JP6619329B2 - ヒートポンプ装置およびヒートポンプシステム - Google Patents

Description

本発明は、ヒートポンプ装置およびヒートポンプシステムに関する。

従来、インバータが、圧縮機モータの巻線の三相に圧縮動作時の運転周波数範囲より高い高周波交流電圧を印加して、圧縮機を加熱する技術がある。例えば、下記特許文献１では、高周波交流電圧発生手段は、モータの圧縮動作時の運転周波数範囲外の周波数成分を出力するため、加熱時における圧縮機からの機械振動を抑制し、軸受けの磨耗および騒音を抑止する。また、ＰＷＭ生成手段は、高周波電流を発生させることによりモータに鉄損が発生し、効率よくモータを加熱する技術が開示されている。

また、圧縮機の予熱時において、スイッチング素子のスイッチングによるストレスを軽減し、かつ、スイッチングによる磁気音を低減する技術がある。例えば、下記特許文献２では、直流電流を圧縮機モータに流すことで加熱するとともに、インバータのゼロベクトル区間をランダムに変化させることで磁気音を低減する技術が開示されている。

特開２０１１−３８６８９号公報 特開２００２−２７７０７４号公報

しかしながら、上記従来の技術（特許文献１）によれば、固定周波数の高周波電流を発生させるため、モータの電流には周波数のｎ倍（ｎは自然数）のピークが発生する。そのため、ノイズフィルタなどを強化する必要があり、低コストで高周波ノイズ規格に適合できない、という問題があった。

また、上記従来の技術（特許文献２）によれば、ランダムにゼロベクトルを変化させている。そのため、例えば、高周波電圧を印加して圧縮機を加熱する場合、ゼロベクトルの変化により直流電流が重畳し、過大な電流が流れることでスイッチング素子の故障等のおそれがある、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、圧縮機を加熱する高周波電圧を発生しつつ、高周波ノイズを低減可能なヒートポンプ装置およびヒートポンプシステムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、圧縮機の運転周波数以上の高周波電圧であって周波数スペクトルを拡散した高周波電圧を、圧縮機を駆動するモータに印加するインバータと、インバータの上側スイッチング素子群全てがオン、下側スイッチング素子群全てがオフの環流状態を第１の無通電区間とし、下側スイッチング素子群全てがオン、上側スイッチング素子群全てがオフの環流状態を第２の無通電区間とした場合に、インバータが印加する高周波電圧の１周期において、第１の無通電区間および第２の無通電区間の時間比率を変化させ、さらに単位時間あたりの第１の無通電区間の時間および第２の無通電区間の時間を加算した時間に対して単位時間あたりの第１の無通電区間の時間を加算した時間の比率の平均が５０％になるように、第１の無通電区間および第２の無通電区間の時間比率を変化させ、また、第１の無通電区間と第２の無通電区間との間の区間において負の電圧を出力させ、第２の無通電区間と第１の無通電区間との間の区間において正の電圧を出力させ、時間平均で見た場合に一定の電圧または一定の電力で前記モータを加熱するインバータ制御手段と、を備えることを特徴とする。

本発明にかかるヒートポンプ装置およびヒートポンプシステムは、圧縮機を加熱する高周波電圧を発生しつつ、高周波ノイズを低減できる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。 図２は、実施の形態１におけるインバータ９の構成を示す図である。 図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の構成を示す図である。 図４は、実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部２６の入出力波形を示す図である。 図５は、実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図である。 図６は、実施の形態１におけるもう一つのインバータ制御部１０の構成を示す図である。 図７は、選択部２３がキャリア信号の頂および底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。 図８は、図７に示す電圧ベクトルの変化を示す図である。 図９は、ＩＰＭモータのロータ位置を示す図である。 図１０は、ロータ位置による電流変化を示す図である。 図１１は、基準位相θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。 図１２は、基準位相θｆが０度（Ｕ相（Ｖ４）方向が０度）、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を示す図である。 図１３は、実施の形態１における加熱判定部１２の構成を示す図である。 図１４は、ゼロベクトルＶ０の比率が５０％の場合のタイミングチャートである。 図１５は、ゼロベクトルＶ０の比率を正弦波状に可変する方法を示す図である。 図１６は、ゼロベクトルＶ０の比率が５０％以外の場合のタイミングチャートである。 図１７は、ゼロベクトルＶ０の比率と電力の関係を示す図である。 図１８は、振幅Ａｍと平均電力との関係を示す図である。 図１９は、ゼロベクトルＶ０の比率と直流電流量の関係を示す図である。 図２０は、ゼロベクトルＶ０の比率をランダムに可変する方法を示す図である。 図２１は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャートである。 図２２は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。 図２３は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００の冷媒の状態を示すモリエル線図である。

以下に、本発明にかかるヒートポンプ装置およびヒートポンプシステムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
実施の形態１では、ヒートポンプ装置１００の基本的な構成および動作について説明する。

図１は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００は、圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４、熱交換器５が、冷媒配管６を介して順次接続された冷凍サイクルを備える。圧縮機１の内部には冷媒を圧縮する圧縮機構７と、この圧縮機構７を動作させるモータ８とが設けられている。モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻き線を有する三相モータである。

モータ８に電圧を与えて駆動させるインバータ９は、モータ８と電気的に接続されている。インバータ９は、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをそれぞれ印加する。

インバータ９には、高周波電圧発生部１１と加熱判定部１２とを備えるインバータ制御部１０が電気的に接続されている。インバータ制御部１０では、インバータ９から送られるインバータ９の電源電圧である母線電圧Ｖｄｃの値と、加熱判定部１２によるモータ８を加熱する必要があるという判定とに基づいて、高周波電圧発生部１１のスペクトル拡散電圧指令生成部１３は、周波数スペクトルを拡散した高周波電圧を印加するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号（駆動信号）を生成してインバータ９へ出力する。

