JP6678092B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

図１２は、従来の昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータでは、ＦＥＴ等のスイッチング素子をスイッチング制御することによって、電源Ｅの電圧を昇圧して負荷Ｒに出力電圧ｖ_ｏとして出力させる。

このような昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに対して、図１３に示すようにモデル予測制御器ＭＰＣを適用した制御装置が開示されている（非特許文献１）。出力電圧に対する目標値ｖ_ｒと出力電圧ｖ_ｏの誤差から指令値ｖ_ｒ’を生成し、その指令値ｖ_ｒ’及びＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値ｘに応じてモデル予測制御器ＭＰＣにおいてＤＣ／ＤＣコンバータの状態を予測し、その予測値に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータを制御する。

また、リアクトルとスイッチング素子を備えたコンバータにおいて、リアクトルの上流にバッテリとは並列に平滑コンデンサを設け、当該平滑コンデンサに流れる電流に基づいてコンバータをフィードバック制御する技術が開示されている（特許文献１）。また、コンバータのデューティ比を負荷の消費電力に応じて制御する技術が開示されている（特許文献２）。

特開２０１０−２７９０８７号公報 特開２０１５−７６９８６号公報

「昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのモデル予測制御とその実装」、劉康志、片根保、平成２５年電気学会全国大会４−００３

ところで、ＤＣ／ＤＣコンバータは、負荷となるモータにおける効率を改善するためにハイブリッド車や電気自動車等に搭載されることがある。このような車両が滑りやすい路面において急発進したり、急加速したりした場合、タイヤが空転した後に接地するとモータの出力が増加した後に急激に減少する。この出力の変化に比例して、リアクトル電流も昇圧方向に過大に流れた後に降圧方向に変化する。

近年、ハイブリッド車や電気自動車に搭載されるコンバータには、その製造コストを低減するために、リアクトル電流に依存してその値（インダクタンス）が変化する非直線性の特性を有するリアクトルが使用されている。したがって、リアクトル電流が急激に変化したときに、リアクトル電流の変化に伴うインダクタンスの変化が考慮されていない制御では制御性能がよくない。

すなわち、非直線性のリアクトルでは、リアクトル電流が増加するインダクタンスが低下する。したがって、リアクトル電流が過大に流れると、デューティ比の変化に対してリアクトル電流が過敏に反応し、それに伴いコンデンサ電圧も過敏に変化する。そのため、リアクトル電流が大きい時は、比例積分ゲインを低下させる必要があるが、ゲインを下げた分だけコンデンサ電圧の変化を抑制できなくなる。また、リアクトル電流に依存させず、制御応答性を高めるために比例積分ゲインを高めに固定した場合、リアクトル電流が過大となった時に比例積分ゲインが不適切となり、リアクトル電流指令値の発散が生ずる。

本発明の１つの態様は、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオン時間の比であるデューティ比ｄに対する誤差デューティ比Δｄを推定するオブザーバと、前記誤差デューティ比Δｄを用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式から前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるリアクトルを流れる電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する指令値生成器と、を備え、前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することを特徴とする制御装置である。

ここで、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、前記オブザーバは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電源の電源電圧ｖ_ｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖ_ｃ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉ_ｍを用いて前記誤差デューティ比Δｄを推定することが好適である。

また、前記指令値生成器は、前記リアクトルを流れる電流の測定値であるリアクトル電流ｉ_Ｌ及び前記誤差デューティ比Δｄを用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式から前記リアクトルを流れる電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出することが好適である。

また、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（チルダ）を推定するオブザーバを更に備え、前記指令値生成器は、前記リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（チルダ）及び前記誤差デューティ比Δｄを用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式から前記リアクトルを流れる電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出することが好適である。

