JP6594797B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
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Description
本発明はスイッチングレギュレータに関し、特に軽負荷時において消費電流を削減する技術に関する。
電子機器は、低消費電力が要求される。特に、スマートホン、携帯機器、ウェアラブル機器等はバッテリー駆動のため、低消費電力はより一層強く要求される。スイッチングレギュレータは、様々な電子機器の電圧供給源として用いられている。スイッチングレギュレータは、出力端子から負荷に供給する電流が低電流から大電流まで幅広く変化しても、効率を高く維持する要求がある。
図３は、従来の同期整流型のスイッチングレギュレータの回路図である。スイッチングレギュレータ３００は、フィードバック抵抗７と、比較器１０と、基準電圧回路１２と、Ｒ−Ｓフリップフロップ１３と、オン時間制御回路１４と、出力制御回路１５と、ドライバー回路１６及び１７と、比較器１８と、パワーＦＥＴ２及び４と、インダクタ３と、コンデンサ５と、から構成されている（例えば、特許文献１参照）。
出力電圧ＶＯＵＴを分圧するフィードバック抵抗７は、フィードバック電圧ＶＦＢを出力する。基準電圧回路１２は、基準電圧ＶＲＥＦを出力する。比較器１０は、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦを比較し、セット信号を出力する。Ｒ−Ｓフリップフロップ１３は、セット端子Ｓにセット信号を受けると、出力端子Ｑにハイレベルの信号を出力する。オン時間制御回路１４は、出力端子Ｑのハイレベルの信号を受けると、所定の時間後にリセット端子Ｒにリセット信号を出力する。Ｒ−Ｓフリップフロップ１３は、リセット端子Ｒにリセット信号を受けると、出力端子Ｑにローレベルの信号を出力する。
出力制御回路１５は、Ｒ−Ｓフリップフロップ１３の出力端子Ｑの出力信号に応じてパワーＦＥＴ２及び４のドライブ信号を発生する。
出力制御回路１５は、Ｒ−Ｓフリップフロップ１３の出力端子Ｑの出力信号に応じてパワーＦＥＴ２及び４のドライブ信号を発生する。
上述したスイッチングレギュレータ３００は、以下のように動作して低消費電力を実現している。
重負荷モードでは、パワーＦＥＴ２及び４がスイッチングレギュレータ３００の中で主に電力を消費する部分になる。従って、スイッチングレギュレータ３００は、パワーＦＥＴ２及び４のオン対抗を小さくすることで、低消費電力および高効率を実現する事が出来る。
重負荷モードでは、パワーＦＥＴ２及び４がスイッチングレギュレータ３００の中で主に電力を消費する部分になる。従って、スイッチングレギュレータ３００は、パワーＦＥＴ２及び４のオン対抗を小さくすることで、低消費電力および高効率を実現する事が出来る。
軽負荷モードでは、パワーＦＥＴ２及び４での電力消費が小さくなるので、比較器１０などの回路による電力消費が主な電力損失となる。そのため、比較器１０などの電力損失を低減することが低消費電力および高効率を実現する有効な手段となる。
例えば、比較器１８は、インダクタ３の一端の電圧とＧＮＤ端子の電圧を比較し、電圧関係が逆転したときに、比較器１０に検出信号を出力する。比較器１０は、比較器１８の検出信号を受けて、動作電流を小さくする低消費電流動作に移行する。
例えば、比較器１０は、通常動作時には数μＡオーダーから数十μＡオーダーの電流を消費するのが一般的で、負荷電流が１μＡ以下や数μＡの軽負荷モードの場合に効率を高く維持するためには、消費電流を１μＡ以下に抑える必要がある。また、フィードバック抵抗７は、抵抗値を数ＭΩ〜数１００ＭΩとし、消費電流を削減する必要がある。
ここで、フィードバック抵抗７の抵抗値が数ＭΩ〜数１００ＭΩの場合、低消費電流動作のために比較器１０の動作電流を小さい電流へ切り替えると、フィードバック抵抗７が接続された比較器１０の入力端子のフィードバック電圧ＶＦＢが、ノイズカップリングにより変動しやすくなる。更に、フィードバック抵抗７の抵抗値が大きいため、変動したフィードバック電圧ＶＦＢが、正常な電圧に戻るのに長い時間を要する。従って、スイッチングレギュレータとして動作マージンが低下する、もしくは誤動作が発生する、という課題がある。
従来の課題を解決するために、本発明のスイッチングレギュレータは以下のような構成とした。
フィードバック電圧を出力するフィードバック抵抗と、
基準電圧を発生する基準電圧回路と、
第一の入力端子に前記フィードバック抵抗の出力端子が接続され、第二の入力端子に前記基準電圧回路の出力端子が接続され、前記フィードバック電圧と前記基準電圧を比較する比較器と、
