JP6808092B2

JP6808092B2 - 増幅器

Info

Publication number: JP6808092B2
Application number: JP2020515382A
Authority: JP
Inventors: 修一坂田; 新庄　真太郎; 真太郎新庄; 圭吾中谷; 山中　宏治; 宏治山中
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2018-04-26
Filing date: 2018-04-26
Publication date: 2021-01-06
Anticipated expiration: 2038-04-26
Also published as: EP3771096A1; JPWO2019207700A1; WO2019207700A1; US11336233B2; EP3771096B1; US20210006208A1; EP3771096A4; CN112020826B; CN112020826A

Description

本発明は、ドハティ増幅器に関するものである。

非特許文献１には、従来のドハティ増幅器が開示されている。従来のドハティ増幅器は、入力端子、出力端子、キャリア増幅器、ピーク増幅器、キャリア増幅器の出力端子に接続される電気長９０度を有する負荷変調線路、ピーク増幅器の出力端子に接続される電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有する周波数補償線路、負荷変調線路の出力電力と周波数補償線路の出力電力とを合成する出力合成器、出力合成器と出力端子とに接続される出力整合回路、キャリア増幅器の入力側に負荷変調線路及び周波数補償線路が有する電気長の差分（１８０°×ｎ−９０°）の電気長を有する入力位相調整線路、入力信号を分配する入力分配器を備える。ここでキャリア増幅器とピーク増幅器はいずれも内部にトランジスタと出力整合回路と入力整合回路を備える。

従来のドハティ増幅器では、ピーク増幅器の動作が停止しているバックオフ動作時において、キャリア増幅器の出力端子からピーク増幅器の出力端子側をみた出力インピーダンスがオープンとなるため、周波数補償線路は、出力合成器のピーク増幅器側には電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブと等価となる。この等価的なオープンスタブが、出力整合回路により生じた周波数依存性を打ち消す方向に働くため、広帯域整合が実現する。

Ｊ. Ｈ. Ｑｕｒｅｓｈｉ, ｅｔ. ａｌ, “Ａ７００−ＷＰｅａｋＵｌｔｒａ−ＷｉｄｅｂａｎｄＢｒｏａｄｃａｓｔＤｏｈｅｒｔｙＡｍｐｌｉｆｉｅｒ”, ＩＥＥＥＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐｏｓｉｕｍ, ２０１４.

従来のドハティ増幅器は上記のように構成されているので、電気長９０度を有する負荷変調線路、電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有する周波数補償線路、及び負荷変調線路と周波数補償線との差分（１８０°×ｎ−９０°）の電気長を有する入力位相調整線路が必要であり、回路サイズが大型化するという課題があった。

本発明のドハティ増幅器は、入力信号を分配して出力する入力分配器と、キャリア増幅器用入力整合回路と、入力位相調整線路と、ピーク増幅器用入力整合回路と、入力分配器により分配された入力信号が、キャリア増幅器用入力整合回路を介して入力されるキャリア増幅器用トランジスタと、入力分配器により分配された入力信号が、入力位相調整線路及びピーク増幅器用入力整合回路を介して入力されるピーク増幅器用トランジスタと、キャリア増幅器用トランジスタの出力端子とピーク増幅器用トランジスタの出力端子との間に接続される伝送線路と、ピーク増幅器用トランジスタの出力端子に並列接続され、使用周波数帯で高周波側において容量性となり、低周波側において誘導性となるスタブと、ピーク増幅器用トランジスタの出力端子及び伝送線路と出力負荷とに接続され、出力負荷のインピーダンスを出力負荷よりも低いインピーダンスに変換する出力整合回路とを備える。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、回路サイズが大型化することなく、ドハティ動作の広帯域化が可能となる増幅器を得ることを目的とする。