図２は、実施の形態１におけるインバータ９の構成を示す図である。インバータ９は、交流電源１４と、交流電源１４から供給される電圧を整流する整流器１５と、整流器１５で整流された電圧を平滑して直流電圧（母線電圧Ｖｄｃ）を生成する平滑コンデンサ１６と、平滑コンデンサ１６で生成された母線電圧Ｖｄｃを検出してインバータ制御部１０へ出力する母線電圧検出部１７と、を備える。

また、インバータ９は、母線電圧Ｖｄｃを電源とする電圧印加部２０を備える。電圧印加部２０は、２つのスイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）の直列接続部が３個並列に接続され、各スイッチング素子１８ａ〜１８ｆそれぞれと並列に接続された環流ダイオード１９ａ〜１９ｆを備える回路である。なお、以降の説明において、区別する必要のない場合は、スイッチング素子１８と表すことがある。電圧印加部２０は、インバータ制御部１０より送られるＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮに応じて、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰは１８ａ、ＶＰは１８ｂ、ＷＰは１８ｃ、ＵＮは１８ｄ、ＶＮは１８ｅ、ＷＮは１８ｆ）を駆動する。そして、電圧印加部２０は、駆動したスイッチング素子１８に応じた電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線それぞれに印加する。

図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の構成を示す図である。上述したように、インバータ制御部１０は、高周波電圧発生部１１と加熱判定部１２とを備える。加熱判定部１２については後述し、ここでは高周波電圧発生部１１について説明する。高周波電圧発生部１１は、テーブルデータ２１、外部入力部２２、選択部２３、積分器２４、電圧指令生成部２５、ＰＷＭ信号生成部２６を備える。電圧指令生成部２５およびＰＷＭ信号生成部２６で、スペクトル拡散電圧指令生成部１３を構成する。

選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された電圧指令値Ｖｔと、外部入力部２２から入力された電圧指令値Ｖａとのうちいずれか１つを電圧指令値Ｖ＊として選択して出力する。また、選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された回転数指令値ωｔと、外部入力部２２から入力された回転数指令値ωａとのうちいずれか１つを回転数指令値ω＊として選択して出力する。

積分器２４は、選択部２３が出力した回転数指令値ω＊から電圧指令値位相θを求める。

電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧指令値位相θとを入力として、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成して出力する。

ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、母線電圧Ｖｄｃとに基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成し、インバータ９へ出力する。

電圧指令生成部２５の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の生成方法およびＰＷＭ信号生成部２６のＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮの生成方法について説明する。図４は、実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部２６の入出力波形を示す図である。例えば、スペクトル拡散を行わない場合、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、式（１）〜式（３）のように位相が２π／３ずつ異なる余弦波（正弦波）と定義する。ただし、Ｖ＊は電圧指令値の振幅、θは電圧指令値位相である。なお、スペクトル拡散の方法については、後述する。

（１）Ｖｕ＊＝Ｖ＊ｃｏｓθ
（２）Ｖｖ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ−（２／３）π）
（３）Ｖｗ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ＋（２／３）π）

電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧指令値位相θとに基づいて、式（１）〜式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。

ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２のキャリア信号（基準信号）とを比較し、相互の大小関係に基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する。ＰＷＭ信号生成部２６は、例えば、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＰＷＭ信号ＵＰはスイッチング素子１８ａをオンにする電圧とし、ＰＷＭ信号ＵＮはスイッチング素子１８ｄをオフにする電圧とする。また、ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、ＰＷＭ信号ＵＰはスイッチング素子１８ａをオフにする電圧とし、ＰＷＭ信号ＵＮはスイッチング素子１８ｄをオンにする電圧とする。他の信号についても同様であり、ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号ＶＰ，ＶＮを決定し、電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号ＷＰ，ＷＮを決定する。一般的なインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＰＷＭ信号ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなる。

図５は、実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図である。なお、図５では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにＶ０〜Ｖ７の符号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を±Ｕ，±Ｖ，±Ｗ（電圧が発生しない場合には０）で表している。ここで、＋Ｕとは、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧である。また、−Ｕとは、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する−Ｕ相方向の電流を発生させる電圧である。±Ｖ，±Ｗについても同様の解釈である。

ＰＷＭ信号生成部２６は、図５に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ９に所望の電圧を出力させることができる。一般的な圧縮機１の冷媒を、モータ８を用いて圧縮動作（通常運転モード）の場合には１ｋＨｚ以下で動作することが一般的である。ＰＷＭ信号生成部２６は、このときに位相を高速で変化させることにより、１ｋＨｚを超える高周波の電圧を出力し、圧縮機１に通電（加熱運転モード）することが可能となる。

なお、式（１）〜式（３）以外にも二相変調、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調等により電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を求めても構わない。

ただし、一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数はインバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、搬送波であるキャリア信号の周波数（キャリア周波数）以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は２０ｋＨｚ程度である。

また、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響をおよぼすおそれがある。この点を考慮し、キャリア周波数を２０ｋＨｚとした場合に、高周波電圧の周波数をキャリア周波数の１／１０の２ｋＨｚ以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。

そこで、インバータ制御部１０では、図６に示すように積分器２４（図３参照）に代えて、基準位相θｆに、選択部２３にて切り換えられた位相θｐと位相θｎを加算して電圧指令値位相θとする加算部２７を設ける。図６は、実施の形態１におけるもう１つのインバータ制御部１０の構成を示す図である。

