｖｏｕｔが第１電圧よりも低い範囲における、ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロック１２ｂの働きについて説明する。これは、図２における領域Ａに相当する。まず、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ３に対して、電圧センサ２３によって検出された電圧Ｖｌｉｎｋによる一般的なＰＩフィードバック制御により制御電流Ｉｒｅｆ３を得る。得られる制御電流Ｉｒｅｆ３に対して、電流センサ３２によって検出された電流ＩｌｉｎｋによるＰＩフィードバック制御によって制御値ｄｕｔｙ３を得る。得られる制御値ｄｕｔｙ３を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。

Ｖｏｕｔが第１電圧よりも高い範囲における、ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロック１２ｂの働きについて説明する。これは、図２における領域Ｂに相当する。まず、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ４に対して、電圧センサ２３によって検出された電圧Ｖｌｉｎｋによる一般的なＰＩフィードバック制御により制御電流Ｉｒｅｆ４を得る。得られる制御電流Ｉｒｅｆ４は、電流上限値生成ブロック１４１ｂにより与えられる電流上限値Ｉｍａｘを超えない値に制限される。そして、目標となる出力電流Ｉｒｅｆ４に対して、電流センサ３２によって検出された電流ＩｌｉｎｋによるＰＩフィードバック制御によって制御値ｄｕｔｙ４を得る。得られる制御値ｄｕｔｙ４を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。

図４（ｂ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを制御するための基本的な制御ブロックを示した図である。本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１３ｂは、目標電圧生成ブロック１６を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１３ｂは、目標電圧生成ブロック１６において、Ｖｏｕｔと第１電圧を比較する。

Ｖｏｕｔが第１電圧よりも低い範囲では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１３ｂは、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ５に対して、電圧センサ２４によって検出された電圧Ｖｏｕｔによる一般的なＰＩフィードバック制御により制御電流Ｉｒｅｆ５を得る。ここでＶｒｅｆ５は、バッテリの充電完了電圧に設定される。得られる制御電流Ｉｒｅｆ５は、電流上限値生成ブロック１４２ｂにより与えられる電流上限値Ｉｍａｘを超えない値に制限される。そして、目標となる出力電流Ｉｒｅｆ５に対して、電流センサ３３によって検出された電流ＩｏｕｔによるＰＩフィードバック制御によって制御値ｄｕｔｙ５を得る。得られた制御値ｄｕｔｙ５を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。

Ｖｏｕｔが第１電圧よりも高い範囲では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１３ｂは、制御を行わずスイッチング素子Ｑ５をオン状態に固定させるように、ｄｕｔｙ６を生成する。

Ｉｍａｘは充電器の出力電力指令値Ｐｏｕｔｒｅｆから、電圧センサ２４によって検出された電圧Ｖｏｕｔを除算した値、すなわちＰｏｕｔｒｅｆ／Ｖｏｕｔで与えられる。定電力制御を行う場合、Ｐｏｕｔｒｅｆは定格出力電力値を入力し、定電流制御を行う場合、Ｐｏｕｔｒｅｆは定格出力電流指令値と電圧センサ２４によって検出された電圧Ｖｏｕｔの積、すなわちＩｏｕｔｒｅｆ×Ｖｏｕｔで与えられる。

以上のように制御することにより、Ｖｏｕｔが第１電圧より低い範囲では、ＤＣ−ＤＣ回路９ａがリンク電圧を第１電圧で一定となるように制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが出力電力を制御する。Ｖｏｕｔが第１電圧より高い範囲では、ＤＣ−ＤＣ回路９ａが出力電力を制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａはスイッチングを停止する。直流バッテリの電圧値に応じて目標電圧値を切り替えることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａのスルー動作が実現できる。