この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の一構成例を示す回路図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器における負荷変調線路１０の原理を説明する等価回路図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の出力部分を示した等価回路図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器のバックオフ動作時の動作を説明する等価回路図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器のバックオフ動作時におけるインピーダンス変成を説明する図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてオープンスタブ１２の電気長を０度、１８０度、３６０度と変化させた時のインピーダンスの変化を示す図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてバックオフ時にキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力負荷側を見た反射特性(dB(Γ_2,BO)))の周波数依存性を示す図である。この発明の実施の形態１に係る広帯域ドハティ増幅器においてピーク増幅器が動作している飽和動作時のインピーダンスを説明する図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器における飽和動作時のインピーダンス変成を説明した図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてオープンスタブ１２の電気長を０度、１８０度、３６０度と変化させた時の飽和時のキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性(dB(Γ_2,sat))の周波数依存性を説明する図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてバックオフ時にキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を、オープンスタブ１２の特性インピーダンスを変化させて計算した図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器において、オープンスタブ１２の電気長が３２５°、３４５°である場合のバックオフ時におけるキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を示す図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器において、オープンスタブ１２の電気長が３７５°、３９５°である場合のバックオフ時におけるキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を示す図である。この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器におけるショートスタブの例を示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の一構成例を示す回路図である。この発明の実施の形態1に係るドハティ増幅器は、高周波信号入力端子１、高周波信号出力端子２、キャリア増幅器用トランジスタ３、ピーク増幅器用トランジスタ４、入力分配器５、キャリア増幅器用入力整合回路６、入力位相調整線路７、ピーク増幅器用入力整合回路、キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子９（キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子の一例）、負荷変調線路１０（伝送線路の一例）、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１（ピーク増幅器用トランジスタの出力端子の一例、出力合成点とも言う）、オープンスタブ１２（スタブの一例）、出力整合回路１３を備える。

入力端子１は、本ドハティ増幅器の入力信号が入力される端子である。入力端子１は、入力分配器５に接続される。例えば、入力信号として変調帯域幅が広く、ピーク対平均電力比(Ｐｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ: ＰＡＰＲ)が大きなＷＣＤＭＡ (ＷｉｄｅｂａｎｄＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ：登録商標) 信号やＬＴＥ（ＬｏｎｇＴｅｒｍＥｖｏｌｕｔｉｏｎ）信号が入力される。

出力端子２は、出力負荷に接続され、本ドハティ増幅器で増幅された出力信号が出力される端子である。出力端子２は、出力整合回路１３に接続される。

キャリア増幅器用トランジスタ３は、バックオフ時において入力端子１から入力される入力信号を増幅するトランジスタである。キャリア増幅器用トランジスタ３は、真性か寄生かを問わず出力容量を有する。キャリア増幅器用トランジスタ３は、一般的にＡ級、もしくはＡＢ級にバイアスされる。例えば、キャリア増幅器用トランジスタ３は、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが用いられる。

ピーク増幅器用トランジスタ４は、バックオフ時には動作せず、飽和時に動作し、飽和時において入力端子１から入力される入力信号を増幅するトランジスタである。ピーク増幅器用トランジスタ４は、真性か寄生かを問わず出力容量を有する。ピーク増幅器用トランジスタ４は、一般的にＣ級にバイアスされる。例えば、ピーク増幅器用トランジスタ４は、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが用いられる。

入力分配器５は、入力信号を２分配し、分配した信号をキャリア増幅器用トランジスタ３及びピーク増幅器用トランジスタ４に出力する分配器である。例えば、入力分配器５はウィルキンソン分配器が用いられる。

キャリア増幅器用入力整合回路６は、キャリア増幅器用トランジスタ３の入力整合を行う整合回路である。例えば、キャリア増幅器用入力整合回路６は直列インダクタと並列コンデンサから構成されるローパスフィルタ型整合回路、ハイパス型整合回路、バンドパス型整合回路などが用いられる。

入力位相調整線路７は、キャリア増幅器用トランジスタ３に対してピーク増幅器用トランジスタ４に入力される信号の位相を調整する線路である。例えば、入力位相調整線路７はマイクロストリップ線路が用いられる。

ピーク増幅器用入力整合回路８は、ピーク増幅器用トランジスタ４の入力整合を行う整合回路である。例えば、ピーク増幅器用入力整合回路８は直列インダクタと並列コンデンサから構成されるローパスフィルタ型整合回路、ハイパス型整合回路、バンドパス型整合回路などが用いられる。

キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子９は、キャリア増幅器用トランジスタ３の出力端子である。キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子９は、キャリア増幅器用トランジスタ３に対する出力整合回路等を介さず、直接、キャリア増幅器用トランジスタに接続される端子である。

負荷変調線路１０は、本ドハティ増幅器においてキャリア増幅器用トランジスタ３の負荷変調を行う線路である。負荷変調線路１０は、キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子９とピーク増幅器用トランジスタ４のドレイン端子とに直接、接続される。負荷変調線路１０は、その電気長が９０°未満であって、その特性インピーダンスは、キャリア増幅器用トランジスタ３の出力抵抗より大きい。例えば、負荷変調線路１０は、マイクロストリップ線路が用いられる。

ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１は、ピーク増幅器用トランジスタ４の出力端子である。ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１は、ピーク増幅器用トランジスタ４に対する出力整合回路等を介さず、直接、ピーク増幅器用トランジスタ４に接続される端子である。

オープンスタブ１２は、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１に並列に直接、接続されるスタブである。オープンスタブ１２は、使用周波数においてその電気長が９０°の整数倍であり、使用周波数帯において誘導性及び容量性の両方を有する。また、オープンスタブ１２は、使用周波数帯においてオープンとなる周波数を有する。例えば、オープンスタブ１２は、１８０°の整数倍のオープンスタブ、またはオープンスタブの代わりに９０°の整数倍のショートスタブが用いられる。

出力整合回路１３は、出力端子２に接続される出力負荷を出力負荷より低いインピーダンスに変成する整合回路である。出力整合回路１３は、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１から出力端子２側を見たインピーダンスが使用周波数帯において誘導性及び容量性の両方を有するように、出力負荷５０Ωを５０Ωより低いインピーダンスに変換する。

次に実施の形態1に係るドハティ増幅器の動作について説明する。
バックオフ時の動作と飽和時の動作とに分けて説明する。
バックオフ時、つまりピーク増幅器が動作していない場合、入力端子１から入力された高周波信号は、入力分配器５により分配される。分配された信号の内、キャリア増幅器側に分配された信号はキャリア増幅器用トランジスタ３により増幅され、キャリア増幅器用トランジスタ３のドレイン端子９に出力される。

ピーク増幅器側に分配された信号はピーク増幅器が動作していないため、ピーク増幅器用トランジスタ４で反射、もしくは吸収され、ピーク増幅器用トランジスタ４のドレイン端子１１に信号は出力されない。

図２は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器における負荷変調線路１０の原理を説明する等価回路図である。図２の下の伝送線路（θ_ｃ１、Ｚ_ｃ１）が、負荷変調線路１０に相当し、C1がキャリア増幅器用トランジスタ３及びピーク増幅器用トランジスタ４の出力容量に相当する。図２に示すように、電気長９０度の伝送線路（Ｚ_ｃ）は、並列コンデンサと伝送線路で構成された回路で等価的に表すことが可能である。ここで中心周波数をｆ_０、電気長９０度線路の特性インピーダンスをZ_C、伝送線路の電気長と特性インピーダンスをそれぞれθ_C1、Z_C1、並列コンデンサの値をC₁とした場合、θ_C1とZ_C1は以下の式で表される。

[数１]

[数２]

トランジスタには、寄生容量が必ず含まれるためトランジスタの寄生容量をC1、トランジスタの出力インピーダンスの実部（R_opt）をZ_Cとするとθ_C1とZ_C1は一意に決定され、θ_C1は必ず９０度未満、Z_C1はトランジスタの出力インピーダンスの実部（R_opt＝Z_C）より大きくなる。言い換えれば、これは、電気長が９０°未満の負荷変調線路１０は、キャリア増幅器用トランジスタ３の出力容量及びピーク増幅器用トランジスタ４の出力容量を考慮すると等価的に電気長が９０°の線路とみなせることを意味する。この際、等価的な伝送線路の特性インピーダンスZ_ｃは、負荷変調線路１０の特性インピーダンスZ _c1より低くなる。なお、トランジスタの出力容量は、厳密には真性容量と寄生容量とに分けられるが、寄生容量が大きい場合、出力容量≒寄生容量となる。

図３は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の出力部分を示した等価回路図である。図３では、キャリア増幅器用トランジスタ３を飽和時の出力インピーダンス（R_opt）、電流源３１、出力容量３２で等価的に示している。図３に示すようにトランジスタの出力容量３２を利用し、９０度未満の電気長θ_C1と特性インピーダンスZ_C1を有する伝送線路で接続した場合、キャリア増幅器用トランジスタ３及びピーク増幅器用トランジスタ４の内部において、キャリア増幅器用トランジスタ３とピーク増幅器用トランジスタ４とをドハティ動作に必要な電気長９０度線路で接続したことと等価となる。
その結果、トランジスタ間に電気長９０度未満の負荷変調線路１０を用いて、ドハティ動作が可能となる。

