JP6876942B2 - 回路基板 - Google Patents

Description

本開示は、アンテナ素子（放射素子）への給電線路が基板に形成された回路基板に関する。

近年、回路基板（例えば、多層回路基板）に、平面アンテナや表面実装部品を搭載する構造が採用されている。平面アンテナを使う場合、アンテナ素子アレーを一つのブランチとし、それらを更に複数束ねた平面アレー配列が一般的である。この場合、各ブランチへの給電方法として、ブランチの中央へ給電する中央給電がある。中央給電では、複数ブランチが多層基板上に配置されるので、例えば導波管を用いて、各ブランチが形成された配線層とは別の配線層から給電線路に給電を行う必要がある。しかし、導波管等を用いると、回路基板を搭載するモジュールが高価になってしまう。

特開２００２−３５９５０８号公報

そこで、本開示の目的は、より安価に中央給電を行える回路基板を提供することである。

本開示の一形態は、基板と、前記基板の表面に設けられた複数の放射素子に近接し、第一方向に延在する第一給電線路と、前記第一方向と直交する第二方向に延在する第一接続導体であって、前記第一給電線路の前記第一方向における略中央部分と、自身の一方端にて接続される第一接続導体と、前記第二方向と直交する第三方向に延在して前記第一接続導体の他方端と接続される第一線路部と、前記第一線路部から分岐し、かつ前記第三方向側から前記他方端と接続する第二線路部と、を有する第二給電線路と、を備えた回路基板に向けられる。

本開示によれば、従来よりも安価に中央給電を行える回路基板を提供出来る。

回路基板（比較例・本開示）を示す上面図 図１の回路基板（比較例・本開示）の第一給電線路の中央部分およびその周辺の上面図 図１の回路基板（比較例）に備わる第二給電線路の他方端およびその周辺を拡大した背面図 図２Ｂの線Ａ−Ａ’ に沿う断面を矢印Ｂの方向から見た断面図 図１の第一給電線路（比較例）の前方部分および後方部分に給電される高周波信号の電力の大きさを、周波数毎に示したグラフ ＴＬ平面に平行な面に沿う回路基板（比較例）の切断面における電界の強度分布を示す図 図１の第二給電線路（本開示）の他方端およびその周辺を拡大した背面図 ＴＬ平面に平行な面に沿う回路基板（本開示）の切断面における電界の強度分布を示す図 本開示の第一接続導体に入力される高周波信号の位相の関係を示す図 図１の第一給電線路（本開示）の前方部分および後方部分に給電される高周波信号の電力の大きさを、周波数毎に示したグラフ

以下、上記図面を参照して、本開示の回路基板について詳説する。

＜１．定義等＞
まず、第１欄にて、用語の定義を行う。
各図において、Ｌ軸、Ｗ軸およびＴ軸は互いに直交しており、回路基板１，５における長さ方向、幅方向および厚さ方向を示す。なお、長さ方向、幅方向および厚さ方向は、必要に応じて、縦方向、横方向および上下方向という場合がある。また、長さ方向は第一方向または第三方向の例示であり、高さ方向は第二方向の例示である。

＜２．本開示に至る経緯＞
以下の第２欄では、図１〜図５を参照して、本開示の回路基板１に本件発明者が至った経緯について説明する。

図１は、比較例に係る回路基板５の上面図である。また、図２Ａは、図１に示される回路基板５に備わる一つの第一給電線路１３の中央部分およびその周辺の上面図である。図２Ｂは、図１に示される回路基板５に備わる一つの第二給電線路５１の他方端およびその周辺を拡大した背面図である。図３は、図２Ｂの線Ａ−Ａ’ に沿う断面を矢印Ｂの方向から見た断面図である。なお、図１，図２Ａ，図２Ｂでは、便宜上、第一接続導体１７は透視され、破線にて示されている。

なお、図１および図２Ａは、本開示に係る回路基板１の説明でも援用される。よって、これら図面における回路基板には、参照符号１，５の双方が使用される。

図１〜図３に示すように、回路基板５は、大略的には、多層基板１１と、第一給電線路１３、複数の放射素子１５、第一接続導体１７および第二給電線路５１の組みを少なくとも一つと、複数の配線層１１１と、複数の第二接続導体１１３と、を備えている。