また、前記リアクトルに流れる電流に応じて前記リアクトルの値を設定し、当該リアクトルの値を前記状態方程式に適用することが好適である。

本発明によれば、リアクトル電流の変化に伴うインダクタンスの変化を考慮してコンバータを適切に制御することができる。

第１の実施の形態における電力変換装置の基本構成を示す図である。 第１の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。 電力変換装置の出力特性を示す図である。 電力変換装置の出力特性を示す図である。 第２の実施の形態における電力変換装置の基本構成を示す図である。 第２の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。 第３の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。 第３の実施の形態におけるモデル予測制御器の構成を示す図である。 第４の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。 第４の実施の形態におけるモデル予測制御器の構成を示す図である。 リアクトル電流とリアクトルの値（インダクタンス）との関係を示す図である。 従来の電力変換装置の構成を示す図である。 従来技術による電力変換装置の制御装置の構成を示す図である。

＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の実施の形態における電力変換装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１００の基本構成を示す。電力変換装置１００は、直流電源１０、リアクトル１２、第１スイッチング素子１４、第２スイッチング素子１６及びコンデンサ１８を含んで構成される。

直流電源１０の正極にリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６の接続点Ｃが接続される。第１スイッチング素子１４の他端は負荷１０２への出力端（ＯＵＴ＋）に接続され、第２スイッチング素子１６の他端は直流電源１０の負極（ＯＵＴ−）に接続される。また、出力端と直流電源１０の負極との間には電圧を平滑化させるためにコンデンサ１８が接続される。

なお、本実施の形態では、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。第１スイッチング素子１４は、出力端側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。第２スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、直流電源１０の負極側がエミッタとされる。また、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。

電力変換装置１００において、第１スイッチング素子１４をオフ状態及び第２スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉ_Ｌが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、第１スイッチング素子１４をオン状態及び第２スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉ_Ｌが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電池電圧ｖ_ｂ）よりも高い電圧が生じ、これに応じた電流が出力端に向けて流れてコンデンサ１８が充電されてコンデンサ電圧ｖ_ｃが上昇する。このコンデンサ電圧ｖ_ｃが負荷１０２に印加される。電力変換装置１００の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖ_ｃは、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間の比であるデューティ比によって決定される。

電力変換装置１００は、制御装置１０４によって制御される。本実施の形態では、電力変換装置１００の現在の状態値が制御装置１０４へ入力され、制御装置１０４は入力された状態値に応じて電力変換装置１００を制御する。状態値として、直流電源１０の電圧ｖ_ｂ、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉ_Ｌ、コンデンサ１８の両端のコンデンサ電圧ｖ_ｃ、負荷であるモータの電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗ及びモータの回転角θが制御装置１０４へ入力される。制御装置１０４は、モータの電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗ及びモータの回転角θから電力変換装置１００の出力電流ｉ_ｍを算出する。

図２は、制御装置１０４の構成を示す図である。制御装置１０４は、指令値生成器２０、オブザーバ２２、演算部２４、フィード・フォワード（Ｆ／Ｆ）補償器２６及びリミッタ２８を含んで構成される。

オブザーバ２２は、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、電源電圧ｖ_ｂ及び出力電流ｉ_ｍを受けて、これらの値から現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値を算出して出力する。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線（チルダ）付して示す。

ここで、電力変換装置１００の状態方程式は数式（１）にて表される。ここで、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、電源電圧ｖ_ｂ、出力電流（負荷電流）ｉ_ｍ、リアクトル１２の値（インダクタンス）Ｌ、コンデンサ１８の値（キャパシタンス）Ｃ、リアクトル１２の抵抗値Ｒ_Ｌ及びデューティ比ｄである。

数式（１）にデッドタイムを考慮した誤差デューティ比Δｄを組み込むと数式（２）に示す状態方程式となる。

数式（２）を双１次変換を用いて離散化させると数式（３）のように示される。

数式（３）に基づいて、コンデンサ１８の電圧の予測値であるコンデンサ電圧予測値（チルダ）ｖ_ｃ ^〜（ｋ）、リアクトル１２の電流の予測値であるリアクトル電流予測値（チルダ）ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）及び誤差デューティ比の予測値である誤差デューティ比予測値（チルダ）Δｄ^〜（ｋ）は数式（４）のように表すことができる。ここで、制御周期Ｔであり、ｈ_１〜ｈ_３は比例定数である。

オブザーバ２２は、入力されたコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、電源電圧ｖ_ｂ及び出力電流ｉ_ｍを数式（４）の代入することによって、現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値を算出する。なお、推定される誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））は、数式（４）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））は、指令値生成器２０に入力される。