図４は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器のバックオフ動作時の動作を説明する等価回路図である。ピーク増幅器用トランジスタ４のドレイン端子１１にオープンスタブ１２と電気長９０度未満の負荷変調線路１０とが接続されているため、ピーク増幅器用トランジスタ４の出力容量４２を図４に示すようにピーク増幅器用トランジスタ４の出力側からキャリア増幅器用トランジスタ３の出力側に動かしても、両者は電気的に等価である。

バックオフ時においてピーク増幅器用トランジスタ４は動作していないため、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１からピーク増幅器用トランジスタ４を見たインピーダンスはオープン（開放）となる。バックオフ時においてピーク増幅器用トランジスタ４は無視できるので、オープンスタブ１２がない場合、出力合成点（ここでは、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１）から出力整合回路１３を見たインピーダンス（Z ₀ ）と負荷変調線路１０の出力端子（図４の１１ａに対応）から出力整合回路１３を見たインピーダンス（Z_1,BO）は等価である。

図５は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器のバックオフ動作時におけるインピーダンス変成を説明する図である。
図５のスミスチャートは５０Ωで規格化されている。出力整合回路１３は、出力負荷５０Ωを出力負荷５０Ωより低いインピーダンスに変成するので、図５に示すように、出力合成点（ピーク増幅器用トランジスタ３のドレイン端子１１）から出力負荷側を見込んだインピーダンスＺ_０は、低周波側で容量性であり、高周波側で誘導性となり、使用周波数帯の中心周波数でR_opt/2となる。

オープンスタブ１２（ここでは電気長１８０°のオープンスタブとする）は使用周波数帯で高周波側において容量性となり、低周波側において誘導性となるため、負荷変調線路１０の出力端子（図４の１１ａに対応）からオープンスタブ１２及び出力整合回路１３側を見たインピーダンスZ_1,BOは、オープンスタブ１２により周波数特性が補償され、図７に示すようにＺ_０よりもスミスチャートの中心に近づく。このように、オープンスタブ１２により、広帯域化を図ることが出来る。

図２及び図３で示したように、負荷変調線路１０はキャリア増幅器用トランジスタ３の出力容量３２及びピーク増幅器用トランジスタ４の出力容量４２とともに９０°線路を構成するので、負荷変調線路１０は、Z_1,BOをZ_2,BO（キャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から負荷変調線路１０側を見たインピーダンス）に変換する。

図５に示すように、オープンスタブ１２がない場合に比べてオープンスタブ１２がある場合は、Z_2,BOの周波数特性を小さくなる。
このように、バックオフ動作時において、オープンスタブ１２（ここでは電気長１８０°のオープンスタブとする）がある場合、中心周波数ではそのインピーダンスがオープンになり、高周波側で容量性、低周波側で誘導性となるため、出力整合回路１３により付加された周波数依存性を補償できるので、広帯域特性を実現できる。

図６は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてオープンスタブ１２の電気長を０度、１８０度、３６０度と変化させた時のインピーダンスの変化を示す図である。図６に示すように電気長を長くすることにより、補正量を増加させることができ、広帯域性が拡大する。

図７は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてバックオフ時にキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力負荷側を見た反射特性(dB(Γ_2,BO)))の周波数依存性を示す図である。
図７は図６と異なり、2R_optで規格化した場合の反射特性を示している。図７より、オープンスタブ１２の電気長を長くすることにより広帯域性が拡大できることがわかる。

次に、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の飽和動作時の動作について説明する。

図８は、この発明の実施の形態１に係る広帯域ドハティ増幅器においてピーク増幅器が動作している飽和動作時のインピーダンスを説明する図である。
本実施の形態１では同じサイズのトランジスタをキャリア増幅器用トランジスタ３とピーク増幅器用トランジスタ４に使用している場合を想定しているため、両トランジスタから流れる電流は等しい。したがって、負荷変調線路１０、キャリア増幅器用トランジスタの出力容量３２、ピーク増幅器用トランジスタの出力容量４２から等価的に構成される伝送線路の特性インピーダンス（図２、図３参照）がR_optと等しい場合、中心周波数において図８のZ₀、Z_1,sat、Z_3,satは以下の関係となる。

[数３]

図９は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器における飽和動作時のインピーダンス変成を説明した図である。
図９のスミスチャートは50Ωで規格化されている。図９に示すように、出力整合回路１３で、Z_０は中心周波数で50Ωよりも低いインピーダンスR_optとなるように設計される。50Ωよりも低いインピーダンスに変性されるため、Z_０は高周波側では誘導性、低周波側では容量性となる。