多層基板１１は、複数の誘電体層（絶縁体層）をＴ軸方向に積層して直方体とした積層体である。また、多層基板１１は、上面をなす第一主面Ｓ１と、高さ方向において第一主面Ｓ１と対向する第二主面Ｓ３と、を備える。多層基板１１は、両主面Ｓ１，Ｓ３以外にも、四つの側面を備える。

図１には、第一給電線路１３、複数の放射素子１５、第一接続導体１７および第二給電線路５１の組み数は四の場合が例示される。各組みは同様の構成を有するため、以下では、一つの組みを代表的に説明する。

第一給電線路１３は、ストリップライン導体であって、例えば、第一主面Ｓ１上にてＬ軸方向に延在するよう形成される。ここで、第一給電線路１３のＬ軸方向における中央部分は給電点と定義される。第一給電線路１３において給電点は、後述の第一接続導体１７と接合されるため、ランドＬ１となっている。

なお、第一給電線路１３は、Ｔ軸方向に隣り合う二つの誘電体層の間（即ち、層間）に設けられても良い。

複数の放射素子１５は、第一給電線路１３に沿って近接し、この第一給電線路１３の一方端から他方端にわたって配置される。また、複数の放射素子１５において、Ｌ軸方向に隣り合う二つの放射素子は所定間隔あけて配置される。なお、放射素子１５は、便宜上、図１のみに示される。

また、複数の放射素子１５は、第一給電線路１３と、例えば接続用の導体を介して接続される。なお、各放射素子が第一給電線路１３と電磁界や容量を介して結合されるよう、各放射素子１５および第一給電線路１３は構成されても良い。

また、放射素子１５の形状は特に限定されないが、例えば、矩形状、円形状、Ｃ字形状、ストリップライン状が例示される。

第一接続導体１７は、例えばスルーホールめっきであって、多層基板１１の内部を第一主面Ｓ１から第二主面Ｓ３にわたってＴ軸方向に延在するように形成される。より具体的には、第一接続導体１７の一方端は、第一給電線路１３のランドＬ１（給電点）と当接し、その他方端は、後述の第二給電線路５１のランドＬ３（第二給電線路５１の他方端）と当接する。

第二給電線路５１は、ストリップライン導体であって、例えば、第二主面Ｓ３上にてＬ軸方向に延在するよう形成される。より具体的には、第二給電線路５１の一方端は、ＬＷ平面上の位置に関し、第一給電線路１３の一方端と実質上同じであり、第二給電線路５１の他方端は、ＬＷ平面上の位置に関し、第一給電線路１３の給電点と実質上同じである。ここで、他方端は、第一接続導体１７と接合されるため、ランドＬ３となっている。

なお、第二給電線路５１もまた層間に設けられても良い。

また、本比較例では、複数の配線層１１１は、多層基板１１における層間に、例えばグランド層として設けられる。また、各第二接続導体１１３は、例えばビアホール導体であって、Ｔ軸方向において隣り合う二つの配線層（グランド層）１１１の間をＴ軸方向に延在する。

上記構成の回路基板５において、第二給電線路５１の一方端には、図示しない信号処理ＩＣから、例えばミリ波帯の高周波信号（高周波電流）が供給される。このような高周波信号は、第二給電線路５１の他方端から第一接続導体１７を介して、第一給電線路１３の給電点に与えられる。この給電点にて高周波信号は実質上二分岐されて、一方は、第一給電線路１３の給電点よりもＬ軸方向側の後半部分１３ｂに供給され、他方は、Ｌ軸の逆方向側の前半部分１３ａに供給される。各放射素子１５からは、第一給電線路１３からの給電により、電磁界を放射する。以上のような中央給電によれば、使用周波数により電磁波の放射方向が変わり難いため、広帯域化できる。

ここで、各配線層（グランド層）１１１は、周囲の配線の特性インピーダンスを決定し、第二接続導体１１３は、第一接続導体１７のインピーダンスを低下させる効果がある。

本件発明者は、上記構造の回路基板５に対し三次元電磁界解析を行った。三次元電磁界解析の条件は、多層基板１１の比誘電率は３．４で、多層基板１１の厚さは１．５ｍｍとした。

