JP6617638B2 - ワイヤレス電力伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、ワイヤレス電力伝送システムに関するものである。

電源ケーブルを用いることなく、例えば電気自動車のバッテリーなどに、外部から大きな電力をワイヤレスで供給するワイヤレス電力伝送技術が注目されている。

このワイヤレス電力伝送技術は、送電装置と受電装置にそれぞれ一次コイルと二次コイルを具備し、電磁誘導または磁場共鳴によって送電装置から受電装置に向けてワイヤレスで電力を供給する。ところが、送電装置と受電装置との間に障害物が入った場合や送電装置と受電装置の相対的位置が正規の位置よりずれた場合には、一次コイルと二次コイルの間の結合係数が変化し、一次コイルおよび受電装置で構成される２端子電力伝送網のインピーダンスが変化する。２端子電力伝送網のインピーダンスが送電装置の高周波電源のインピーダンスと不整合になる場合には、高周波電源から一次コイルに給電された電力の一部が反射されて高周波電源側に戻ってくる。この反射電力は高周波電源側で再び反射されて一次コイルに向かうという動作を繰り返すため、高周波電源では、受電装置側に送電された通過電力に加えて、反射電力による損失が余分に生じることになる。その結果、反射電力が大きい場合には、高周波電源においては反射電力によりダメージを受ける虞があり、その課題を解決する要求が高まってきている。

特許文献１には、送電装置が具備する一次コイルと受電装置が具備する二次コイルとの間に障害物が入った場合等により生じる反射電力による高周波電源に対するダメージ対策として、高周波電源から共鳴用一次コイルへの出力電力に対する共鳴用一次コイルから高周波電源への反射電力の比を検出する電力比検出器による電力比が閾値以上になると高周波電源を停止させることにより、高周波電源が反射電力によりダメージを受ける虞を回避するワイヤレス電力伝送システムが提案されている。

特開２０１０−１５４６２５号公報

特許文献１に開示された技術では、高周波電源から共鳴用一次コイルへの出力電力に対する共鳴用一次コイルから高周波電源への反射電力の比を検出する電力比検出器による電力比が閾値以上になると高周波電源を停止させてしまうので、例えば、高周波電源から共鳴用一次コイルへの出力電力が小または中程度の電力であって、コイル同士の相対的位置変化や障害物混入による共鳴用一次コイルから高周波電源への反射電力が、高周波電源にダメージを与える電力閾値未満の場合であっても、高周波電源から共鳴用一次コイルへの出力電力に対する該反射電力の比が閾値以上になる場合があり、給電停止が不要であるにも関わらずワイヤレスでの給電が継続できないという課題があった。また、高周波電源から共鳴用一次コイルへの出力電力が大電力であって、コイル同士の相対的位置変化や障害物混入による共鳴用一次コイルから高周波電源への反射電力が、高周波電源にダメージを与える電力閾値以上の場合であっても、高周波電源から共鳴用一次コイルへの出力電力に対する該反射電力の比が閾値未満となる場合があり、給電停止が必要であるにも関わらず、ワイヤレスでの給電が継続し、高周波電源がダメージを受けてしまうという課題があった。

本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、高周波電源が反射電力によるダメージを受けることを確実に防止しつつ、安定した給電が実行可能なワイヤレス電力伝送システムを提供することを目的とする。

本発明に係るワイヤレス電力伝送システムは、送電装置から受電装置にワイヤレスにて電力伝送するワイヤレス電力伝送システムであって、送電装置は、入力電力を交流電力に変換する高周波電源と、高周波電源から交流電力を受けて磁界を発生する送電コイルユニットと、入力電力を検出する入力電力検出器と、を備え、受電装置は、磁界を介して交流電力を受電する受電コイルユニットと、受電コイルユニットによって受電された電力を、負荷が要求する電圧に変換して、負荷へ供給する電圧変換器と、受電コイルユニットの出力電力または電圧変換器の出力電力を検出する出力電力検出器と、を備え、高周波電源は、送電コイルユニットに交流電力を供給する経路に直列に接続される少なくとも１つのスイッチング素子を有し、送電装置と受電装置間の離間距離が仕様範囲内において、入力電力に対する出力電力の比である電力伝送効率の最大値をηｍａｘ、入力電力をＰｉｎ、スイッチング素子の素子数をＮ、スイッチング素子の絶対最大定格電力をＷａｍｐとすると、電圧変換器は、入力電力に対する出力電力の比である電力伝送効率ηが、以下の式（１）を満たすように、電力を負荷へ供給することを特徴とする。
η≧｛１−（Ｗａｍｐ／２）＊Ｎ／Ｐｉｎ｝＊ηｍａｘ 式（１）