電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブ１２がある場合、バックオフ動作時と同様にオープンスタブ１２は中心周波数ではそのインピーダンスがオープン、高周波側で容量性、低周波側で誘導性となるため、高周波側では誘導性、低周波側では容量性となるZ_０の周波数依存性を補償することができ、Z_1,satの周波数依存性は小さくなる。

キャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力負荷を見込んだインピーダンス（Z_2,sat）は、負荷変調線路１０と出力容量３２、４２によりインピーダンス変換されるが、周波数依存性が小さくなったZ_1,satを変換するので、Z_2,satの周波数依存性も小さくなる。

図９に示すように、キャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見込んだインピーダンス（Z_2,sat）及びピーク増幅器用トランジスタの電流源４１から出力整合回路１３側を見込んだインピーダンス（Z_3,sat）は、オープンスタブ１２があることで、周波数依存性が小さくなっている。これは、出力整合回路１３が出力負荷５０Ωをインピーダンス変換することにより生じるインピーダンスの周波数特性をオープンスタブ１２が補償するためである。

より詳細に言えば、出力整合回路１３が出力負荷５０Ωをインピーダンス変換すると、そのインピーダンスは、使用周波数帯において低周波側で容量性となり、高周波側で誘導性となる。これに対してオープンスタブ１２は、使用周波数帯において低周波側で誘導性となり、高周波側で容量性となる。したがって、オープンスタブ１２は、出力整合回路１３がインピーダンス変換することにより生じた周波数特性を補償することになる。

これにより、飽和動作時においてキャリア増幅器用トランジスタ３とピーク増幅器用トランジスタ４の両方で広帯域整合を実現することができる。

図１０は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてオープンスタブ１２の電気長を０度、１８０度、３６０度と変化させた時の飽和時のキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性(dB(Γ_2,sat))の周波数依存性を説明する図である。
図１０は、R_optで規格化した場合の反射特性を示している。図１０より、オープンスタブの電気長を長くすることにより広帯域性を拡大できることが分かる。

次に本発明のドハティ増幅器のサイズについて説明する。本発明の広帯域ドハティ増幅器は従来のドハティ増幅器（非特許文献）と比較して、従来のドハティ増幅器で必要であるキャリア増幅器用出力整合回路とピーク増幅器用出力整合回路を取り除くことができる。

また、ドハティ動作に必要な負荷変調線路１０と、オープンスタブ１２または周波数補償線路と、入力位相調整線路７との電気長の総和（θ_SUM）について、従来の広帯域ドハティ増幅器の場合、式（４）に示すような値であるが、本発明のドハティ増幅器は式（５）に示す値の範囲となるため、電気長の総和（θ_SUM）を小さくすることができる。ここで、ｎは整数である。

[数４]

[数５]

従来のドハティ増幅器では、ピーク増幅器に対して周波数補償線路を直列に接続しなくてはならないため、ｎ＝２の場合、入力位相調整線路の電気長は２７０°と長くなってしまう。
これに対して、本発明は、ピーク増幅器用トランジスタ４に対してオープンスタブ１２は並列（シャント）に接続されるため、入力位相調整線路の電気長は９０°のままであり、従来のドハティ増幅器と比較して電気長を短くできる。また、従来のドハティ増幅器は、周波数補償線路を直列に接続しなくてはならないため、入力端子１から出力端子２までの長さが長くなってしまうが、本発明のドハティ増幅器は、オープンスタブ１２はピーク増幅器用トランジスタ４に対して並列（シャント）に接続されるため、上記の長さを短くできる。

以上で明らかなように、この発明の実施の形態１によれば、出力整合回路１３により生じる周波数特性をオープンスタブ１２で補償できるので、バックオフ動作時と飽和動作時の両方において広帯域化を図ることができる。

なお、電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブ１２の特性インピーダンスはある一つの値を想定しているが、任意の値であってもよい。

図１１は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてバックオフ時にキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を、オープンスタブ１２の特性インピーダンスを変化させて計算した図である。
図１１ではオープンスタブの特性インピーダンスをトランジスタの飽和時の出力インピーダンスの実部（R_opt）で規格化している。図１１に示すようにオープンスタブの特性インピーダンスを小さくするほど広帯域性が拡大していることが分かる。