前記比較器の出力する信号に応じて、電圧入力端子と出力端子の間に接続されたパワーＦＥＴを制御して、所望の電圧を出力するスイッチングレギュレータであって、
軽負荷モードを検出する軽負荷モード検出回路と、
前記フィードバック抵抗の出力端子と前記第一の入力端子の間に設けられた第一のスイッチと、
前記第一の入力端子と前記第二の入力端子の間に設けられた第二のスイッチと、を備え、
前記軽負荷モード検出回路の検出信号によって、前記比較器が動作電流を切り替える時に、前記第一のスイッチがオフして、前記第二のスイッチがオンする、
ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
フィードバック電圧を出力するフィードバック抵抗と、
基準電圧を発生する基準電圧回路と、
第一の入力端子に前記フィードバック抵抗の出力端子が接続され、第二の入力端子に前記基準電圧回路の出力端子が接続され、前記フィードバック電圧と前記基準電圧を比較する比較器と、
前記比較器の出力する信号に応じて、電圧入力端子と出力端子の間に接続されたパワーＦＥＴを制御して、所望の電圧を出力するスイッチングレギュレータであって、
軽負荷モードを検出する軽負荷モード検出回路と、
前記フィードバック抵抗の出力端子と前記第一の入力端子の間に設けられた第一のスイッチと、
前記第一の入力端子と前記第二の入力端子の間に設けられた第二のスイッチと、を備え、
前記軽負荷モード検出回路の検出信号によって、前記比較器が動作電流を切り替える時に、前記第一のスイッチがオフして、前記第二のスイッチがオンする、
ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
本発明のスイッチングレギュレータによれば、比較器の入力端子にスイッチを設け、通常電流動作と低消費電流動作を切替える時に、比較器の入力から抵抗値が大きいフィードバック抵抗を切り離すようにしたので、ノイズカップリングを抑え、スイッチングレギュレータの誤動作を抑制できる。
図１は、本実施形態のスイッチングレギュレータの回路図である。
本実施形態のスイッチングレギュレータ１００は、フィードバック抵抗７と、スイッチ８及び９と、比較器１０と、コンデンサ１１と、基準電圧回路１２と、Ｒ−Ｓフリップフロップ１３と、オン時間制御回路１４と、出力制御回路１５と、ドライバー回路１６及び１７と、ハイサイドスイッチング素子であるパワーＦＥＴ２と、ローサイドスイッチング素子であるパワーＦＥＴ４と、インダクタ３と、コンデンサ５と、を備えている。
本実施形態のスイッチングレギュレータ１００は、フィードバック抵抗７と、スイッチ８及び９と、比較器１０と、コンデンサ１１と、基準電圧回路１２と、Ｒ−Ｓフリップフロップ１３と、オン時間制御回路１４と、出力制御回路１５と、ドライバー回路１６及び１７と、ハイサイドスイッチング素子であるパワーＦＥＴ２と、ローサイドスイッチング素子であるパワーＦＥＴ４と、インダクタ３と、コンデンサ５と、を備えている。
フィードバック抵抗７は、出力端子ＯＵＴの出力電圧ＶＯＵＴを分圧しフィードバック端子ＶＦＢを出力する。基準電圧回路１２は、基準電圧ＶＲＥＦを出力する。比較器１０は、フィードバック端子ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦを比較し、検出信号を出力する。Ｒ−Ｓフリップフロップ１３は、セット端子Ｓにセット信号を受けると、出力端子Ｑにハイレベルの信号を出力する。オン時間制御回路１４は、出力端子Ｑのハイレベルの信号を受けると、所定の時間後にリセット端子Ｒにリセット信号を出力する。Ｒ−Ｓフリップフロップ１３は、リセット端子Ｒにリセット信号を受けると、出力端子Ｑにローレベルの信号を出力する。出力制御回路１５は、Ｒ−Ｓフリップフロップ１３の出力端子Ｑの出力信号に応じてパワーＦＥＴ２及び４のドライブ信号を発生する。比較器１８は、インダクタ３の一端の電圧とＧＮＤ端子の電圧を比較し、電圧関係が逆転したときに、比較器１０に検出信号を出力する。比較器１０は、比較器１８の検出信号を受けて、動作電流を小さくする低消費電流動作に移行する。
次に、スイッチ８及び９について説明する。
スイッチ８は、フィードバック抵抗７の出力端子と比較器１０の反転入力端子の間に接続されている。スイッチ９は、比較器１０の反転入力端子と非反転入力端子の間に接続されている。
スイッチ８は、フィードバック抵抗７の出力端子と比較器１０の反転入力端子の間に接続されている。スイッチ９は、比較器１０の反転入力端子と非反転入力端子の間に接続されている。
スイッチングレギュレータ１００が重負荷モードで動作をしている時は、スイッチ８はオンし、スイッチ９はオフしている。このスイッチ８及び９の状態では、スイッチングレギュレータ１００は、一般的なスイッチングレギュレータと同様の回路構成になっている。そして、比較器１０は通常の動作電流で動作している。