本発明によれば、電圧変換器は、入力電力に対する出力電力の比である電力伝送効率ηが、式（１）を満たすように、電力を負荷へ供給している。ここで、式（１）の右辺は、反射電力による高周波電源へのダメージが小さい下限値に相当する電力伝送効率である。そのため、電圧変換器が電力伝送効率に基づいて電力を負荷へ供給することで、反射電力による高周波電源へのダメージを確実に防止しつつ、ワイヤレスでの給電を継続することが可能となる。つまり、高周波電源が反射電力によるダメージを受けることを確実に防止しつつ、安定した給電が実行可能となる。

好ましくは、電圧変換器は、負荷が最大のとき、電力伝送効率ηが、以下の式（２）を満たすように、電力を負荷へ供給するとよい。
｛１−（Ｗａｍｐ／２）＊Ｎ／Ｐｉｎ｝≧η 式（２）
ここで、式（２）の左辺は、電力伝送効率ηが１となる場合の入力電力に対する反射電力の閾値に相当する電力伝送効率である。電力伝送効率ηが式（１）を満たしつつ、式（２）を満たすには、入力電力が大きくなる。したがって、負荷が最大のとき、すなわち負荷の等価抵抗が最小で、負荷へ供給できる電力が最大となる状態のとき、電圧変換器が、式（１）と式（２）を満たすように、電力を負荷へ供給することで、高周波電源が反射電力によるダメージを受けることを確実に防止しつつ、急速充電が可能となる。

本発明によれば、高周波電源が反射電力によるダメージを受けることを確実に防止しつつ、安定した給電が実行可能なワイヤレス電力伝送システムを提供することができる。

本発明の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを商用電源、負荷とともに示す模式構成図である。 入力電力に対する電力伝送効率を示すグラフである。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。なお、説明において、同一要素又は同一機能を有する要素には、同一符号を用いることとし、重複する説明は省略する。

まず、図１を参照して、本発明の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１の構成について説明する。図１は、本発明の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを商用電源、負荷とともに示す模式構成図である。

ワイヤレス電力伝送システムＳ１は、図１に示されるように、送電装置１００と、受電装置２００を有する。このワイヤレス電力伝送システムＳ１では、送電装置１００から受電装置２００に向けて、ワイヤレスにて電力が伝送されることとなる。本実施形態では、ワイヤレス電力伝送システムＳ１を電気自動車の給電設備に適用した例を用いて説明する。なお、ワイヤレス電力伝送システムＳ１は、電気自動車以外にも、工場内で物品等を搬送する搬送車、移動して作業を行う移動ロボット、家電製品、電子機器、玩具等のあらゆる製品の給電設備にも適用することができる。

送電装置１００は、電力供給源１１０、高周波電源１３０、入力電力検出器１２０、送電コイルユニット１４０を有する。受電装置２００は、受電コイルユニット２１０、電圧変換器２３０、出力電力検出器２２０を有する。ここで、送電装置１００は、地上に配設される給電設備に搭載され、受電装置２００は、電気自動車に搭載される。

電力供給源１１０は、商用電源１６０から供給される交流電力を直流に変換して高周波電源１３０に供給するＡＣ−ＤＣ電源で構成される。電力供給源を構成するＡＣ−ＤＣ電源としては、例えば、力率改善を行うＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路や出力電圧可変の電源回路等が挙げられる。なお、本実施形態では、送電装置１００の入力源を商用電源１６０としているがこれに限られることなく、送電装置１００が商用電源１６０に繋がらない場合の電力供給源１１０としては、直流高電圧出力の蓄電池等が挙げられる。

高周波電源１３０は、入力電力を交流電力に変換する機能を有する。具体的には、高周波電源１３０は、電力供給源１１０から供給された直流電力を交流電力に変換して、この交流電力を送電コイルユニット１４０に供給する。この高周波電源１３０は、複数のスイッチング素子１５０がブリッジ接続されたスイッチング回路から構成される。複数のスイッチング素子１５０は、それぞれ送電コイルユニット１４０に交流電力を供給する経路に直列に挿入されている。この複数のスイッチング素子１５０を構成する各スイッチング素子としては、例えば高速でスイッチング可能なパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｓｉｓｔｏｒ）が挙げられる。ここで、高周波電源１３０としては、少なくとも４つのスイッチング素子１５０がブリッジ接続されたフルブリッジ型のスイッチング回路あるいは少なくとも２つのスイッチング素子１５０がブリッジ接続されたハーフブリッジ型のスイッチング回路が用いられる。本実施形態では、高周波電源１３０は、４つのパワーＭＯＳＦＥＴがブリッジ接続されたフルブリッジ型のスイッチング回路から構成されている。この場合、送電コイルユニット１４０に交流電力を供給する経路に直列に挿入されるパワーＭＯＦＥＴの数は、直流電圧高圧側（ハイサイト）に１個および直流電圧低圧側（ローサイト）に１個の計２個となる。図１では、説明の便宜上、送電コイルユニット１４０に交流電力を供給する経路に直列に挿入されるパワーＭＯＦＥＴ（スイッチング素子１５０）を模式的に表している。一方、高周波電源１３０を２つのパワーＭＯＳＦＥＴがブリッジ接続されたハーフブリッジ型のスイッチング回路から構成した場合、送電コイルユニット１４０に交流電力を供給する経路に直列に挿入されるパワーＭＯＳＦＥＴの数は、直流電圧高圧側（ハイサイト）に１個もしくは直流電圧低圧側（ローサイト）に１個のいずれかとなる。なお、フルブリッジ型あるいはハーフブリッジ型のスイッチング回路は、複数のスイッチング素子１５０が並列接続されたものをブリッジ接続して構成しても構わない。この場合、並列接続された複数のスイッチング素子１５０のそれぞれが送電コイルユニット１４０に交流電力を供給する経路に直列に挿入されるスイッチング素子１５０となる。また、高周波電源１３０は、電力供給源１１０の機能を備えていてもよく、この場合、高周波電源１３０は、商用電源１６０から供給される交流電力を直流に変換するＡＣ−ＤＣ電源と直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路から構成されることとなる。