なお、上記実施の形態１では、オープンスタブ１２の電気長は、使用数する周波数の１８０度の整数（ｎ）倍を想定しているが、その電気長は使用する周波数の１８０度の整数（ｎ）倍から前後３５度程度増減しても、使用周波数帯域内において容量性と誘導性とを有すれば、スタブを使用しない場合と比較して広帯域性が拡大する。

図１２は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器において、オープンスタブ１２の電気長が３２５°、３４５°である場合のバックオフ時におけるキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を示す図である。
図１２より３６０度より短い３２５度と３４５度の電気長を持つスタブ有りの場合とスタブなしの場合を比較すると−１５ｄＢ以下の反射が取れている帯域が拡大していることがわかる。

図１３は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器において、オープンスタブ１２の電気長が３７５°、３９５°である場合のバックオフ時におけるキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を示す図である。
図１３に示すように、３６０度より長い３９５度と３７５度の電気長を持つスタブ有りの場合とスタブなしの場合を比較すると−１５ｄＢ以下の反射が取れている帯域が拡大していることがわかる。

さらに、上記実施の形態１では、オープンスタブ１２は、電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブで構成されるものを想定しているが、電気長１８０度の整数（ｎ）倍から９０度短い電気長を持つ伝送線路と中心周波数でショートとなる片方が短絡されたコンデンサを有するショートスタブであっても良い。

図１４は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器におけるショートスタブの例を示す図である。
図１４に示すショートスタブのインピーダンスは、電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブと同様に、中心周波数でオープン、高周波側で容量性、低周波側で誘導性となるため、出力整合回路で付加された周波数依存性を補償し、広帯域性を実現することができる。

なお、ショートスタブの伝送線路の電気長は、使用する周波数の１８０度の整数（ｎ）倍から９０度短いことを想定しているが、上記で説明したようにそこから前後３５度程度増減しても、使用周波数帯で誘導性及び容量性を有すれば、スタブを使用しない場合と比較して広帯域性が拡大する。

本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１入力端子、２出力端子、３キャリア増幅器用トランジスタ、４ピーク増幅器用トランジスタ、５入力分配器、６キャリア増幅器用入力整合回路、７入力位相調整線路、８ピーク増幅器用入力整合回路、９キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子、１０負荷変調線路、１１ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子（出力合成点）、１１ａ負荷変調線路の出力端子、１２オープンスタブ、１３出力整合回路、１４伝送線路、１５コンデンサ、３１キャリア増幅器用トランジスタの電流源、３２キャリア増幅器用トランジスタ３の出力容量、４１ピーク増幅器用トランジスタ４の電流源、４２ピーク増幅器用トランジスタの出力容量。

Claims

入力信号を分配して出力する入力分配器と、
キャリア増幅器用入力整合回路と、
入力位相調整線路と、
ピーク増幅器用入力整合回路と、
前記入力分配器により分配された入力信号が、前記キャリア増幅器用入力整合回路を介して入力されるキャリア増幅器用トランジスタと、
前記入力分配器により分配された入力信号が、前記入力位相調整線路および前記ピーク増幅器用入力整合回路を介して入力されるピーク増幅器用トランジスタと、
前記キャリア増幅器用トランジスタの出力端子と前記ピーク増幅器用トランジスタの出力端子との間に接続される伝送線路と、
前記ピーク増幅器用トランジスタの出力端子に並列接続され、使用周波数帯で、高周波側において容量性となり、低周波側において誘導性となるスタブと、
前記ピーク増幅器用トランジスタの出力端子及び前記伝送線路と出力負荷とに接続され、前記出力負荷のインピーダンスを前記出力負荷よりも低いインピーダンスに変換する出力整合回路と、
を備えたことを特徴とするドハティ増幅器。
前記伝送線路は、その電気長が９０°未満であることを特徴とする請求項１に記載のドハティ増幅器。
前記伝送線路は、その特性インピーダンスが前記キャリア増幅器用トランジスタの出力インピーダンスの実部より高いことを特徴とする請求項２に記載のドハティ増幅器。
前記スタブは、前記使用周波数帯のうちの一つの周波数でその電気長が１８０°の整数倍であるオープンスタブであることを特徴とする請求項３に記載のドハティ増幅器。
前記スタブは、前記使用周波数帯のうちの一つの周波数でその電気長が９０°の整数倍であるショートスタブであることを特徴とする請求項３に記載のドハティ増幅器。