図４は、第一給電線路１３の部分１３ａ，１３ｂに給電される高周波信号の電力の大きさを、周波数毎に示したグラフである。図４では、前半部分１３ａにおける電力を実線で示し、後半部分１３ｂにおける電力を破線で示す。図４から、第一給電線路１３の給電点から、部分１３ａ，１３ｂに対して均等に電力が分配されていないことが理解される。中央給電は上記の通り、使用周波数により電磁界の放射方向が変わり難いため、広帯域化できるのであるが、部分１３ａ，１３ｂに電力が均等に分配されないと、使用周波数により電磁波の放射パターンの変化が大きくなり、その結果、回路基板５で使用可能な周波数帯域が狭まる可能性がある。

上記のような電力分配の非均等性の原因を考察する。図５は、あるタイミングにおける、ＴＬ平面に平行な面に沿う回路基板５ａの切断面における電界の強度分布を示している。図５では、黒に近い色の部分ほど電界強度が大きく、白に近い色の部分ほど電界強度が小さい。

なお、図５の回路基板５ａの主要構成は、図３の回路基板５の主要構成と同様である。それゆえ、図５において、図１の構成に相当するものには同一参照符号を付け、各構成の詳細な説明を省略する。

図５中、第一接続導体１７の周辺の電界の強度分布に着目されたい。第一接続導体１７を基準として前方と後方とで電界の強度分布が非対称になっている。従って、前後非対称な電界の強度分布のままで、高周波信号が回路基板５ａ内を伝送されていることも分かる。

電界の強度分布が非対称となる原因は下記の通り考察される。即ち、第二給電線路５１は、他方端（給電点）より一方向（図５の例では前方）にのみ延在して高周波信号を伝送するが、他方端より逆方向（図５の例では後方）において開放となっている。このような開放部分の寄生容量成分が、電界の強度分布における非対称性の原因となっている。その結果、第一給電線路１３において給電点より一方向側と逆方向側との間に、信号強度等が異なる高周波信号が伝搬し、図４に示すような電力の非均等性が発生する。このように、構造の非対称性が電力の非均等性を発生させていることが本件発明者の三次元電磁界解析により判明した。

＜３．本開示の回路基板＞
上記考察の結果、本件発明者は、図１、図２Ａおよび図６に示すような回路基板１を想到するに至った。以下の第３欄では、これら図面に加え、図７〜図９を参照して、本開示の回路基板１を詳説する。

図１は、本開示の回路基板１の上面図である。また、図２Ａは、図１の第一給電線路１３の給電点およびその周辺の上面図である。図６は、図１の第二給電線路１９の他方端およびその周辺を拡大した背面図である。

図１、図２Ａおよび図６に示すように、回路基板１は、回路基板５と比較すると、大略的には、第二給電線路５１の代わりに第二給電線路１９を備えている点で相違する。それ以外に両回路基板１，５の間に相違点は無い。それゆえ、回路基板１において、回路基板５の構成に相当するものには同一参照符号を付け、それぞれの説明を省略する。なお、図６では、便宜上、第二主面Ｓ３上のグランド層１１１は示されていない。

上記三次元電磁界解析の結果、多層基板１１の厚さが十分小さい場合、上記のような非均等性の影響は小さいことが判明した。より具体的には、高周波信号の実効波長をλｅとした時、多層基板１１の厚さが概ねλｅ／２未満であれば、非均等性の影響を低減できることが判明した。しかし、多層基板１１の厚さは、非均等性の影響だけを考慮して定められる訳では無く、他の仕様（配線層１１１の数や配線のインピーダンス等）も考慮して定める必要があるため、必ずしもλｅ／２未満と出来る訳では無い。例えばミリ波帯を使う場合には、λｅ／２は１ｍｍ以下となることもあるが、高信頼性を得るには多層基板１１の厚さは、通常、λｅ／２以上（より具体的には、約１．２ｍｍ〜約１．６ｍｍ程度）である。本開示でも、多層基板１１の厚さは、例示的に、λｅ／２以上とする。このような場合、多層基板１１の薄型化以外の方法で、被均等性の影響を低減する必要がある。