入力電力検出器１２０は、高周波電源１３０に供給される入力電力を検出する機能を有する。本実施形態では、電力供給源１１０であるＡＣ−ＤＣ電源から高周波電源１３０に供給される直流電力を検出している。具体的には、入力電力検出器１２０は、高周波電源１３０に供給される入力電圧値と入力電流値を検出し、これら入力電圧値と入力電流値から入力電力値を算出する。入力電圧値の検出手段には、分圧回路等が挙げられ、入力電流値の検出手段には、電流センサやカレントトランス等が挙げられる。入力電力値は、入力電圧値と入力電流値の積で算出される。なお、高周波電源１３０が電力供給源１１０の機能を備える場合、入力電力検出器１２０は、商用電源１６０から高周波電源１３０の一部を構成するＡＣ−ＤＣ電源に供給される交流電力を検出するように構成しても構わない。この場合、入力電力値は、高周波電源１３０に供給される入力電圧と入力電流の位相差をΦとすると、入力電圧値と入力電流値とＣＯＳΦの積で算出される。

送電コイルユニット１４０は、高周波電源１３０から交流電力を受けて磁界を発生させる。この送電コイルユニット１４０は、送電コイルＬ１と、送電側コンデンサ部Ｃ１と、を有し、これら送電コイルＬ１と送電側コンデンサ部Ｃ１により送電側ＬＣ共振回路を構成している。

送電コイルＬ１は、銅やアルミニウム等のリッツ線を巻き回して形成されている。その巻き数は、送電コイルＬ１と後述する受電コイルＬ２間の離間距離と所望の電力伝送効率に基づいて適宜設定される。この送電コイルＬ１には、高周波電源１３０の出力する高周波の交流電圧により、高周波の交流電流が流れて交流磁界が発生する。つまり、この交流磁界により後述する受電コイルＬ２に向けて高周波の交流電力が伝送されることとなる。本実施形態のワイヤレス電力伝送システムＳ１を電気自動車などの車両への給電設備に用いた場合、送電コイルＬ１は地中または地面近傍に配設される。

送電側コンデンサ部Ｃ１は、送電コイルＬ１とともに送電側ＬＣ共振回路を形成する。本実施形態においては、送電側コンデンサ部Ｃ１は、送電コイルＬ１に直列に接続されたコンデンサＣ１１と並列に接続されたコンデンサＣ１２とで構成されているがこれに限らない。例えば、送電コイルＬ１に直列に接続されたコンデンサＣ１１のみであってもよく、送電コイルＬ１に並列に接続されたコンデンサＣ１２のみであってもよく、コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２がそれぞれ送電コイルＬ１に直列に接続される構成であっても構わない。これらコンデンサＣ１１，Ｃ１２としては、容量誤差の小さいフィルムコンデンサや周波数特性の良い積層セラミックコンデンサなどが挙げられる。

このように、本実施形態では、送電装置１００は、商用電源１６０に接続され、入力交流電力をＡＣ−ＤＣ電源である電力供給源１１０によって一時的に所望の直流電力に変換し、直流電力を高周波電源１３０によって所望の交流電力に変換して送電コイルユニット１４０に供給し、送電コイルユニット１４０が交流電力を受けて磁界を発生させる。

受電コイルユニット２１０は、送電コイルユニット１４０が発生させた磁界を介して交流電力を受電する。この受電コイルユニット２１０は、受電コイルＬ２と、受電側コンデンサ部Ｃ２と、整流器２１１と、を有し、受電コイルＬ２と受電側コンデンサ部Ｃ２により受電側ＬＣ共振回路を構成している。ここで、送電側ＬＣ共振回路の共振周波数ｆＴＸと受電側ＬＣ共振回路の共振周波数ｆＲＸを互いの共振周波数が近接するように設定することで、磁界共鳴方式の電力伝送が実現される。