なお、ｋは、制御回数を示す。例えば、ｄ（ｋ）は、ｋ回目の制御におけるデューティ比ｄを表し、ｄ（ｋ＋１）は、ｋ＋１回目の制御におけるデューティ比ｄを表す。他の状態量についても同様である。

指令値生成器２０では、電力変換装置１００の状態方程式、すなわち数式（３）を変形することによってリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊を算出する。リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊は、数式（３）において、左辺の１行目ｖ_ｃ（ｋ＋１）をｖ_ｃ ^＊（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）、ｉ_Ｌ（ｋ）をｉ_Ｌ ^＊（ｋ）に置き換えて展開した数式（５）を用いて算出される。指令値生成器２０で算出されたリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊は、現在のリアクトル電流ｉ_Ｌ（実測値）との偏差が取られて、当該偏差が演算部２４に入力される。

演算部２４では、指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算が行われる。指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、数式（６）にて算出することができる。演算部２４では、数式（６）の右辺の第２項及び第３項の計算が行われる。数式（６）において、Ｋｐは比例項の係数、Ｋｉは積分項の係数である。

Ｆ／Ｆ補償器２６は、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及び電源電圧ｖ_ｂの入力を受けて、フィード・フォワード補償値を算出する。フィード・フォワード補償値は、数式（６）の右辺の第１項で表される。演算部２４からの出力値とＦ／Ｆ補償器２６からの出力値とが加算されてリミッタ２８へ入力される。

リミッタ２８は、演算部２４からの出力値とＦ／Ｆ補償器２６からの出力値との加算値を受けて、その値が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。図３は、電力変換装置１００からの出力Ｐとデューティ比ｄとの関係を示す。図３に示すように、出力Ｐを最大出力Ｐｍａｘとするためにはデューティ比ｄを電源電圧ｖ_ｂ／（２×コンデンサ電圧ｖ_ｃ）となるように電力変換装置１００を制御すればよい。一方、デューティ比ｄが電源電圧ｖ_ｂ／（２×コンデンサ電圧ｖ_ｃ）を下回るように電力変換装置１００を制御すると、出力Ｐが低下してしまう。そこで、デューティ比ｄを電源電圧ｖ_ｂ／（２×コンデンサ電圧ｖ_ｃ）を下限とした範囲となるように電力変換装置１００を制御することが好適である。なお、最適デューティ比範囲ＤＲは、必ずしも電源電圧ｖ_ｂ／（２×コンデンサ電圧ｖ_ｃ）を下限とした範囲に設定する必要はなく、例えば、図４に示すように、最大出力Ｐｍａｘよりも小さい出力値Ｐａを出力上限としたときのデューティ比ｄ_Ｌをその下限に設定してもよい。さらに、出力値Ｐｂを回生上限としたときのデューティ比ｄ_Ｈを最適デューティ比範囲ＤＲの上限に設定してもよい。

リミッタ２８は、演算部２４からの出力値とＦ／Ｆ補償器２６からの出力値との加算値が設定された最適デューティ比範囲ＤＲ内の値であれば、その値をそのまま次の制御のためのデューティ比ｄ（ｋ＋１）として出力する。また、リミッタ２８は、加算値が設定された最適デューティ比範囲ＤＲ外の値であれば、その値が最適デューティ比範囲ＤＲ内に収まるように制限して次の制御のためのデューティ比ｄ（ｋ＋１）として出力する。

制御装置１０４は、リミッタ２８から出力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。これにより、電力変換装置１００は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるようにコンデンサ電圧ｖ_ｃ及びリアクトル電流ｉ_Ｌが制御される。

＜第２の実施の形態＞
第１の実施の形態では、リアクトル１２を実際に流れるリアクトル電流ｉ_Ｌを計測し、そのリアクトル電流ｉ_Ｌに基づいてデューティ比ｄを制御する制御装置１０４の構成について説明した。第２の実施の形態では、電力変換装置２００は、図５に示すように、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉ_Ｌを計測するためのセンサを備えない。その代わりに、図６に示すように、制御装置１０４ａに含まれるオブザーバ２２ａでは、誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））に加えて、リアクトル１２を流れる電流の推定値であるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（チルダ）を算出して出力する。