第二給電線路１９は、例えばめっきパターンで形成されるストリップライン導体であって、第一線路部１９１と、第二線路部１９３と、スタブ１９５と、を備えている。

第一線路部１９１は、第二主面Ｓ３上にてＬ軸の順方向に延在する。第一線路部１９１の一方端は、例えば、ＬＷ平面上の位置に関し、第一給電線路１３の一方端と実質上同じである。また、第一線路部１９１の他方端は、ＬＷ平面上の位置に関し、第一給電線路１３の給電点と実質上同じである。また、他方端は、第一接続導体１７と接合されるため、ランドＬ５となっている。

なお、本開示では好ましい形態として、電界の強度分布の非対称性を抑制するため、第一線路部１９１と、第一給電線路１３の延在方向は互いに同じとして説明する。しかし、これに限らず、これらの延在方向は異なっていても構わない。
また、第二給電線路１９もまた層間に設けられても良い。

第二線路部１９３は、一方端部分で、第一線路部１９１から分岐し、かつ、他方端部分で、Ｌ軸方向側から第一線路部１９１の他方端と接続される。より具体的には、第二線路部１９３は、自身の一方端において、第一線路部１９１上に設定されたノードＮ１にて、第一線路部１９１から分岐する。第二線路部１９３は、第一線路部１９１の他方端（ランドＬ５）を避けてランドＬ５のＬ軸方向側に回り込んで屈曲した後、Ｌ軸の負方向に向かって延在し、第一線路部１９１の他方端（即ち、ランドＬ５）に後方側（即ち、Ｌ軸の正方向側）から接続される。

ここで、第二線路部１９３において一方端から他方端に至る線路長をｌ１とする。線路長ｌ１は特に限定されるものでは無いが、下記の満たすことが好ましい。

まず、φを下記のように定義する。φは、第一線路部１９１のノードＮ１から他方端までの部分Ｐ１において高周波信号の位相をシフトする量である。この場合、第二線路部１９３は、高周波信号の位相をφ＋２ｎπ（ｎは任意の自然数）だけシフトさせることが可能な長さに設計されることが好ましい。電界強度分布の非対称性を極力抑制するためには、ｎは１であることが好ましい。

換言すると、線路長ｌ１は、次式（１）で表される。

なお、線路長ｌ１は、電界強度分布の非対称性を低減できるのであれば、上式（１）以外の値であっても良い。

また、第二線路部１９３の形状は特に限定される訳ではない。しかし、ランドＬ５との容量結合を極力抑制する観点から、第二線路部１９３は、ランドＬ５を基準として等距離の部分に形成されることが好ましい。即ち、第二線路部１９３は、上方からの平面視で円弧形状をなしていることが好ましい。

また、上記のように、第一線路部１９１の部分Ｐ１と、第二線路部１９３には、線路長差Δｌに起因する伝送損失差が発生する。具体的には、第二線路部１９３は、部分Ｐ１よりも線路長ｌ１がｎ・λｅだけ長い。よって、伝送損失差を抑制する観点から、第二線路部１９３の線幅は部分Ｐ１のそれよりも大きいことが好ましい。なお、両者の具体的な線幅は適宜、適切に設計されれば良い。

ここで、ノードＮ１における信号電力の分配比は、部分Ｐ１の特性インピーダンスと、第二線路部１９３の特性インピーダンスの比に依存する。部分Ｐ１および第二線路部１９３の線幅を変えることで、それぞれの特性インピーダンスを変化させることが可能となる。より詳細には、同一電気抵抗率を有する材料であれば、広い線幅であるほど、低特性インピーダンスとなり、大きな電力が分配される傾向がある。従って、上記のように第二線路部１９３の線幅は部分Ｐ１のそれよりも大きくすることで、第一供給線路１３の部分１３ａ，１３ｂに分配される電力差を抑制することが可能となる。