受電コイルＬ２は、送電コイルＬ１からの電力を受電可能に構成され、銅やアルミニウム等のリッツ線を巻き回して形成されている。その巻き数は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２間の離間距離と所望の電力伝送効率に基づいて適宜設定される。この受電コイルＬ２は、送電コイルＬ１が発生する交流磁界を受けることで、受電コイルＬ２に交流起電力が発生して交流電流が流れる。これにより、送電コイルＬ１から受電コイルＬ２にワイヤレスにて交流電力が伝送される。本実施形態のワイヤレス電力伝送システムＳ１を電気自動車などの車両への給電設備に用いた場合、受電コイルＬ２は車両下部またはその近傍に搭載される。

ここで、本実施形態では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の対向方向（図示Ｚ軸方向）に距離Ｇ（ｃｍ）だけ離れて配置されており、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の対向方向と直交する方向（図示Ｘ軸方向）には該各コイルの中心点間の距離が距離Ｌ（ｃｍ）だけ離れて配置されている。送電装置１００と受電装置２００間の離間距離（送電コイルＬ１と受電コイルＬ２間の離間距離）Ｇ，Ｌが大きくなると、入力電力検出器１２０が検出する入力電力に対する出力電力検出器２２０が検出する出力電力の比である電力伝送効率ηは小さくなり、送電装置１００と受電装置２００間の離間距離が小さくなると、電力伝送効率ηは大きくなる傾向にある。なお、Ｘ軸方向と直交するＹ軸方向についてもＸ軸方向の場合と同じ性質を示すため、ここでは説明を省略する。

受電側コンデンサ部Ｃ２は、受電コイルＬ２とともに受電側ＬＣ共振回路を形成する。本実施形態においては、受電側コンデンサ部Ｃ２は、受電コイルＬ２に直列に接続されたコンデンサＣ２１と並列に接続されたコンデンサＣ２２で構成されているがこれに限らない。例えば、受電コイルＬ２に直列に接続されたコンデンサＣ２１のみであってもよく、受電コイルＬ２に並列に接続されたコンデンサＣ２２のみであってもよく、コンデンサＣ２１とコンデンサＣ２２がそれぞれ受電コイルＬ２に直列に接続される構成であっても構わない。これらコンデンサＣ２１，Ｃ２２としては、容量誤差の小さいフィルムコンデンサや周波数特性の良い積層セラミックコンデンサなどが挙げられる。

整流器２１１は、受電コイルＬ２が受電した交流電力を整流する機能を有する。具体的には、整流器２１１は、受電コイルＬ２が受電した交流電力を直流電力に変換し、電圧変換器２３０に供給する。整流器２１１としては、１素子のスイッチング素子またはダイオードと平滑コンデンサから構成される半波整流回路やブリッジ接続された４素子のスイッチング素子またはダイオードと平滑コンデンサから構成される全波整流回路などが挙げられる。なお、整流器２１１は、受電コイルＬ２および受電側コンデンサ部Ｃ２とともに同一の筐体に収容するように構成しても構わないが、受電コイルＬ２および受電側コンデンサ部Ｃ２とは別の筐体に収容するように構成しても構わない。

電圧変換器２３０は、受電コイルユニット２１０によって受電された電力を、負荷Ｌｏａｄが要求する電圧に変換して、負荷へ供給する。本実施形態では、電圧変換器２３０は、整流器２１１から供給された直流電圧を負荷Ｌｏａｄが要求する電圧に変換して、負荷Ｌｏａｄへ供給する。負荷Ｌｏａｄは、電圧変換器２３０の出力端子間に接続され、電圧変換器２３０で電圧変換された電力を貯蔵または消費する。負荷Ｌｏａｄとしては、抵抗器、電子負荷、電動モーターなどの電動機器、二次電池等が挙げられる。なお、負荷Ｌｏａｄが二次電池の場合は、電圧変換器２３０は二次電池を充電するバッテリーチャージャーとなる。

出力電力検出器２２０は、受電コイルユニット２１０の出力電力または電圧変換器２３０の出力電力を検出する。本実施形態では、出力電力検出器２２０は、整流器２１１から電圧変換器２３０に供給される出力電力を検出している。具体的には、出力電力検出器２２０は、整流器２１１から電圧変換器２３０に供給される出力電圧値と出力電流値を検出し、これら出力電圧値と出力電流値から出力電力値を算出する。出力電圧値の検出手段には、分圧回路等が挙げられ、出力電流値の検出手段には、電流センサやカレントトランス等が挙げられる。出力電力値は、出力電圧値と出力電流値の積で算出される。なお、出力電力検出器２２０が電圧変換器２３０の出力電力を検出する場合は、電圧変換器２３０から負荷Ｌｏａｄに供給される出力電力を検出することとなる。また、検出する出力電力の供給先が誘導負荷で構成されている場合、出力電力値は、出力電圧と出力電流の位相差Ψとすると、出力電圧値と出力電流値とＣＯＳΨの積で算出される。