ここで、図３では、回転数指令値ω＊を積分器２４にて積分して電圧指令値位相θを求めていた。これに対し、図６では、選択部２３（位相切替部）が、位相θｐと、位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとの２種類の電圧指令値位相を交互に切り換える。また、選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された位相θｔと、外部入力部２２から入力された位相θａとのうちいずれか１つを基準位相θｆとして選択して出力する。そして、加算部２７が、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐまたは位相θｎを加算して電圧指令値位相θとする。なお、以下の説明では、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］として説明する。

次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。選択部２３が、キャリア信号の頂（山）または底（谷）のタイミングで、あるいは、頂および底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替える。そして、加算部２７が、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐまたは位相θｎを加算して電圧指令値位相θとして電圧指令生成部２５へ出力する。電圧指令生成部２５は、スペクトル拡散を行わない場合、電圧指令値位相θと、電圧指令値Ｖ＊とを用いて式（１）〜式（３）にて電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を得て、ＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。選択部２３が位相θｐと位相θｎとを、キャリア信号の頂または底、頂および底のタイミングで切り替えることで、キャリア信号に同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。

図７は、選択部２３がキャリア信号の頂および底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。なお、ＰＷＭ信号ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮはそれぞれオン／オフ状態が逆であり、一方が分かれば他方も分かるため、ここではＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰのみを示している。また、ここでは、基準位相θｆ＝０［度］としている。この場合、図７に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０），Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０），Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１），Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１），Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０），…の順で変化する。

図８は、図７に示す電圧ベクトルの変化を示す図である。なお、図８では、破線で囲まれたスイッチング素子１８がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子１８がオフの状態であることを表している。図８に示すように、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７印加時はモータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。また、電圧ベクトルＶ４印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流（＋Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。また、電圧ベクトルＶ３印加時には、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する−Ｕ相方向の電流（−Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。

すなわち、電圧ベクトルＶ４印加時と、電圧ベクトルＶ３印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがＶ０，Ｖ４，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ０，…の順で変化するため、＋Ｉｕの電流と−Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。特に、図５に示すように、電圧ベクトルＶ４とＶ３とが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。

また、電圧ベクトルＶ４（＋Ｉｕの電流）と電圧ベクトルＶ３（−Ｉｕの電流）とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。

また、選択部２３がキャリア信号の底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り換える場合について考える。その場合、電圧ベクトルはＶ０，Ｖ４，Ｖ７，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ０，Ｖ０，Ｖ３，Ｖ７，Ｖ７，Ｖ４，Ｖ０，…の順で変化する。電圧ベクトルＶ４と電圧ベクトルＶ３とが２キャリア周期の間に現れるため、１／２キャリア周波数の交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。

図９は、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータのロータ位置（ロータの停止位置）を示す図である。ここでは、ＩＰＭモータのロータ位置φは、ロータのＮ極の向きがＵ相方向からずれた角度の大きさによって表される。図１０は、ロータ位置による電流変化を示す図である。ＩＰＭモータの場合、巻線インダクタンスはロータ位置に依存する。そのため、電気角周波数ωとインダクタンス値との積で表される巻線インピーダンスは、ロータ位置に応じて変動する。したがって、同一電圧を印加した場合においても、ロータ位置によって、モータ８の巻線に流れる電流が変動してしまい、加熱量が変化してしまう。その結果、ロータ位置によっては、必要な加熱量を得るために、多くの電力が消費されるおそれがある。

そこで、選択部２３は、時間の経過と共に基準位相θｆを変化させ、ロータに満遍なく電圧を印加する。図１１は、基準位相θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。ここでは、基準位相θｆを時間の経過とともに、例えば、０度、４５度、９０度、１３５度、…と４５度ずつ変化させている。基準位相θｆが０度であれば、電圧指令値位相θは０度、１８０度となり、基準位相θｆが４５度であれば、電圧指令値位相θは４５度、２２５度となり、基準位相θｆが９０度であれば、電圧指令値位相θは９０度、２７０度となり、基準位相θｆが１３５度であれば、電圧指令値位相θは１３５度、３１５度となる。

つまり、初めに、基準位相θｆが０度に設定され、所定の時間、電圧指令値位相θがキャリア信号に同期して０度と１８０度とで切り替えられる。その後、基準位相θｆが４５度に切り替えられ、所定の時間、電圧指令値位相θがキャリア信号に同期して４５度と２２５度とで切り替えられる。その後、基準位相θｆが９０度に切り替えられ、…というように、所定の時間毎に、０度と１８０度、４５度と２２５度、９０度と２７０度、１３５度と３１５度、…と電圧指令値位相θが切り替えられる。これにより、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相が変化するため、ロータ停止位置によるインダクタンス特性の影響を排除することができ、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。

図１２は、基準位相θｆが０度（Ｕ相（電圧ベクトルＶ４）方向が０度）、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を示す図である。基準位相θｆが０度の場合には、図７に示すように電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトル（スイッチング素子１８ａ〜１８ｆの正電圧側１つと負電圧側２つ、または、正電圧側２つと負電圧側１つがオン状態となる電圧ベクトル）が１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり高調波成分の少ない電流となる。

しかし、基準位相θｆが３０度の場合には、電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に異なる２つの電圧ベクトルが発生する。この場合、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となる。この電流波形の歪みはモータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与えるおそれがある。また、基準位相θｆが６０度の場合も、基準位相θｆが０度の場合と同様に、電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。

このように、基準位相θｆが６０度のｎ倍（ｎは０以上の整数）の場合には、電圧指令値位相θが６０度の倍数となるため（ここでは、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］である）、電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。一方、基準位相θｆが６０度のｎ倍以外の場合には、電圧指令値位相θが６０度の倍数とならないため、電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまう。電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまうと、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となり、モータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与えるおそれがある。したがって、選択部２３では、基準位相θｆを、０度、６０度、…のように６０度刻みで変化させることが望ましい。