オブザーバ２２ａは、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、電源電圧ｖ_ｂ及び出力電流ｉ_ｍを数式（４）の代入することによって、現在の誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））及びリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））を算出する。なお、推定される誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））及びリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））は、数式（４）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））及びリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））は、指令値生成器２０ａに入力される。

指令値生成器２０ａは、オブザーバ２２ａからの誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））及びリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））を受けて、リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊を算出する。指令値生成器２０ａでは、電力変換装置２００の状態方程式、すなわち数式（３）を変形することによってリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊を算出する。リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊は、数式（３）において、左辺の１行目ｖ_ｃ（ｋ＋１）をｖ_ｃ ^＊（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）、右辺の第１項第１行第３列のｉ_Ｌ（ｋ）をｉ_Ｌ ^〜に置き換え、右辺の第２項第２行第１列のｉ_Ｌ（ｋ）をｉ_Ｌ ^＊（ｋ）に置き換えて展開した数式（７）を用いて算出される。指令値生成器２０ａで算出されたリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊は、オブザーバ２２ａで算出されたリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））との偏差が取られて、当該偏差が演算部２４に入力される。

演算部２４、Ｆ／Ｆ補償器２６及びリミッタ２８での処理は、第１の実施の形態と同様であるので説明を省略する。制御装置１０４ａは、リミッタ２８から出力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。これにより、電力変換装置２００は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるようにコンデンサ電圧ｖ_ｃ及びリアクトル電流ｉ_Ｌが制御される。

＜第３の実施の形態＞
第１の実施の形態における制御装置１０４の演算部２４及びＦ／Ｆ補償器２６に代えて、モデル予測制御器（ＭＰＣ）５０を用いる構成としてもよい。図７は、第３の実施の形態における制御装置１０４の構成を示す。

オブザーバ２２は、第１の実施の形態と同様に、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、電源電圧ｖ_ｂ及び出力電流ｉ_ｍを受けて、これらの値から現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値を算出して出力する。算出された誤差デューティ比予測値（チルダ）Δｄ^〜（ｋ）は、指令値生成器２０及びＭＰＣ５０へ出力される。

指令値生成器２０は、第１の実施の形態と同様に、リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊を算出する。算出されたリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊は、ＭＰＣ５０へ出力される。

ＭＰＣ５０は、電力変換装置１００の状態方程式を用いて、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄを複数の異なる値に変化させたときの電力変換装置１００における所定の状態値（状態量）に対する予測値を算出し、状態値（状態量）に対する指令値と予測値との差に応じて電力変換装置１００を制御する。

本実施の形態では、ＭＰＣ５０は、所定の状態値としてリアクトル１２を流れる電流の予測値であるリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）を算出する。そして、ＭＰＣ５０は、リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊に近づくようなリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）となるデューティ比ｄを求める処理を行う。

ＭＰＣ５０は、図８に示すように、加算器３０（３０−２〜３０−１２９）、予測演算器３２（３２−１〜３２−１２９）、評価関数演算器３４（３４−１〜３４−１２９）、最小値選択器３６を含んで構成される。

加算器３０（３０−２〜３０−１２９）は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に所定値を加算することによりデューティ比ｄ（ｋ）に変化を与えて出力する。本実施の形態では、デューティ比ｄ（ｋ）は、０〜１０２３の値の範囲で表されるものとする。すなわち、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オンであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オフである状態のときのデューティ比ｄが０で表されるものとする。また、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オフであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オンである状態のときのデューティ比ｄが１０２３で表されるものとする。加算器３０は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）を中心値として、ｄ（ｋ）±６４の範囲で変化を与えて出力する。変化の範囲は、電力変換装置１００のデッドタイムの期間及びＰＷＭ周期に基づいて設定することが好適である。例えば、デッドタイム／ＰＷＭ周期×デューティ比ｄの数値範囲で算出される値よりも大きな変換の範囲とすることが好適である。具体的には、デッドタイムが５μｓ、ＰＷＭ周期が１００μｓである場合、デューティ比ｄを０〜１０２３の範囲で表した場合には５／１００×１０２３＝５１よりも大きい数値範囲を変化の範囲とすることが好適である。一方、演算負荷をできるだけ小さくするために、変化の範囲はできるだけ狭い方が好適である。そこで、本実施の形態では、変化の範囲を±６４とした例を示している。