本実施形態では、送電装置１００と受電装置２００間の離間距離が仕様範囲内において、入力電力に対する出力電力の比である電力伝送効率ηの最大値をηｍａｘ、入力電力をＰｉｎ、スイッチング素子１５０の素子数をＮ、スイッチング素子１５０の絶対最大定格電力をＷａｍｐとすると、電圧変換器２３０は、入力電力に対する出力電力の比である電力伝送効率ηが、以下の式（１）を満たすように、電力を負荷Ｌｏａｄへ供給している。例えば、入力電力に対する出力電力の比である電力伝送効率ηが、以下の式（１）を満たすように、電圧変換器２３０が有する負荷Ｌｏａｄへ供給する電力の目標値を設定することで実現できる。
η≧｛１−（Ｗａｍｐ／２）＊Ｎ／Ｐｉｎ｝＊ηｍａｘ 式（１）
ここで、仕様範囲とは、ワイヤレス電力伝送システムＳ１が所望の性能を満たすための送電装置１００と受電装置２００間の離間距離の許容範囲である。

また、電圧変換器２３０は、負荷Ｌｏａｄが最大のとき、電力伝送効率ηが、以下の式（２）を満たすように、電力を負荷Ｌｏａｄへ供給している。この動作についても、例えば、電力伝送効率ηが、以下の式（２）を満たすように、電圧変換器２３０が有する負荷Ｌｏａｄへ供給する電力の目標値を設定することで実現することができる。
｛１−（Ｗａｍｐ／２）・（Ｎ／Ｐｉｎ）｝≧η 式（２）
ここで、負荷Ｌｏａｄが最大のときとは、負荷Ｌｏａｄの等価抵抗が最小のときのことを意味する。

ここで、式（１）の意味について詳述する。まず、出力電力をＰｏｕｔとし、式（１）の両辺に入力電力Ｐｉｎを掛けると、以下の式（３）で表される。
Ｐｏｕｔ≧｛Ｐｉｎ−（Ｗａｍｐ／２）＊Ｎ｝＊ηｍａｘ 式（３）
式（３）で示されるとおり、右辺は、スイッチング素子１５０の絶対最大定格電力Ｗａｍｐの５０％の値（ディレーティング設計基準値）にスイッチング素子１５０の素子数Ｎを掛けた値を入力電力Ｐｉｎから差し引いた残余の電力が電力伝送効率の最大値ηｍａｘで負荷Ｌｏａｄに供給された電力を表している。一方、左辺は、実際に負荷Ｌｏａｄに供給された電力を表しており、右辺で示した電力以上の場合、スイッチング素子１５０で実際に消費される１個当たりの損失が絶対最大定格電力Ｗａｍｐの５０％以下になることから、反射電力による高周波電源１３０へのダメージを防止できることになる。

以上のように、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１は、送電装置１００から受電装置２００にワイヤレスにて電力伝送するワイヤレス電力伝送システムＳ１であって、送電装置１００は、入力電力を交流電力に変換する高周波電源１３０と、高周波電源１３０から交流電力を受けて磁界を発生する送電コイルユニット１４０と、入力電力を検出する入力電力検出器１２０と、を備え、受電装置２００は、磁界を介して交流電力を受電する受電コイルユニット２１０と、受電コイルユニット２１０によって受電された電力を、負荷Ｌｏａｄが要求する電圧に変換して、負荷Ｌｏａｄへ供給する電圧変換器２３０と、受電コイルユニット２１０の出力電力または電圧変換器２３０の出力電力を検出する出力電力検出器２２０と、を備え、高周波電源１３０は、送電コイルユニット１４０に交流電力を供給する経路に直列に接続される少なくとも１つのスイッチング素子１５０を有し、送電装置１００と受電装置２００間の離間距離が仕様範囲内において、入力電力に対する出力電力の比である電力伝送効率の最大値をηｍａｘ、入力電力をＰｉｎ、スイッチング素子１５０の素子数をＮ、スイッチング素子１５０の絶対最大定格電力をＷａｍｐとすると、電圧変換器２３０は、入力電力に対する出力電力の比である電力伝送効率ηが、以下の式（１）を満たすように、電力を負荷Ｌｏａｄへ供給する。
η≧｛１−（Ｗａｍｐ／２）＊Ｎ／Ｐｉｎ｝＊ηｍａｘ 式（１）
ここで、式（１）の右辺は、反射電力による高周波電源１３０へのダメージが小さい下限値に相当する電力伝送効率である。そのため、電圧変換器２３０が電力伝送効率に基づいて電力を負荷Ｌｏａｄへ供給することで、反射電力による高周波電源１３０へのダメージを確実に防止しつつ、ワイヤレスでの給電を継続することが可能となる。つまり、高周波電源１３０が反射電力によるダメージを受けることを確実に防止しつつ、安定した給電が実行可能となる。