図１３は、実施の形態１における加熱判定部１２の構成を示す図である。加熱判定部１２は、インバータ９の母線電圧検出部１７が検出した母線電圧Ｖｄｃに基づき、高周波電圧発生部１１の動作状態（ＯＮ／ＯＦＦ）を制御する。加熱判定部１２は、電圧比較部２８、温度検出部２９、温度比較部３０、第１論理積計算部３１、寝込み判定部３２、経過時間計測部３３、時間比較部３４、リセット部３５、論理和計算部３６、第２論理積計算部３７を備える。

電圧比較部２８は、母線電圧検出部１７により検出した母線電圧Ｖｄｃが、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＜Ｖｄｃ＜Ｖｄｃ＿ｍａｘの状態の時に正常状態と判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。ここで、Ｖｄｃ＿ｍａｘは母線電圧上限値、Ｖｄｃ＿ｍｉｎは母線電圧下限値である。Ｖｄｃ＿ｍａｘ以上の過大な母線電圧の場合や、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ以下の過小な母線電圧の場合には、電圧比較部２８は、異常状態と判断して０を出力することで、加熱を停止するよう動作する。

温度検出部２９は、電圧印加部２０の温度であるインバータ温度Ｔｉｎｖ、圧縮機１の温度Ｔｃ、外気温度Ｔｏを検出する。

温度比較部３０は、予め設定したインバータの保護温度Ｔｐ＿ｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｎｖとを比較するとともに、予め設定した圧縮機１の保護温度Ｔｐ＿ｃと圧縮機温度Ｔｃとを比較する。そして、温度比較部３０は、Ｔｐ＿ｉｎｖ＞Ｔｉｎｖの状態、かつ、Ｔｐ＿ｃ＞Ｔｃの状態では正常に動作していると判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。ここで、Ｔｐ＿ｉｎｖ＜Ｔｉｎｖとなった場合には、インバータ温度Ｔｉｎｖが高温になっており、また、Ｔｐ＿ｃ＜Ｔｃとなった場合には、圧縮機１内のモータ８の巻線温度が高温となり、絶縁不良等のおそれがある。そのため、温度比較部３０は、加熱不要と判断して０を出力して加熱を停止するよう動作する。ここで、圧縮機１はモータ８の巻線に比べて熱容量が大きく、温度の上昇速度が巻線に比べて遅い点を考慮してＴｐ＿ｃを設定する必要がある。

第１論理積計算部３１は、以上の電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値の論理積を出力する。電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値のいずれか１つでも異常状態の０となった場合には、第１論理積計算部３１が０を出力して加熱を停止するよう動作させる。なお、ここでは、母線電圧Ｖｄｃ、インバータ温度Ｔｉｎｖ、圧縮機１の温度Ｔｃを用いて加熱を停止する方法について述べたが、全てを用いなくてもよい。また、ここで述べた以外のパラメータを用いて加熱を停止するよう構成してもよいことは言うまでもない。

続いて、温度検出部２９により検出した圧縮機１の温度Ｔｃと外気温度Ｔｏとに基づいて、寝込み判定部３２は、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態（冷媒が寝込んだ状態）か否かを判断する。圧縮機１は冷凍サイクル中で最も熱容量が大きく、外気温度Ｔｏの上昇に対して、圧縮機１の温度Ｔｃは遅れて上昇するため、最も温度が低くなる。冷媒は冷凍サイクル中で最も温度が低い場所で滞留し、液冷媒として溜まるため温度の上昇時に圧縮機１内に冷媒が溜まる。そこで、寝込み判定部３２は、Ｔｏ＞Ｔｃとなった場合には、冷媒が圧縮機１内に滞留していると判断して１を出力して加熱を開始し、Ｔｏ＜Ｔｃとなった場合に加熱を停止する。なお、外気温度Ｔｏが上昇傾向の時や、圧縮機１の温度Ｔｃが上昇傾向の時に加熱を開始するよう制御しても制御としてよく、外気温度Ｔｏもしくは圧縮機１の温度Ｔｃの検出が困難になった場合にいずれか１つを用いて制御ができるため信頼性の高い制御が実現できる。

ここで、圧縮機１の温度Ｔｃおよび外気温度Ｔｏの両方が検出不可能になった場合、圧縮機１の加熱ができなくなるおそれがある。そこで、経過時間計測部３３は、圧縮機１を加熱していない時間（Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅ）を計測し、時間比較部３４にて予め設定した制限時間Ｌｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを超過した場合に１を出力して圧縮機１の加熱を開始する。ここで、一日の温度変化は太陽が昇る朝から昼にかけて温度が上昇し、日没から夜にかけて温度が低下するため、おおよそ１２時間周期で温度の上昇低下が繰り返される。そのため、例えば、Ｌｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを１２時間程度に設定しておけばよい。なお、Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅは、圧縮機１への加熱を行った場合にリセット部３５にてＥｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅを０に設定する。

論理和計算部３６は、以上の寝込み判定部３２と時間比較部３４との出力値の論理和を出力する。寝込み判定部３２と時間比較部３４との出力値のいずれか一方でも加熱開始を表す１となった場合には、論理和計算部３６が１を出力して圧縮機１への加熱を開始させる。