本実施形態では、バッテリ電圧に応じて制御を切り替えており、安定動作を確保することを目的に、切り替え時に出力電力を減少させる場合がある。具体的な手段としては、制御切り替え動作時に、出力電力指令値Ｐｏｕｔｒｅｆを充電器定格出力電力値より小さい値に設定し、制御的に切り替えた後、Ｐｏｕｔｒｅｆを充電器定格出力電力値に再設定する。これにより、制御切り替え時に回路を流れる電流が小さくなるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの動作の安定をはかる上で有効である。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について説明する。基本的な構成は、図１、図２で説明した第１の実施形態と同じであるが、図３で説明したＤＣ−ＤＣ回路９ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御方式が異なる。本実施形態においては、Ｖｏｕｔに応じて出力電力指令値を可変する。

図５（ａ）は、制御手段１１がＤＣ−ＤＣ回路９ａを制御するための基本的な制御ブロックを示した図である。本実施形態では、ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロック１２ｃは、目標電力生成ブロック１７を有する。目標電力生成ブロック１７は、Ｖｏｕｔが第１電圧よりも低い場合にはＰｏｕｔｒｅｆ２を、Ｖｏｕｔが第１電圧よりも高い場合にはＰｏｕｔｒｅｆ３を選択する。Ｐｏｕｔｒｅｆ２は充電器定格出力電力より大きな値に設定され、Ｐｏｕｔｒｅｆ３は充電器定格出力電力値を設定される。

Ｖｏｕｔが第１電圧よりも低い範囲における、ＤＣ−ＤＣ回路９ａの制御ブロック１２ｃの働きについて説明する。まず、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ６に対して、電圧センサ２３によって検出された電圧Ｖｌｉｎｋによる一般的なＰＩフィードバック制御により制御電流Ｉｒｅｆ６を得る。得られた制御電流Ｉｒｅｆ６は電流上限値生成ブロック１４１ｃにより与えられる電流上限値Ｉｍａｘを超えない値に制限される。その際、電流上限値Ｉｍａｘは、Ｐｏｕｔｒｅｆ２／Ｖｌｉｎｋで得られる。そして、目標となる出力電流Ｉｒｅｆ６に対して、電流センサ３２によって検出された電流ＩｌｉｎｋによるＰＩフィードバック制御によって制御値ｄｕｔｙ７を得る。得られた制御値ｄｕｔｙ７を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。

Ｖｏｕｔが第１電圧よりも高い範囲では、目標電力生成ブロック１７の出力をＰｏｕｔｒｅｆ３とする。電流上限値Ｉｍａｘは、Ｐｏｕｔｒｅｆ３／Ｖｌｉｎｋで与えられる。その他はＶｏｕｔが第１電圧よりも低い範囲における制御と同様である。

図５（ｂ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを制御するための基本的な制御ブロックを示した図である。本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１３ｃは、目標電力生成ブロック１８を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１３ｃは、目標電力生成ブロック１８において、Ｖｏｕｔと第１電圧を比較する。

Ｖｏｕｔが第１電圧よりも低い範囲における、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１３ｃの働きについて説明する。まず、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ７に対して、電圧センサ２４によって検出された電圧Ｖｏｕｔによる一般的なＰＩフィードバック制御により制御電流Ｉｒｅｆ７を得る。得られた制御電流Ｉｒｅｆ７は、電流上限値生成ブロック１４２ｃにより与えられる電流上限値Ｉｍａｘを超えない値に制限される。その際、Ｐｏｕｔｒｅｆ４は、充電器定格出力電力に設定される。Ｉｍａｘは、Ｐｏｕｔｒｅｆ４／Ｖｏｕｔで得られる。そして、目標となる出力電流Ｉｒｅｆ７に対して、電流センサ３３によって検出された電流ＩｏｕｔによるＰＩフィードバック制御によって制御値ｄｕｔｙ８を得る。得られるｄｕｔｙ８を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。

Ｖｏｕｔが第１電圧よりも高い範囲では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１３ｃは、制御を行わずスイッチング素子Ｑ５をオン状態に固定させるように、ｄｕｔｙ９を生成する。