スタブ１９５は、ノードＮ１での線路の分岐（即ち、ノードＮ１）による高周波信号の反射を低減（即ち、インピーダンス整合）するために設けられる。このスタブ１９５は、第一線路部１９１において、ノードＮ１を基準としてλｅ／２以下の距離だけ、Ｌ軸の逆方向側に離れた位置に設けられる。

＜４．本開示の回路基板の三次元電磁界解析の結果＞
本件発明者は、上記構造の回路基板１に対しても三次元電磁界解析を行った。三次元電磁界解析の条件は、第２欄に記載と同様である。

図７は、あるタイミングにおける、ＴＬ平面に平行な面で回路基板１ａを切断した断面における電界の強度分布を示している。図７でも、図５の場合と同様、黒に近い色の部分ほど電界強度が大きい。

なお、図７の回路基板１ａは、図３の回路基板１と概ね同様である。それゆえ、図７において、図３の構成に相当するものには同一参照符号を付け、各構成の詳細な説明を省略する。

図７中、第一接続導体１７の周辺の電界の強度分布に着目されたい。第一接続導体１７を基準として前方と後方とで電界の強度分布の対称性が図５の場合と比較して大きく向上している。このような電界の強度分布の対称性は、本開示の第二給電線路１９により実現される。より具体的には、第二給電線路１９により、第一接続導体１７に、Ｌ軸の負方向側および正方向側の双方から概ね同強度で概ね同位相の高周波信号が供給されるので、電界の強度分布の対称性が向上する。

特に、上記のような双方向から概ね同位相の高周波信号を第一接続導体１７に供給するために、本開示では、前述の通り、第一線路部１９１の部分Ｐ１と、第二線路部１９３との線路長差Δ１がｎ・λｅ（ｎは任意の自然数）とされる。

ここで、図８は、本開示の第一接続導体１７に入力される高周波信号の位相の関係を示す図である。図８には、高周波信号が正弦波で、ｎ＝１の場合が例示される。特に、図８上段には、第一線路部１９１だけを伝搬してランドＬ５に到達する高周波信号（以下、第一高周波信号という）の時間波形ｆ１が示され、図８下段には、第二線路部１９３を伝搬してランドＬ５に到達する高周波信号（以下、第二高周波信号という）の時間波形ｆ２が示される。

図８に示すように、線路長差Δ１が２ｎπであれば、第二高周波信号ｆ２には、第一高周波信号ｆ１に対し２πの位相遅れが生じるものの、第一高周波信号ｆ１の強度と、第二高周波信号ｆ２との強度がランドＬ５において概ね一致する。従って、前述の通り、電界の強度分布の対称性が向上する。特に、ｎ＝１の場合には、第二線路部１９３における伝送損失を最小と出来るため、電界の強度分布の対称性がさらに向上する。

ここで、図９は、線路長差が約０．３８ｍｍに設計された回路基板１における第一給電線路１３の部分１３ａ，１３ｂに給電される高周波信号の電力の大きさを、周波数毎に示したグラフである。図９では、前半部分１３ａにおける電力を実線で示し、後半部分１３ｂにおける電力を破線で示す。図９より、使用周波数帯（７９ＧＨｚ帯）の周辺の広帯域（例えば、約７０ＧＨｚ〜約８０ＧＨｚ）にわたり第一給電線路１３の給電点から部分１３ａ，１３ｂに、より均等に電力が分配されていることが分かる。

＜５．本開示の回路基板の作用・効果＞
上記の通り、本開示の回路基板１は、複数の放射素子１５に近接し、Ｌ軸方向に延在する第一給電線路１３をまず備える。また、回路基板１は、Ｔ軸方向に延在し、第一給電線路１３のＬ軸方向におけるランドＬ１と、自身の一方端にて接続される第一接続導体１７を備える。回路基板１はさらに、Ｗ軸方向に延在し、第一接続導体１７の他方端（ランドＬ５）と接続される第一線路部１９１と、第一線路部１９１から分岐し、かつＬ軸方向側から他方端（ランドＬ５）と接続する第二線路部１９３を有する第二給電線路１９を備える。この構成により、使用周波数帯付近の広帯域にわたって第一供給線路１３の部分１３ａ，１３ｂに分配される電力差を抑制することが可能となると共に、導波管を使う必要が無くなるため、安価に構成可能な回路基板１を提供することが出来る。