第２論理積計算部３７は、第１論理積計算部３１と論理和計算部３６との出力値の論理積を、加熱判定部１２の出力値として出力する。出力値が１の場合には、高周波電圧発生部１１を動作させ、圧縮機１の加熱動作を行う。一方、出力値が０の場合には、高周波電圧発生部１１を動作させず、圧縮機１の加熱動作をしない、あるいは、高周波電圧発生部１１の動作を停止させ、圧縮機１の加熱動作を止める。第２論理積計算部３７で論理積を出力するため、第１論理積計算部３１にて圧縮機１への加熱停止の信号０が出力されている場合には、論理和計算部３６が加熱開始の信号１が出力されていても、加熱を停止させることができる。そのため、信頼性を確保しつつ、待機中の消費電力を最小限に抑えることが可能なヒートポンプ装置を得ることができる。

なお、寝込み判定部３２は、圧縮機１の温度Ｔｃと外気温度Ｔｏとに基づいて、圧縮機１内に液冷媒がどの程度滞留したかを検出可能であるため、検出した液冷媒の量に応じて、冷媒を圧縮機１の外部へ追い出すのに必要な熱量（電力）を算出し、必要最小限の加熱を行うよう高周波電圧発生部１１を動作させることで、消費電力削減による地球温暖化への影響を低減することが可能となる。

続いて、圧縮機１の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧をインバータ９からモータ８に印加する場合の、スペクトル拡散電圧指令生成部１３におけるスペクトル拡散の方法について以下説明する。スペクトル拡散電圧指令生成部１３での、電圧指令生成部２５の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の生成方法、およびＰＷＭ信号生成部２６のＰＷＭ信号の生成方法について説明する。スペクトル拡散を行う場合、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、オフセットＯＦＦＳＥＴを持たせた式（４）〜式（６）の余弦波（正弦波）と定義する。各式へのオフセットＯＦＦＳＥＴの大きさは同一である。ただし、Ｖ＊は電圧指令値の振幅、θは電圧指令値位相である。

（４）Ｖｕ＊＝Ｖ＊ｃｏｓθ＋ＯＦＦＳＥＴ
（５）Ｖｖ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ−（２／３）π）＋ＯＦＦＳＥＴ
（６）Ｖｗ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ＋（２／３）π）＋ＯＦＦＳＥＴ

ここで、ＯＦＦＳＥＴ＝０、θをキャリアの頂と底で０ｄｅｇ、１８０ｄｅｇと切り替えた場合の動作波形を図１４に示す。図１４は、ゼロベクトルＶ０の比率が５０％の場合のタイミングチャートである。図５に示す電圧出力を行わない電圧ベクトルＶ０とＶ７（ゼロベクトルと称す）の関係はＶ０＝Ｖ７となる。この場合のＵ相電流の周波数スペクトルは、特定の周波数のｎ倍（ｎは自然数）にピークが発生し、高周波数側でも大きなピークの電流が発生するため、高周波数のノイズ（雑音端子電圧など）が発生し、国際的な規格などに適合しない課題がある。

そこで、電圧指令生成部２５では、図１５に示すように、無通電区間であるゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を、振幅Ａｍ、変調周波数ｆｍで時間の経過とともに正弦波状に変化させる。図１５は、ゼロベクトルＶ０の比率を正弦波状に可変する方法を示す図である。無通電区間（ゼロベクトルＶ０とＶ７の和を１００％とする）に対するゼロベクトルＶ０の比率を示すものである。また、図１６は、ゼロベクトルＶ０の比率が５０％以外の場合のタイミングチャートである。図１６に示すようにＯＦＦＳＥＴを変化させることで、キャリア信号に対する電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の関係が変化し、電圧を出力する電圧ベクトルＶ３とＶ４（実ベクトルと称す）の関係は維持した状態で、高周波電圧の１周期の中でのゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変化させることが可能となる。

電圧指令生成部２５が、図１５に示すようにゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を正弦波状に変化させることで、Ｕ相電流の周波数スペクトルの高周波成分のピークを拡散させることが可能となる。なお、ＵＶ間電圧Ｖｕｖだけでなく、他の相の電流、電圧についても同様に周波数スペクトルが拡散することは言うまでもない。

よって、ヒートポンプ装置１００では、電圧指令生成部２５において電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のＯＦＦＳＥＴを変化させるという簡易な方法で、高周波数のノイズのレベルを低減することができる。ヒートポンプ装置１００は、ノイズフィルタなどを強化する必要が無くなるため、コストを増加させること無く国際的な規格などに適合させることが可能だけでなく、小型軽量化が可能となる。

しかし、ゼロベクトルＶ０またはＶ７の時間が短くなると、実ベクトルであるＶ３からＶ４、またはＶ４からＶ３に切り替わる際の、ゼロベクトル区間が短くなる。本来、電圧出力を行う実ベクトルにより発生した際のエネルギーを、ゼロベクトル区間でエネルギーを環流させることで電流を維持させることができなくなる。図１７は、ゼロベクトルＶ０の比率と電力の関係を示す図である。図１７に示すようにゼロベクトルＶ０の比率が小さい（ゼロベクトルＶ０区間が短い）、またはゼロベクトルＶ０の比率が大きい（ゼロベクトルＶ７の区間が短い）場合には、投入できる電力が小さくなる。

また、使用するマイクロコンピュータ（マイコン）によっては、ゼロベクトル区間が短くなると、２つのスイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）が同時にＯＮ状態とならないよう設けられる短絡防止時間（デッドタイム）の影響により、全スイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）が全てオフとなる区間が発生する。全てオフ状態となると、圧縮機１のモータ８に蓄えられたエネルギーが環流ダイオード１９ａ〜１９ｆを介して、平滑コンデンサ１６に回生される。これにより、モータ８に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ１６に移動するため、モータ８の加熱が終了するため、投入電力が小さくなる。

ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を正弦波状に変化させる場合には、図１８に示すように振幅Ａｍを大とすると、平均電力が減少してしまう。図１８は、振幅Ａｍと平均電力との関係を示す図である。図１５において、ゼロベクトルＶ０の比率５０％を起点とした振幅Ａｍ（最大は５０％）の大きさを示すものである。そのため、電圧指令生成部２５では、振幅ＡｍはＡｍ＿ｌｉｍｉｔを上限として制限することが望ましい。なお、Ａｍ＿ｌｉｍｉｔは各種マイコンによるキャリアの生成方法や、２つのスイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）が同時にＯＮ状態とならないよう設けられる短絡防止時間（デッドタイム）などを加味して決定することが望ましい。

しかしながら、デッドタイムを設けると、インバータ９が出力する電圧が小さくなると、スイッチング素子１８ａ〜１８ｆをオンする時間が短くなる。例えば、スイッチング素子１８ａ〜１８ｆのうち何れかが故障し、２つのスイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）が同時にオン状態となると、同時にオンしている時間が短くなり、保護回路（図示せず）の遅延時間などにより保護が動作しない状況となる。そのため、インバータ制御部１０では、インバータ９の出力電圧を一定以上確保する制御が望ましい。

また、Ｕ相電流の直流電流量は図１９に示す通り、ゼロベクトルＶ０の比率を変化に応じて変化する。図１９は、ゼロベクトルＶ０の比率と直流電流量の関係を示す図である。過大な直流電流が発生すると、インバータ９の破壊や、インバータ９を構成するスイッチング素子１８ａ〜１８ｆや、環流ダイオード１９ａ〜１９ｆに発生する損失が大きくなる。そのため、電圧指令生成部２５では、正弦波状に変化させる場合の振幅Ａｍは５０％を中心として変化させることにより、直流電流量は正および負に変化することになるため、直流電流量を相殺することが可能となる。これにより、インバータ９の破壊や、損失の悪化を抑制することが可能となる。

さらに、変調周波数ｆｍは、高いほど周波数スペクトルを拡散する周期が短くなるため、ノイズ低減には効果が高い。ただし、変調周波数ｆｍについては、人間の可聴周波数の下限値である数十Ｈｚ程度で制御することで、ノイズ低減効果を最大限に発揮しつつ、騒音の発生も抑制することが可能となる。

また、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を正弦波状に変化させる場合、電流波形は周期性を持つため、圧縮機１内のモータ８の電流や電力も安定して制御することが可能である。特に、電流や電力を検出してフィードバック制御を行う場合に、変調周波数ｆｍの周期で電力を平均化することにより、安定して制御を行うことが可能となるメリットがある。

今回、電圧指令生成部２５において、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を正弦波状に変化させる場合について説明したが、三角波や矩形波、図２０に示すランダムに比率を変化させても同様の効果が得られることは言うまでもない。図２０は、ゼロベクトルＶ０の比率をランダムに可変する方法を示す図である。例えば、１秒区間のゼロベクトルＶ０とＶ７の比率をランダムに可変させ、次の１秒区間では同様にゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を可変させるように周期性を持たせる。電圧指令生成部２５は、ゼロベクトルＶ０の比率を、例えば、１秒区間で加算したときに５０％となるようなパターンでランダム化する。これにより、直流電流の発生も抑制することが可能となり、正弦波状に変化させた場合と同様の効果を得ることが可能となる。

このように、ヒートポンプ装置１００では、電圧指令生成部２５がゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変化させることにより、モータ８に流れる電流の周波数スペクトルを拡散できる。また、圧縮機１内の冷媒は誘電体であるため、高周波数でのインピーダンスが低く、高周波電流を流しやすくなり、圧縮機１に触れると感電のおそれがある。本実施の形態によれば、高周波電流のスペクトルを拡散できるため、高周波電流量のレベルを低減することが可能となり、感電のおそれを低減することが可能となり、安全性の高いヒートポンプ装置１００を得ることが可能となる。

なお、圧縮機１の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧をインバータ９からモータ８に印加する場合のスペクトル拡散方法として、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変化させる方法について説明したが、これに限定するものではない。例えば、スペクトル拡散電圧指令生成部１３において、ＰＷＭ信号生成部２６が、図１４に示すキャリア信号の周波数を可変することにより、Ｕ相電流Ｉｕの周期を長く、また、短くすることができ、時間の経過とともに周波数を変化させることが可能である。そのため、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変えることなく、周波数スペクトルを拡散することが可能である。この場合、ＰＷＭ信号生成部２６では、インバータ９のスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのうち、上側スイッチング素子群１８ａ〜１８ｃと下側スイッチング素子群１８ｄ〜１８ｆのスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させることができ、高周波電流のスペクトルを拡散することができる。

この場合においても、キャリア信号の周波数を正弦波や三角波などとして周期性を持たせ、または、ランダムに可変することで、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変化させた場合と同様の効果が得られることは言うまでもない。この方式の場合、印加する電圧の基本周波数が変化するため、モータ８の巻線インピーダンスが変化し、流れる電流が変化する。そのため、電力も変化するため、電圧指令生成部２５が周波数に応じた電圧指令を与えることにより、問題を解決することが可能である。ただし、処理が複雑となるため、ＰＷＭ信号生成部２６では、平均周波数における電圧指令を用いて常に一定の電圧指令で動作する。これにより、周波数が平均周波数より高い場合は電力が減少するが、平均周波数より低い場合は電力が増加するため、時間平均で見れば一定の電力で加熱を行うことが可能である。

次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。図２１は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャートである。