加算器３０−２は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に１を加算してｄ（ｋ）＋１を出力する。加算器３０−３は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に２を加算してｄ（ｋ）＋２を出力する。同様に、加算器３０−４〜加算器３０−６５は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）にそれぞれ３〜６４を加算して出力する。また、加算器３０−６６は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から１を減算してｄ（ｋ）−１を出力する。加算器３０−６７は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から２を減算してｄ（ｋ）−２を出力する。同様に、加算器３０−６８〜加算器３０−１２９は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）からそれぞれ３〜６４を減算して出力する。加算器３０−２〜３０−１２９からの出力は、それぞれ予測演算器３２−２〜３２−１２９へ入力される。

予測演算器３２は、加算器３０からの出力、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、電源電圧ｖ_ｂ、出力電流（負荷電流）ｉ_ｍ及び誤差デューティ比Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））を用いてリアクトル１２を流れる電流の予測値であるリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）を算出して出力する。

リアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）は、数式（３）において、左辺の２行目ｉ_Ｌ（ｋ＋１）をｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）、右辺のｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて展開した数式（８）を用いて算出される。

予測演算器３２−１は、数式（８）のａを０としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）］（ハット）を算出して出力する。予測演算器３２−２は、数式（８）のａを１としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋１］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器３２−３〜予測演算器３２−６５は、それぞれａを２〜６４としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器３２−６６は、数式（８）のａを−１としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）−１］（ハット）を算出して出力する。予測演算器３２−６７は、数式（８）のａを−２としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）−２］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器３２−６８〜予測演算器３２−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器３２−１〜３２−１２９の出力は、それぞれ評価関数演算器３４−１〜３４−１２９へ入力される。

評価関数演算器３４は、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、予測演算器３２から入力されたリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）、指令値生成器２０から入力されたリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊に基づいて評価関数Ｊの演算を行い、演算結果を出力する。評価関数Ｊは、数式（９）にて表される。

評価関数演算器３４−１は、数式（９）のａを０としてＪ［ｄ（ｋ）］を算出して出力する。評価関数演算器３４−２は、数式（９）のａを１としてＪ［ｄ（ｋ）＋１］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器３４−３〜評価関数演算器３４−６５は、それぞれａを２〜６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器３４−６６は、数式（９）のａを−１としてＪ［ｄ（ｋ）−１］を算出して出力する。評価関数演算器３４−６７は、数式（９）のａを−２としてＪ［ｄ（ｋ）−２］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器３４−６８〜評価関数演算器３４−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器３４−１〜３４−１２９の出力は、最小値選択器３６へ入力される。

なお、評価関数Ｊは、数式（１０）としてもよい。この場合も、評価関数演算器３４−１〜評価関数演算器３４−１２９にてそれぞれＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］を算出して出力する。

最小値選択器３６は、評価関数演算器３４−１〜評価関数演算器３４−１２９にて算出されたＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］のうち最小値を選択し、評価関数Ｊを最小値とするｄ（ｋ）＋ａを次の制御の際のデューティ比ｄ（ｋ＋１）として出力する。

リミッタ２８は、ＭＰＣ５０から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）の入力をうけ、入力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。制御装置１０４は、リミッタ２８から出力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。これにより、電力変換装置１００は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるようにコンデンサ電圧ｖ_ｃ及びリアクトル電流ｉ_Ｌが制御される。

なお、オブザーバ２２において、誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））に加えて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（ｖ_ｃ ^〜（ｋ））（チルダ）を算出するようにしてもよい。この場合、予測演算器３２では、コンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（ｖ_ｃ ^〜（ｋ））（チルダ）を用いてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）］（ハット）を算出して出力する。リアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）は、数式（３）において、左辺の２行目ｉ_Ｌ（ｋ＋１）をｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）、右辺のｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）、ｖ_ｃ（ｋ）をｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて展開した数式（１１）を用いて算出される。