また、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１においては、電圧変換器２３０は、負荷Ｌｏａｄが最大のとき、電力伝送効率ηが、以下の式（２）を満たすように、電力を負荷へ供給している。
｛１−（Ｗａｍｐ／２）＊Ｎ／Ｐｉｎ｝≧η 式（２）
ここで、式（２）の左辺は、電力伝送効率ηが１となる場合の入力電力に対する反射電力の閾値に相当する電力伝送効率である。電力伝送効率ηが式（１）を満たしつつ、式（２）を満たすには、入力電力が大きくなる。したがって、負荷Ｌｏａｄが最大のとき、すなわち負荷Ｌｏａｄの等価抵抗が最小で、負荷Ｌｏａｄへ供給できる電力が最大となる状態のとき、電圧変換器２３０が、式（１）と式（２）を満たすように、電力を負荷Ｌｏａｄへ供給することで、高周波電源１３０が反射電力によるダメージを受けることを確実に防止しつつ、急速充電が可能となる。

続いて、上述の実施形態によって、電圧変換器２３０が、電力伝送効率ηが式（１）を満たすように、電力を負荷Ｌｏａｄへ供給することにより、送電コイルユニット１４０からの反射電力による高周波電源１３０へのダメージを防ぐことができることについて、具体的な例を用いて説明する。

実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１を以下のように構成した。まず、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２間の許容離間距離ならびに電力伝送効率の仕様に基づき、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２のインダクタンス値をそれぞれ１２８（μＨ）、コンデンサＣ１１、Ｃ１２、Ｃ２１、Ｃ２２のキャパシタンス値をそれぞれＣ１１＝３０（ｎＦ）、Ｃ１２＝０（ｎＦ）、Ｃ２１＝３３（ｎＦ）、Ｃ２２＝０（ｎＦ）とした。電力供給源１１０として、出力電圧可変の電源回路を用いた。高周波電源１３０を構成するスイッチング回路のスイッチング素子１５０として、絶対最大定格電力がＴｃ＝２５℃で２５５（Ｗ）のパワーＭＯＳＦＥＴ（ＳＴマイクロエレクトロニクス社（ＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｎ．Ｖ．）製、製品名：ＳＴＷ４３ＮＭ６０ＮＤ）を用いた。入力電力検出器１２０として、高周波電源１３０に供給される直流電圧を検出する分圧回路と高周波電源１３０に供給される直流電流を検出する電流センサをそれぞれ電力供給源１１０と高周波電源１３０の間に設け、入力電力を検出された直流電圧と直流電流の積で求めるように構成した。整流器２１１として全波整流回路を用い、電圧変換器２３０として出力電流を制御できるバッテリーチャージャーを用い、負荷Ｌｏａｄとして電子負荷を用いた。出力電力検出器２２０として、電圧変換器２３０に供給される直流電圧を検出する分圧回路と電圧変換器２３０に供給される直流電流を検出する電流センサをそれぞれ整流器２１１と電圧変換器２３０の間に設け、出力電力を検出された直流電圧と直流電流の積で求めるように構成した。電圧変換器２３０の入力電圧は、電圧変換器２３０の仕様に基づき、２４５（Ｖ）±１０％になるように高周波電源１３０に供給する電力供給源１１０の出力電圧を調整した。

図２は、入力電力に対する電力伝送効率を示すグラフである。図２に示すグラフは、横軸に入力電力値Ｐｉｎ（ｋＷ）を表示し、縦軸に電力伝送効率ηを表示している。図２に示す例においては、式（１）を満たす電力伝送効率ηの下限値を「式（１）下限値」で表示し、式（２）を満たす電力伝送効率ηの上限値を「式（２）上限値」で表示し、送電装置１００と受電装置２００間の対向方向の離間距離Ｇを１０（ｃｍ）、１５（ｃｍ）に変化させ、送電装置１００と受電装置２００間の対向方向と直交する方向（図１中Ｘ軸方向）の離間距離Ｌを０（ｃｍ）、５（ｃｍ）、１０（ｃｍ）、１５（ｃｍ）、２０（ｃｍ）に変化させた場合の電力伝送効率ηをそれぞれ「η（０，０，１０）」、「η（５，０，１０）」、「η（１０，０，１０）」、「η（１５，０，１０）」、「η（２０，０，１０）」、「η（０，０，１５）」、「η（５，０，１５）」、「η（１０，０，１５）」、「η（１５，０，１５）」、「η（２０，０，１５）」で表示している。ここで、送電装置１００と受電装置２００間の離間距離Ｇ，Ｌを変化させた場合の電力伝送効率ηは、「η（Ｌ，０，Ｇ）」の形式で表している。なお、本例においては、送電装置１００と受電装置２００間の対向方向と直交する方向（図１中Ｙ軸方向）には位置ずれしないように設定した。そのため、「η（Ｌ，０，Ｇ）」では、送電装置１００と受電装置２００間の対向方向と直交する方向（図１中Ｙ軸方向）の離間距離を０としている。