（ステップＳ１：加熱判断ステップ）
加熱判定部１２は、圧縮機１の運転停止中に、上述した動作により高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。高周波電圧発生部１１を動作させると加熱判定部１２が判断した場合、すなわち、加熱判定部１２の出力値が１（オン）の場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、処理をステップＳ２へ進め、予熱用のＰＷＭ信号を発生させる。一方、高周波電圧発生部１１を動作させないと加熱判定部１２が判断した場合、すなわち、加熱判定部１２の出力値が０（オフ）の場合（ステップＳ１：Ｎｏ）、加熱判定部１２は、所定時間経過後に、再び高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。

（ステップＳ２：電圧指令値生成ステップ）
選択部２３は、電圧指令値Ｖ＊と基準位相θｆとを選択し、また、位相θｐまたは位相θｎを選択する。加算部２７は、選択部２３が選択した基準位相θｆと位相θｐまたは位相θｎを加算することで電圧指令値位相θを求める。そして、電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と、電圧指令値位相θと、オフセットＯＦＦＳＥＴと、に基づいて、式（４）〜式（６）により任意のオフセットＯＦＦＳＥＴで電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。

（ステップＳ３：ＰＷＭ信号生成ステップ）
ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア信号とを比較して、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを得て、インバータ９へ出力する。これにより、インバータ９のスイッチング素子１８ａ〜１８ｆを駆動してモータ８に高周波電圧を印加する。

ヒートポンプ装置１００では、インバータ９からモータ８に高周波電圧を印加することにより、モータ８の鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損とで効率よくモータ８が加熱される。モータ８が加熱されることにより、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。加熱判定部１２は、所定の時間経過後、再びステップＳ１へ戻り、さらに加熱が必要かを判定する。

以上説明したように、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００では、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態である場合に、インバータ制御部１０の制御により、インバータ９は圧縮機１の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧をモータ８へ印加することとした。これにより、騒音の抑制、および雑音端子電圧などのノイズの発生を抑えつつ、効率的にモータ８を加熱して、圧縮機１内に滞留した冷媒を効率的に加熱・気化することができ、滞留した冷媒を圧縮機１の外部へ漏出させて圧縮機１の破損を防止することができる。

なお、圧縮動作時の運転周波数以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８内のロータが周波数に追従できなくなり、回転や振動が発生することが無くなる。そこで、ステップＳ２において、選択部２３は、圧縮動作時の運転周波数以上となる基準位相θｆを出力するのがよい。一般に、圧縮動作時の運転周波数は１ｋＨｚである。そのため、１ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すればよい。また、１４ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。そこで、例えば、選択部２３は、２０ｋＨｚ程度の高周波電圧となるような基準位相θｆを出力する。

ただし、高周波電圧の周波数はスイッチング素子１８ａ〜１８ｆの最大定格周波数を超えるとスイッチング素子１８ａ〜１８ｆの破壊による負荷もしくは電源短絡を起こし、故障に至る可能性がある。そのため、信頼性を確保するため、高周波電圧の周波数はスイッチング素子１８ａ〜１８ｆの最大定格周波数以下にすることが望ましい。

また、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機のモータには高効率化のためＩＰＭ構造のモータや、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ９に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。そこで、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータに流れる電流も小さくなり、インバータ９の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。

また、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、圧縮機１がＩＰＭ構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加や圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。

また、インバータ９を構成するスイッチング素子１８ａ〜１８ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード１９ａ〜１９ｆには、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドギャップ半導体を用いてもよい。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子１８ａ〜１８ｆや環流ダイオード１９ａ〜１９ｆは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子１８ａ〜１８ｆや環流ダイオード１９ａ〜１９ｆの小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子１８ａ〜１８ｆや環流ダイオード１９ａ〜１９ｆを用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子１８ａ〜１８ｆや環流ダイオード１９ａ〜１９ｆは、耐熱性も高い。そのため、図示しないヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子１８ａ〜１８ｆや環流ダイオード１９ａ〜１９ｆは、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子１８ａ〜１８ｆや環流ダイオード１９ａ〜１９ｆの高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

また、高周波数でのスイッチングが可能となるため、モータ８に更に高周波数の電流を流すことが可能となり、モータ８の巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータ９へ流れる電流を低減できるため、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることが可能となる。さらに高周波数化がしやすくなるため、可聴周波数を超える周波数を設定しやすく、騒音対策がしやすくなるといった利点がある。

なお、スイッチング素子１８ａ〜１８ｆおよび環流ダイオード１９ａ〜１９ｆの両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、この実施の形態に記載の効果を得ることができる。また、スイッチング素子１８ａ〜１８ｆのうち、上側スイッチング素子群のスイッチング素子１８ａ〜１８ｃ、または下側スイッチング素子群のスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆの少なくとも一方をワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよい。

その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。

また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかし、実施の形態１のヒートポンプ装置１００では、圧縮機１の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒の滞留を抑制することできる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機１としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。

さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令値の振幅や周波数の調整を行うようにしてもよい。

なお、インバータ制御部１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であることは前述の通りで、他にアナログ回路やデジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。

実施の形態２．
実施の形態２では、ヒートポンプ装置１００の回路構成の一例について説明する。なお、例えば、図１等では、圧縮機１と、四方弁２と、熱交換器３と、膨張機構４と、熱交換器５とが冷媒配管６により順次接続されたヒートポンプ装置１００について示した。実施の形態２では、より具体的な構成のヒートポンプ装置１００について説明する。

図２２は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。また、図２３は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００の冷媒の状態を示すモリエル線図である。図２３において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。

ヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、圧縮機５１は、実施の形態１で説明した圧縮機１であり、インバータ９によって駆動されるモータ８と圧縮機構７とを有する圧縮機である。さらに、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。