以上のように制御することにより、Ｖｏｕｔが第１電圧より低い範囲では、ＤＣ−ＤＣ回路９ａがリンク電圧を第１電圧で一定となるように制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａが出力電力を制御する。ＤＣ−ＤＣ回路９ａは、Ｐｏｕｔｒｅｆ２で出力制限するものの、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力電力制限が働くため動作しない。Ｖｏｕｔが第１電圧より高い範囲では、ＤＣ−ＤＣ回路９ａが出力電力を制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａはスイッチングを停止する。直流バッテリの電圧値に応じて目標電力値を切り替えることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａのスルー動作が実現できる。

なお、本実施形態でも、第２の実施形態と同様に、バッテリ電圧に応じて制御を切り替えており、安定動作を確保することを目的に、切り替え時に出力電力を減少させる場合がある。具体的な手段としては、制御切り替え動作時に、出力電力指令値Ｐｏｕｔｒｅｆを充電器定格出力電力値より小さい値に設定し、制御的に切り替えた後、Ｐｏｕｔｒｅｆを充電器定格出力電力値に再設定する。これにより、制御切り替え時に回路を流れる電流が小さくなるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの動作の安定をはかる上で有効である。

（第４の実施形態）
図６は、第４の実施形態に係る充電装置１ｂの回路構成図である。この充電装置１ｂが図１に示した第１の実施形態に係る充電装置１ａと異なる点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａ部において、Ｔｍ１−Ｔｍ３間をバイパスするようにスイッチング素子Ｑ６を接続した点である。

Ｖｏｕｔが第１電圧より低い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂ内のスイッチング素子Ｑ５は、図３〜図５に示すいずれかの制御に基づきスイッチングし、スイッチング素子Ｑ６はオフ状態である。Ｖｏｕｔが第１電圧より高い場合に、上述の実施形態では、スイッチング素子Ｑ５をオン状態に固定したが、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ５をオフ状態、スイッチング素子Ｑ６をオン状態に固定する。

本実施形態は、スイッチング素子Ｑ６を設け、スルー動作時にスイッチング素子Ｑ６をオンすることで、スルー動作時における平滑インダクタＬ２の巻線損失を低減できる。したがって、図１の構成と比較して、効率が高いという利点がある。

（第５の実施形態）
図７は、第５の実施形態に係る充電装置１ｃの回路構成図である。本実施形態の充電装置１ｃは、
絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃとを備える。絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃとは、ノードＮｄ１１−Ｎｄ１２を介して接続されている。なお、制御手段１１及び制御手段１１に接続される各種センサや信号線は、図中からは省略している。

絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ２ｃは、ＡＣ−ＤＣ回路８ｃと、ＤＣ−ＤＣ回路９ｃと、により構成される。

本実施形態に係るＡＣ−ＤＣ回路８ｃは、直列接続されたダイオードＤ１５及びスイッチング素子Ｑ１１と、直列接続されたダイオードＤ１６及びスイッチング素子Ｑ１２と、を有する。これらの直列接続されたダイオード及びスイッチング素子は、平滑コンデンサＣ１の両端間に並列接続される。ダイオード１５及びスイッチング素子Ｑ１１の接続点には、平滑インダクタＬ１１の一端が接続される。ダイオード１６及びスイッチング素子Ｑ１２の接続点には、平滑インダクタＬ１２の一端が接続される。交流電源１０は、平滑インダクタＬ１１の他端と平滑インダクタＬ１２の他端との間に接続される。スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２には、それぞれダイオードＤＱ１１、ＤＱ１２が逆並列接続されている。

このように、ＡＣ−ＤＣ回路８ｃは、交流電源１０からの電源を入力し、平滑コンデンサＣ１の両端間に直流電圧を出力するブリッジレス回路となっている。このブリッジレス回路であるＡＣ−ＤＣ回路８ｃは、図１のＡＣ−ＤＣ回路８ａと比べ、効率が高いという利点がある。