次に、電力伝送効率ηの測定方法について説明する。まず、電力供給源１１０の出力を所定の電圧値に設定し、電力伝送を開始し、負荷Ｌｏａｄに１５（ｋＷ）程度の電力が供給されるまで電圧変換器２３０の出力電力を徐々に増加させる。このとき、高周波電源１３０を構成するスイッチング回路のスイッチング素子１５０に流れる電流を電流センサ（図示しない）等でモニターしつつ、電圧変換器２３０の出力電力を徐々に増加させて、電流センサによりモニターしている電流値が、スイッチング素子１５０のＴｃ＝２５℃における絶対最大定格ドレイン電流の７０〜８０％に相当する電流値に達した時点で、電圧変換器２３０の出力電力の増加を停止させる。但し、電圧変換器２３０が出力電力を徐々に増加させている状態で、電圧変換器２３０の入力電圧が所望の電圧範囲内となるように電力供給電源１１０の出力電圧が調整されているものとする。そして、電圧変換器２３０の出力電力値ごとに、入力電力検出器１２０が検出する入力電力値Ｐｉｎと、電力伝送効率ηを取得する。なお、電圧変換器２３０の出力電力の増加を停止させる閾値として、スイッチング素子１５０のＴｃ＝２５℃における絶対最大定格ドレイン電流の７０〜８０％とした理由は、電力Ｐは電流Ｉの二乗と抵抗Ｒの積（Ｐ＝Ｉ^２＊Ｒ）で表されることから、動作中のパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間オン抵抗がほぼ一定と仮定した場合、Ｔｃ＝２５℃における絶対最大定格ドレイン電流の７０〜８０％は、Ｔｃ＝２５℃における絶対最大定格電力の４９％〜６４％に相当し、長期信頼性を保証する平均電力に係るディレーティング設計基準値（最大定格×０．５以下）となるからである。また、スイッチング回路の動作中には、スイッチング素子１５０に余分な損失が生じないように、スイッチング素子１５０がオン／オフする際に、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作するように調整されている。

ここで、式（１）を満たす電力伝送効率ηの下限値を示す「式（１）下限値」は、電力伝送効率η（Ｌ，０，Ｇ）の最大値ηｍａｘに図２に示すη（０，０，１０）＝０．９２、スイッチング素子１５０のＴｃ＝２５℃における絶対最大定格電力値Ｗａｍｐに２５５（Ｗ）、スイッチング素子１５０の個数Ｎに２を、それぞれ式（１）に代入したものである。なお、スイッチング回路での電力損失（スイッチング素子１５０の電力損失＋局所電源（図示しない）の消費電力）は、負荷Ｌｏａｄへ供給される１５（ｋＷ）に比べて無視できる程十分に小さいので、電力伝送効率ηの最大値ηｍａｘとしては、図２に示す電力伝送効率ηが最大のη（０，０，１０）＝０．９２とした。

式（２）を満たす電力伝送効率ηの上限値を示す「式（２）上限値」は、式（１）において、送電コイルユニット１４０と受電コイルユニット２１０と整流器２１１での電力損失がゼロ（各電力効率が１、すなわちηｍａｘ＝１）とした。

図２より、η（０，０，１０）、η（５，０，１０）、η（１０，０，１０）、η（１５，０，１０）、η（２０，０，１０）、η（０，０，１５）、η（５，０，１５）、η（１０，０，１５）、η（１５，０，１５）、η（２０，０，１５）のそれぞれ電力伝送効率ηの最右端は、式（１）を満たす電力伝送効率ηの下限値を下回っている。ここで、η（０，０，１０）、η（５，０，１０）、η（１０，０，１０）、η（１５，０，１０）、η（２０，０，１０）、η（０，０，１５）、η（５，０，１５）、η（１０，０，１５）、η（１５，０，１５）、η（２０，０，１５）のそれぞれ電力伝送効率ηの最右端は、電圧変換器２３０の出力電力の増加を停止させた時点の値であって、パワーＭＯＳＦＥＴに絶対最大定格電力の４９％〜６４％の電力が供給されている状態であって、パワーＭＯＳＦＥＴが劣化する領域である。つまり、η（０，０，１０）、η（５，０，１０）、η（１０，０，１０）、η（１５，０，１０）、η（２０，０，１０）、η（０，０，１５）、η（５，０，１５）、η（１０，０，１５）、η（１５，０，１５）、η（２０，０，１５）のそれぞれ電力伝送効率ηが、式（１）を満たす電力伝送効率ηの下限値を上回っている場合は、パワーＭＯＳＦＥＴへのダメージが小さい領域である。したがって、電圧変換器２３０が、電力伝送効率ηが式（１）を満たすように、電力を負荷Ｌｏａｄへ供給することで、送電コイルユニット１４０からの反射電力による高周波電源１３０へのダメージを防止できる。以上のことから、電力伝送効率ηが図２に示す式（１）を満たす電力伝送効率ηの下限値曲線を上回る領域はパワーＭＯＳＦＥＴへのダメージが小さい領域であって、電力伝送効率ηが図２に示す式（１）を満たす電力伝送効率ηの下限値曲線を下回る領域はパワーＭＯＳＦＥＴの劣化領域であることが確認できた。