また、第二線路部１９３の線路長ｌ１が高周波信号の実効波長の整数倍に基づき定められるため、第一高周波信号の位相と、第二高周波信号の位相とを概ね一致させることが出来るため（図８を参照）、前半部分１３ａと後半部分１３ｂにおける電界の強度分布の対称性が向上させることが出来、使用周波数帯付近の広帯域にわたって第一供給線路１３の部分１３ａ，１３ｂに分配される電力差を抑制することが可能となる。

また、第二供給線路１９の第一線路部１９１には、第一線路部１９１と第二線路部１９３とのノードＮ１から実効波長の１／２以内の距離だけ離れた位置にスタブ１９５が設けられるため、ノードＮ１での高周波信号の反射を低減することが出来る。

多層基板１１にはグランド層１１１が設けられるため、周囲配線の特性インピーダンスを適切なものとすることが出来る。

第一供給線路１３も第二供給線路１９も同じＬ軸方向に延在するため、部分１３ａ，１３ｂに分配される電力差を抑制することが可能となる。

第二線路部１９３の線幅は第一線路部１９１の線幅よりも広いため、第二線路部１９３における伝送損失を相対的に小さくすることが出来る。その結果、部分１３ａ，１３ｂに分配される電力差を抑制し易くなる。

また、図３等からも分かるように、本回路基板１は、第一接続導体１７で結合される第一給電線路１３および第二給電線路の双方に垂直な面に対し概ね対称な複数の配線層１１１および第二接続導体１１３を含む。これにより、前半部分１３ａと後半部分１３ｂにおける電界の強度分布の対称性が向上させることが出来、第一供給線路１３の部分１３ａ，１３ｂに分配される電力差を抑制することが可能となる。

本開示の回路基板は、より安価な構成で中央給電を実現可能であり、レーダ等に好適である。

１，１ａ 回路基板
１３ 第一給電線路
１５ 放射素子
１７ 第一接続導体
１９ 第二給電線路
１９１ 第一線路部
１９３ 第二線路部
１９５ スタブ
１１１ グランド層

Claims (10)

1. 基板と、
   前記基板の表面に設けられた複数の放射素子に近接し、第一方向に延在する第一給電線路と、
   前記第一方向と直交する第二方向に延在する第一接続導体であって、前記第一給電線路の前記第一方向における略中央部分と、自身の一方端にて接続される第一接続導体と、
   前記第二方向と直交する第三方向に延在して前記第一接続導体の他方端と接続される第一線路部と、前記第一線路部から分岐し、かつ前記第三方向側から前記他方端と接続する第二線路部と、を有する第二給電線路と、
   を備えた回路基板。
2. 前記第二線路部の線路長は、前記第一線路部に供給される交流電流の実効波長の整数倍に基づき定められる、
   請求項１に記載の回路基板。
3. 前記第一線路部に供給される交流電流の実効波がミリ波帯である場合、前記基板の前記第二方向における厚さが、前記交流電流の実効波長の１／２以上である、
   をさらに備えた請求項１に記載の回路基板。
4. 少なくとも前記第一給電線路および前記第二給電線路における第一線路部は線状導体である、
   請求項１に記載の回路基板。
5. 前記第一線路部と前記第二線路部とのノードから前記実効波長の１／２以内の距離だけ離れた位置であって、前記第一線路部に設けられたスタブ、
   をさらに備えた請求項２に記載の回路基板。
6. グランド層、
   をさらに備えた請求項１に記載の回路基板。
7. 前記第一方向および前記第三方向は実質的に同方向である、
   請求項１に記載の回路基板。
8. 前記第一接続導体はスルーホールめっきで作製される、
   請求項１に記載の回路基板。
9. 前記第二線路部の線幅は前記第一線路部の線幅よりも広い、
   請求項１に記載の回路基板。
10. 前記第一接続導体で結合される第一給電線路および第二給電線路の双方に垂直な面に対し対称形状を有する配線層および第二接続導体を含む、
    請求項１に記載の回路基板。

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