本実施形態に係るＤＣ−ＤＣ回路９ｃは、図１でトランスＴ１の巻線Ｎ１側に接続されるスイッチング回路と、トランスＴ１の巻線Ｎ２側に接続される整流回路の構成が異なっている。

トランスＴ１の巻線Ｎ１側に接続されるスイッチング回路は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を直列に接続したハーフブリッジ回路を有する。スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点は、共振インダクタＬｒ１を解して巻線Ｎ１の一端に接続される。また、平滑コンデンサＣ１の両端間と並列に、直列接続された共振コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１２を有する。共振コンデンサＣｒ１１とＣｒ１２の接続点は、巻線Ｎ１の他端に接続される。トランスＴ１の巻線Ｎ２側に接続される整流回路は、図１におけるダイオードＤ２３、Ｄ２４を、それぞれ平滑コンデンサＣ２１、Ｃ２２に置き換えた構成となっている。

ＤＣ−ＤＣ回路９ｃは、ノードＮｄ１１−Ｎｄ１２間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する。このＤＣ−ＤＣ回路９ｃは、図１のフルブリッジ回路を採用したＤＣ−ＤＣ回路９ａと比べ、回路を簡素化しやすい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃは、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋが入力され、端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間から直流電圧を出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃは、平滑コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ７、ダイオードＤ３１、Ｄ３２、平滑インダクタＬ２１および平滑コンデンサＣ４を備える。平滑コンデンサＣ３は、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に接続される。スイッチング素子Ｑ５とダイオードＤ３１は直列に接続され、当該直列接続体は、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に接続される。ダイオードＤ３１の両端間には並列に、直列接続された平滑インダクタＬ２１およびスイッチング素子Ｑ７が接続される。スイッチング素子Ｑ７の両端間には並列に、直列接続されたダイオードＤ３２および平滑コンデンサＣ４が接続される。平滑コンデンサＣ４の両端間の電圧は、端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間から出力される。そして、端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間には、直流バッテリ５が接続される。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ７には、それぞれダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ５、Ｄ７が逆並列接続されている。

なお、リンク電圧Ｖｌｉｎｋより直流バッテリ５の電圧の方が常に高い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃを図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３ｄに置き換えることができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｄは、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に接続された平滑コンデンサＣ３を有する。平滑コンデンサＣ３の両端間には並列に、直列接続された平滑インダクタＬ２２およびスイッチング素子Ｑ８が接続される。スイッチング素子Ｑ８の両端間には並列に、直列接続されたダイオードＤ３３および平滑コンデンサＣ４が接続される。平滑コンデンサＣ４の両端間の電圧は、端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間から出力される。

このＤＣ−ＤＣコンバータ３ｄは、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｃに比べて簡素化しつつ、高い直流バッテリ５の電圧に対応可能である。もちろん、スイッチング素子Ｑ８をオフ状態に固定すればスルー動作が実施できる。

上述した実施形態に係る充電装置は、出力電圧に応じて制御される直流のリンク電圧と直流バッテリとの間にＤＣ−ＤＣコンバータを備え、直流バッテリよりも電圧範囲の狭いリンク電圧を生成して、直流バッテリへ電力を供給する。

（第６の実施形態）
図９は、上述した実施形態に係る充電装置を備えたシステムの例として、充電装置１をＥＶに適用した例を示す。

車両に搭載されるモータは、ＨＶバッテリに蓄電される直流電力をインバータで交流電力に変換され、駆動する。逆に、モータで発生する回生電力をインバータを介してＨＶバッテリに蓄電する。ＨＶバッテリに蓄電された電力（例えば、１７０〜４５０Ｖ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータによって降圧され（例えば、１２Ｖ〜１４Ｖ）、ＬＶバッテリに出力され、補機の駆動電力として用いられる。