また、図２より、η（０，０，１０）、η（５，０，１０）、η（１０，０，１０）、η（１５，０，１０）、η（２０，０，１０）、η（０，０，１５）、η（５，０，１５）、η（１０，０，１５）、η（１５，０，１５）、η（２０，０，１５）のそれぞれ電力伝送効率ηにおいて、式（１）を満たす電力伝送効率ηの下限値を上回りつつ、式（２）を満たす電力伝送効率ηの上限値を下回るには、入力電力が大きくなる。したがって、負荷Ｌｏａｄが最大のとき、すなわち負荷Ｌｏａｄの等価抵抗が最小で、負荷Ｌｏａｄへ供給できる電力が最大となる状態のとき、電圧変換器２３０が、式（１）と式（２）を満たすように、電力を負荷Ｌｏａｄへ供給することで、高周波電源１３０が反射電力によるダメージを受けることを確実に防止しつつ、急速充電が可能となる。なお、実際は、送電コイルユニット１４０、受電コイルユニット２１０、整流器２１１での電力損失がゼロとなることはなく、高周波電源１３０から供給された電力の一部は少なからず送電コイルユニット１４０、受電コイルユニット２１０、整流器２１１で消費されることから、電圧変換器２３０が、式（２）を満たすように、電力を負荷Ｌｏａｄへ供給したとしても、式（１）を満たしさえしていれば送電コイルユニット１４０からの反射電力による高周波電源１３０へのダメージを防止できることには変わりはない。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。なお、実施形態は例示であり、様々な変形や変更が可能である。例えば、上述の実施形態では、送電側および受電側ともにＬＣ共振回路を用いた磁場共鳴方式を例に用いて説明したが、送電側および受電側ともにＬＣ共振回路を用いない電磁誘導方式、送電側および受電側のいずれか一方のみＬＣ共振回路を用いた磁界共鳴方式のいずれであっても適用可能である。

１００…送電装置、１１０…電力供給源、１２０…入力電力検出器、１３０…高周波電源、１４０…送電コイルユニット、１５０…スイッチング素子、１６０…商用電源、Ｌ１…送電コイル、Ｃ１…送電側コンデンサ部、Ｃ１１，Ｃ１２…送電側コンデンサ部のコンデンサ、２００…受電装置、２１０…受電コイルユニット、２２０…出力電力検出器、２３０…電圧変換器、２１１…整流器、Ｌ２…受電コイル、Ｃ２…受電側コンデンサ部、Ｃ２１，Ｃ２２…受電側コンデンサ部のコンデンサ、Ｌｏａｄ…負荷、Ｓ１…ワイヤレス電力伝送システム。

Claims (2)

1. 送電装置から受電装置にワイヤレスにて電力伝送するワイヤレス電力伝送システムであって、
   前記送電装置は、入力電力を交流電力に変換する高周波電源と、前記高周波電源から交流電力を受けて磁界を発生する送電コイルユニットと、前記入力電力を検出する入力電力検出器と、を備え、
   前記受電装置は、前記磁界を介して交流電力を受電する受電コイルユニットと、前記受電コイルユニットによって受電された電力を、負荷が要求する電圧に変換して、負荷へ供給する電圧変換器と、前記受電コイルユニットの出力電力または前記電圧変換器の出力電力を検出する出力電力検出器と、を備え、
   前記高周波電源は、前記送電コイルユニットに交流電力を供給する経路に直列に挿入される少なくとも１つのスイッチング素子を有し、
   前記送電装置と前記受電装置間の離間距離が仕様範囲内において、前記入力電力に対する前記出力電力の比である電力伝送効率の最大値をηｍａｘ、前記入力電力をＰｉｎ、前記スイッチング素子の素子数をＮ、前記スイッチング素子の絶対最大定格電力をＷａｍｐとすると、
   前記電圧変換器は、前記入力電力に対する前記出力電力の比である電力伝送効率ηが、以下の式（１）を満たすように、電力を前記負荷へ供給することを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。
   η≧｛１−（Ｗａｍｐ／２）＊Ｎ／Ｐｉｎ｝＊ηｍａｘ 式（１）
2. 前記電圧変換器は、前記負荷が最大のとき、前記電力伝送効率ηが、以下の式（２）を満たすように、電力を前記負荷へ供給することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス電力伝送システム。
   ｛１−（Ｗａｍｐ／２）＊Ｎ／Ｐｉｎ｝≧η 式（２）

Images