まず、ヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２３の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図２３の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、流体利用装置である水回路６３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。

熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図２３の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図２３の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図２３の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図２３の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図２３の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２３の点８）、圧縮機５１に吸入される。

一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２３の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２３の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。

圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図２３の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図２３の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２３の点１１）に、インジェクション冷媒（図２３の点１０）が合流して、温度が低下する（図２３の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図２３の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図２３の点１）。

なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。

次に、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ることや、冷凍等も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２３の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図２３の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図２３の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図２３の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図２３の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図２３の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図２３の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図２３の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図２３の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。

そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２３の点８）、圧縮機５１に吸入される。

一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２３の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２３の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。

なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。

また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明したが、これに限定するものではなく、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。

以上のように、本発明にかかるヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができ、特に、圧縮機を加熱する場合に適している。

１ 圧縮機、２ 四方弁、３ 熱交換器、４ 膨張機構、５ 熱交換器、６ 冷媒配管、７ 圧縮機構、８ モータ、９ インバータ、１０ インバータ制御部、１１ 高周波電圧発生部、１２ 加熱判定部、１３ スペクトル拡散電圧指令生成部、１４ 交流電源、１５ 整流器、１６ 平滑コンデンサ、１７ 母線電圧検出部、１８ａ〜１８ｆ スイッチング素子、１９ａ〜１９ｆ 環流ダイオード、２０ 電圧印加部、２１ テーブルデータ、２２ 外部入力部、２３ 選択部、２４ 積分器、２５ 電圧指令生成部、２６ ＰＷＭ信号生成部、２７ 加算部、２８ 電圧比較部、２９ 温度検出部、３０ 温度比較部、３１ 第１論理積計算部、３２ 寝込み判定部、３３ 経過時間計測部、３４ 時間比較部、３５ リセット部、３６ 論理和計算部、３７ 第２論理積計算部、５１ 圧縮機、５２，５７ 熱交換器、５３，５６，６１ 膨張機構、５４ レシーバ、５５ 内部熱交換器、５８ 主冷媒回路、５９ 四方弁、６０ ファン、６２ インジェクション回路、６３ 水回路、１００ ヒートポンプ装置。

Claims (7)

1. 圧縮機の運転周波数以上の高周波電圧であって周波数スペクトルを拡散した前記高周波電圧を、前記圧縮機を駆動するモータに印加するインバータと、
   前記インバータの上側スイッチング素子群全てがオン、下側スイッチング素子群全てがオフの環流状態を第１の無通電区間とし、前記下側スイッチング素子群全てがオン、前記上側スイッチング素子群全てがオフの環流状態を第２の無通電区間とした場合に、前記インバータが印加する前記高周波電圧の１周期において、前記第１の無通電区間および前記第２の無通電区間の時間比率を変化させ、さらに単位時間あたりの前記第１の無通電区間の時間および前記第２の無通電区間の時間を加算した時間に対して前記単位時間あたりの前記第１の無通電区間の時間を加算した時間の比率の平均が５０％になるように、前記第１の無通電区間および前記第２の無通電区間の時間比率を変化させ、また、前記第１の無通電区間と前記第２の無通電区間との間の区間において負の電圧を出力させ、前記第２の無通電区間と前記第１の無通電区間との間の区間において正の電圧を出力させ、時間平均で見た場合に一定の電圧または一定の電力で前記モータを加熱するインバータ制御手段と、
   を備えるヒートポンプ装置。
2. 前記インバータ制御手段は、前記時間比率を周期的に変化させる、
   請求項１に記載のヒートポンプ装置。
3. 前記インバータ制御手段は、前記時間比率をランダムに変化させる、
   請求項１に記載のヒートポンプ装置。
4. 前記上側スイッチング素子群および前記下側スイッチング素子群の少なくとも一方をワイドバンドギャップ半導体によって形成されたインバータとする、
   請求項１から３のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
5. 前記インバータを構成するダイオードを、ワイドバンドギャップ半導体によって形成する、
   請求項１から３のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
6. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドである、
   請求項４または５に記載のヒートポンプ装置。
7. 圧縮機、第１熱交換器、膨張機構、および第２熱交換器が配管により順次接続された冷媒回路を備えるヒートポンプ装置と、前記第１熱交換器で冷媒と熱交換された流体を利用する流体利用装置と、を備えるヒートポンプシステムであって、
   前記ヒートポンプ装置は、さらに、
   前記圧縮機の運転周波数以上の高周波電圧であって周波数スペクトルを拡散した前記高周波電圧を、前記圧縮機を駆動するモータに印加するインバータと、
   前記インバータの上側スイッチング素子群全てがオン、下側スイッチング素子群全てがオフの環流状態を第１の無通電区間とし、前記下側スイッチング素子群全てがオン、前記上側スイッチング素子群全てがオフの環流状態を第２の無通電区間とした場合に、前記インバータが印加する前記高周波電圧の１周期において、前記第１の無通電区間および前記第２の無通電区間の時間比率を変化させ、さらに単位時間あたりの前記第１の無通電区間の時間および前記第２の無通電区間の時間を加算した時間に対して前記単位時間あたりの前記第１の無通電区間の時間を加算した時間の比率の平均が５０％になるように、前記第１の無通電区間および前記第２の無通電区間の時間比率を変化させ、また、前記第１の無通電区間と前記第２の無通電区間との間の区間において負の電圧を出力させ、前記第２の無通電区間と前記第１の無通電区間との間の区間において正の電圧を出力させ、時間平均で見た場合に一定の電圧または一定の電力で前記モータを加熱するインバータ制御手段と、
   を備えるヒートポンプシステム。

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