ここで、スイッチングレギュレータ１００が重負荷モードから軽負荷モードになると、比較器１０は比較器１８の検出信号を受けて、動作電流を小さくする低消費電流動作に移行する。例えば、比較器１０に通常の動作電流を流す第一の定電流源と、第一の定電流源より電流が少ない第二の定電流源とを切替える。
比較器１８が検出信号を出力すると、先ず、スイッチ８はオフし、スイッチ９はオンする。従って、比較器１０は、反転入力端子とフィードバック抵抗７の接続が切り離され、反転入力端子と非反転入力端子の間が接続される。次に、比較器１０は、動作電流を小さくする低消費電流動作に移行する。その後に、スイッチ８はオンし、スイッチ９はオフして、スイッチングレギュレータは通常の回路構成に戻る。
このとき、比較器１０の目的のノードが所望の動作点に達してから、もしくはその電圧に近づいてから、スイッチ８及び９を切替えるようにしても良い。あるいは、タイマー回路などを用いて、所望のタイミングで上述した動作を順次行っても良い。
また、スイッチングレギュレータ１００が軽負荷モードから重負荷モードになるときも、同様に、スイッチ８及び９の接続を切替えてから比較器１０の動作電流を切替える。
また、スイッチングレギュレータ１００が軽負荷モードから重負荷モードになるときも、同様に、スイッチ８及び９の接続を切替えてから比較器１０の動作電流を切替える。
以上に説明したように、比較器１０は、通常電流動作と低消費電流動作が切り替わる際に、反転入力端子とフィードバック抵抗７の接続が切り離されるので、反転入力端子はノイズカップリングの影響を受けなくなる。従って、スイッチングレギュレータの誤動作を抑制できる。
また、比較器１０は、スイッチ９によって反転入力端子と非反転入力端子が接続され、基準電圧ＶＲＥＦになる。一般的には、基準電圧回路１２は、出力インピーダンスが低いので、ノイズカップリングに対して強い耐性を有している。仮に、基準電圧回路１２の出力インピーダンスが高い場合でも、コンデンサ１１を追加することにより、インピーダンスを低く保つことができ、ノイズカップリングに対して強い耐性を有することができる。
なお、本実施形態の説明では、同期整流型のスイッチングレギュレータを用いて説明したが、軽負荷モードを検出して動作電流を切替える比較器に適応すればよいので、スイッチングレギュレータの構成に限定されるものではない。例えば、図２に示すような、三角波発生回路２１と、誤差増幅器２２と、基準電圧回路２３と、比較器２４と、ショットキーダイオード２５と、を備えたスイッチングレギュレータ２００であっても良い。
１０、１８、２４ 比較器
１２、２３ 基準電圧回路
１３ Ｒ−Ｓフリップフロップ
１４ オン時間制御回路
１５ 出力制御回路
２１ 三角波発生回路
２２ 誤差増幅器
１２、２３ 基準電圧回路
１３ Ｒ−Ｓフリップフロップ
１４ オン時間制御回路
１５ 出力制御回路
２１ 三角波発生回路
２２ 誤差増幅器
Claims (3)
- フィードバック電圧を出力するフィードバック抵抗と、
基準電圧を発生する基準電圧回路と、
第一の入力端子に前記フィードバック抵抗の出力端子が接続され、第二の入力端子に前記基準電圧回路の出力端子が接続され、前記フィードバック電圧と前記基準電圧を比較する比較器と、
前記比較器の出力する信号に応じて、電圧入力端子と出力端子の間に接続されたパワーＦＥＴを制御して、所望の電圧を出力するスイッチングレギュレータであって、
軽負荷モードを検出する軽負荷モード検出回路と、
前記フィードバック抵抗の出力端子と前記第一の入力端子の間に設けられた第一のスイッチと、
前記第一の入力端子と前記第二の入力端子の間に設けられた第二のスイッチと、を備え、
前記軽負荷モード検出回路の検出信号によって、前記比較器が動作電流を切り替える時に、前記第一のスイッチがオフして、前記第二のスイッチがオンする、
ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 前記軽負荷モード検出回路は、前記スイッチングレギュレータの出力端子に接続されたコイルの電圧によって前記軽負荷モードを検出する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。 - 前記軽負荷モード検出回路は、前記比較器の出力端子の信号によって前記軽負荷モードを検出する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
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