＜第４の実施の形態＞
第２の実施の形態における制御装置１０４ａの演算部２４及びＦ／Ｆ補償器２６に代えて、モデル予測制御器（ＭＰＣ）５０ａを用いる構成としてもよい。図８は、第４の実施の形態における制御装置１０４ａの構成を示す。電力変換装置２００は、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉ_Ｌを計測するためのセンサを備えない。その代わりに、図８に示すように、制御装置１０４ａに含まれるオブザーバ２２ａでは、誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））に加えて、リアクトル１２を流れる電流の推定値であるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（チルダ）を算出して出力する。

オブザーバ２２ａは、第２の実施の形態と同様に、誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））及びリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））を算出する。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））及びリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））は、指令値生成器２０ａ及びＭＰＣ５０ａに入力される。

指令値生成器２０ａは、第２の実施の形態と同様に、オブザーバ２２ａからの誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））及びリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））を受けて、リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊を算出する。指令値生成器２０ａで算出されたリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊は、ＭＰＣ５０ａに入力される。

ＭＰＣ５０ａは、電力変換装置２００の状態方程式を用いて、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄを複数の異なる値に変化させたときの電力変換装置２００における所定の状態値（状態量）に対する予測値を算出し、状態値（状態量）に対する指令値と予測値との差に応じて電力変換装置２００を制御する。ＭＰＣ５０ａでの処理は、第３の実施の形態におけるＭＰＣ５０とほぼ同様であるが、実際のリアクトル電流ｉ_Ｌの代わりに、オブザーバ２２ａで求められたリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））を用いる点で異なる。

ＭＰＣ５０ａは、図１０に示すように、加算器３０（３０−２〜３０−１２９）、予測演算器３２ａ（３２ａ−１〜３２ａ−１２９）、評価関数演算器３４（３４−１〜３４−１２９）、最小値選択器３６を含んで構成される。ＭＰＣ５０とＭＰＣ５０ａとの相違点は、予測演算器３２と予測演算器３２ａとの相違にある。すなわち、予測演算器３２ａでは、実測されたリアクトル電流ｉ_Ｌの代わりにオブザーバ２２ａで求められたリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））を用いてリアクトル１２を流れる電流の予測値であるリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）を算出して出力する。

リアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）は、数式（３）において、左辺の２行目ｉ_Ｌ（ｋ＋１）をｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）、右辺のｉ_Ｌ（ｋ）をｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて展開した数式（１２）を用いて算出される。

以下、ＭＰＣ５０ａの評価関数演算器３４及び最小値選択器３６では、予測演算器３２ａで算出されたリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）を用いて、ＭＰＣ５０と同様に処理が行われる。

このようにして、第４の実施の形態における制御装置１０４ａによって、リミッタ２８から出力されたデューティ比ｄとなるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間が制御される。これにより、電力変換装置２００は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるようにコンデンサ電圧ｖ_ｃ及びリアクトル電流ｉ_Ｌが制御される。

＜第５の実施の形態＞
第５の実施の形態は、第３の実施の形態におけるＭＰＣ５０の構成を変更したものである。本実施の形態では、ＭＰＣ５０は、電力変換装置１００の状態方程式を第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ２２で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））を適用することでデューティ比ｄを算出する。制御装置１０４は、算出されたデューティ比ｄを用いて電力変換装置１００を制御する。

数式（３）の左辺の２行目ｉ_Ｌ（ｋ＋１）をｉ_Ｌ ^＾＊（ｋ）、右辺のｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（１３）となる。

数式（１３）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（１４）で表される。

ＭＰＣ５０は、数式（１４）に、電力変換装置１００の各状態量及びオブザーバ２２で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。

リミッタ２８は、ＭＰＣ５０から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）の入力をうけ、入力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。制御装置１０４は、リミッタ２８から出力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。これにより、電力変換装置１００は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるようにコンデンサ電圧ｖ_ｃ及びリアクトル電流ｉ_Ｌが制御される。