本実施形態における充電装置は、外部の交流電源と接続される。そして、第１〜第５の実施形態において説明したような制御により、ＨＶバッテリを充電する。

１ａ、１ｂ、１ｃ…充電装置
２ａ、２ｂ、２ｃ…絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ…ＤＣ−ＤＣコンバータ
８ａ、８ｂ、８ｃ…ＡＣ−ＤＣ回路
９ａ、９ｂ、９ｃ…ＤＣ−ＤＣ回路
５…直流バッテリ
１０…交流電源
１１…制御手段
１２ａ、１２ｂ、１２ｃ…ＤＣ−ＤＣ回路制御ブロック
１３ａ、１３ｂ、１３ｃ…ＤＣ−ＤＣコンバータ制御ブロック
１４ａ、１４１ｂ、１４２ｂ、１４１ｃ、１４２ｃ…電流上限値生成ブロック
１５、１６…目標電圧生成ブロック
１７、１８…目標電力生成ブロック
２１、２２、２３、２４…電圧センサ
３１、３２、３３…電流センサ
Ｖｌｉｎｋ…リンク電圧
Ｖｏｕｔ…バッテリ電圧
Ｑ１〜Ｑ８、Ｑ１０〜Ｑ１２…スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ８、Ｄ１０〜Ｄ１６、Ｄ２１〜Ｄ２４、ＤＱ１１、ＤＱ１２…ダイオード
Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ２１、Ｃ２２…平滑コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２１、Ｌ２２…平滑インダクタ
Ｃｒ１、Ｃｒ１１、Ｃｒ１２…共振コンデンサ
Ｌｒ１…共振インダクタ
Ｔ１…トランス
Ｎ１、Ｎ２…巻線
Ｔｍ１〜Ｔｍ４…端子
Ｎｄ１、Ｎｄ２、Ｎｄ１１、Ｎｄ１２…ノード。

Claims (8)

1. 直流バッテリを充電する充電装置であって、
   電源からの直流電圧が入力され、当該直流電圧を変換する昇圧コンバータ部と、
   前記昇圧コンバータ部が変換した直流電圧が入力され、当該直流電圧を変換する降圧コンバータ部と、
   前記降圧コンバータ部の動作を制御する制御部と、を備え、
   前記直流バッテリの電圧が当該直流バッテリの充電完了電圧よりも低い所定の第１電圧から前記充電完了電圧までの間であるときは、前記降圧コンバータ部には、前記直流バッテリの充電に従って前記第１電圧から前記充電完了電圧まで増加する可変電圧が入力され、
   前記制御部は、前記直流バッテリの電圧が前記第１電圧より低いときに、前記降圧コンバータ部への入力電圧が前記第１電圧となるように、前記降圧コンバータ部を電圧制御することを特徴とする充電装置。
2. 請求項１に記載の充電装置であって、
   前記制御部は、前記直流バッテリの電圧が前記第１電圧から前記充電完了電圧までの間であるときは、前記降圧コンバータ部への入力電圧が前記直流バッテリの電圧となるように、前記降圧コンバータ部を電圧制御する充電装置。
3. 請求項１又は２に記載の充電装置であって、
   前記昇圧コンバータ部には、前記第１電圧が入力される充電装置。
4. 請求項３に記載の充電装置であって、
   前記制御部は、前記直流バッテリへの供給電力が定電力となるように前記昇圧コンバータを制御する充電装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載の充電装置であって、
   前記制御部は、前記直流バッテリの電圧が前記充電完了電圧以上であるときは、前記直流バッテリへの供給電圧が一定となるように、前記昇圧コンバータ部を定電圧制御する充電装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の充電装置であって、
   交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ部を備え、
   前記昇圧コンバータ部には、前記ＡＣ−ＤＣコンバータ部が変換した直流電圧が入力される充電装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載の充電装置であって、
   前記降圧コンバータ部は、当該降圧コンバータ部の入力側と出力側とを直流的に短絡する動作モードを有する充電装置。
8. 直流バッテリと、
   前記直流バッテリを充電する請求項１乃至７のいずれかに記載の充電装置と、を備えた充電システム。

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