＜第６の実施の形態＞
第６の実施の形態は、第４の実施の形態におけるＭＰＣ５０ａの構成を変更したものである。本実施の形態では、ＭＰＣ５０ａは、電力変換装置２００の状態方程式を第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））を適用することでデューティ比ｄを算出する。制御装置１０４ａは、算出されたデューティ比ｄを用いて電力変換装置２００を制御する。

数式（３）の左辺の２行目ｉ_Ｌ（ｋ＋１）をｉ_Ｌ ^＾＊（ｋ）、右辺のｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）、ｉ_Ｌ（ｋ）をｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ）、ｖ_ｃ（ｋ）をｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（１５）となる。

数式（１５）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（１６）で表される。

ＭＰＣ５０ａは、数式（１６）に、電力変換装置２００の各状態量及びオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。

制御装置１０４ａは、リミッタ２８から出力されたデューティ比ｄとなるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間が制御する。これにより、電力変換装置２００は、指令値とされるリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるように制御される。

［変形例］
電力変換装置１００，２００において、リアクトル電流に応じてリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）は変化する。そこで、第１〜第６の実施の形態における制御において、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉ_Ｌ又は流れると予想されるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜に応じてリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）を変更することが好適である。

図１１は、電流値に対するリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）の変化を示す図である。図１１において、横軸の電流値は最大電流を１として正規化し、縦軸のリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）は電流値が０のときを１として正規化して示している。

第１〜第６の実施の形態において、制御に用いられるリアクトル電流ｉ_Ｌ又はリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（チルダ）に応じたリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）を各数式に適用することによって、電力変換装置１００，２００に対してより適切な制御を行うことができる。

なお、上記実施の形態では、同一次元オブザーバとしたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。また、双１次変換を利用して状態方程式を離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。

上記第１〜第６の実施の形態及びその変形例によれば、リアクトル電流指令値の発散等を生じさせることなく、負荷への出力が急変したときであっても電力変換装置１００，２００を適切に制御することができる。

１０ 直流電源、１２ リアクトル、１４ 第１スイッチング素子、１６ 第２スイッチング素子、１８ コンデンサ、２０ 指令値生成器、２０ａ 指令値生成器、２２ オブザーバ、２２ａ オブザーバ、２４ 演算部、２６ Ｆ／Ｆ補償器、２８ リミッタ、３０ 加算器、３２ 予測演算器、３２ａ 予測演算器、３４ 評価関数演算器、３６ 最小値選択器、１００，２００ 電力変換装置、１０２ 負荷、１０４ 制御装置、１０４ａ 制御装置。

Claims (4)

1. ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、リアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子の実際のオン時間の比を示すデューティ比と指令値であるデューティ比ｄとの差である誤差デューティ比Δｄを推定するオブザーバと、
   前記誤差デューティ比Δｄを用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式から前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるリアクトルを流れる電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する指令値生成器と、
   を備え、
   前記オブザーバは、前記誤差デューティ比を外乱としてシステムの状態に含めた外乱オブザーバを構成して、前記誤差デューティ比Δｄを推定し、
   前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することを特徴とする制御装置。
2. 請求項１に記載の制御装置であって、
   前記指令値生成器は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電源の電源電圧ｖ _ｂ 、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖ _ｃ 及びその指令値ｖ _ｃ ^＊ 、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉ _ｍ 、前記リアクトルを流れる電流の測定値であるリアクトル電流ｉ_Ｌ 並びに前記誤差デューティ比Δｄを用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式から前記リアクトルを流れる電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出することを特徴とする制御装置。
3. 請求項１に記載の制御装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜を推定するオブザーバを更に備え、
   前記指令値生成器は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電源の電源電圧ｖ _ｂ 、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖ _ｃ 及びその指令値ｖ _ｃ ^＊ 、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉ _ｍ 、前記リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜 並びに前記誤差デューティ比Δｄを用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式から前記リアクトルを流れる電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出することを特徴とする制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の制御装置であって、
   前記リアクトルに流れる電流に応じて前記リアクトルの値を設定し、当該リアクトルの値を前記状態方程式に適用することを特徴とする制御装置。
   

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