JP6889082B2 - 火炎センサの駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、火炎の発生に伴って生じる紫外線を受けて放電する火炎センサの駆動回路に関する。

従来より、火炎の有無を検出する火炎センサとして、火炎の発生に伴って生じる紫外線を受けて放電する紫外線センサ（ＵＶセンサ）が用いられている。

このＵＶセンサでは、センサの自己チェックにシャッタを利用している。シャッタを閉じ、火炎が見えない状態にしたとき、ＵＶセンサに放電が生じないことで自己放電のチェックを行う。

このＵＶセンサは、プラントなどの火炎監視に使用され、アノード電極とカソード電極との間に高電圧（放電を可能とする電圧）と低電圧（放電を不能とする電圧）とを交互に印加する駆動回路が設けられる（例えば、特許文献１の図１，図２参照）。

図４に、特許文献１に示された回路を基礎として構成されたＵＶセンサの駆動回路（従来の駆動回路）を示す。この駆動回路２００は、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０ＶとＤＣ５５Ｖとを選択的に印加する電圧印加回路２と、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａとカソード電極１ｂとの間に放電が生じたことを検出する放電検出回路３と、単安定マルチバイブレータ４と、無安定マルチバイブレータ５と、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６と、出力回路７とを備えている。

この駆動回路２００において、電圧印加回路２は、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６と、コンデンサＣ１１と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２とを備えている。抵抗Ｒ１１（３０ｋΩ）とＲ１２（４７ｋΩ）は、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１１とＵＶセンサ１のアノード電極１ａとの間に直列に接続されている。

抵抗Ｒ１３（１２ｋΩ）は、抵抗Ｒ１２とＵＶセンサ１のアノード電極１ａとの接続ラインＬ１２とトランジスタＱ１１のコレクタとの間に接続されている。トランジスタＱ１１のエミッタはトランジスタＱ１２のコレクタに接続されており、トランジスタＱ１２のエミッタは接地ラインＧＮＤに接続されている。

抵抗Ｒ１４（１５０ｋΩ）は、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１１とトランジスタＱ１１のベースとの間に接続されており、抵抗Ｒ１４とトランジスタＱ１１のベースとの接続ラインＬ１３には、接地ラインＧＮＤとの間に、コンデンサＣ１１（３９０ｐＦ）と抵抗Ｒ１５（１５０ｋΩ）とが並列に接続されている。また、トランジスタＱ１２のベースには、接地ラインＧＮＤとの間に抵抗Ｒ１６（５２０Ω）が接続されている。

この駆動回路２００において、無安定マルチバイブレータ５は、パルス信号を繰り返し生成し、このパルス信号を発振出力として第１の出力端子５−１および第２の出力端子５−２から出力する。第１の出力端子５−１から出力される発振出力はトランジスタＱ１２のベースと抵抗Ｒ１６との接続ラインＬ１４へ与えられる。これにより、トランジスタＱ１２がＯＮ／ＯＦＦされる。

トランジスタＱ１２がＯＦＦとされている場合、入力ラインＬ１１からのＤＣ３７０Ｖが抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を通してＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。トランジスタＱ１２がＯＮとされると、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，トランジスタＱ１１，Ｑ１２の経路で電流が流れ、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点の電圧が低下し、この低下した電圧（ＤＣ５５Ｖ）がＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。

これにより、火炎がなく、ＵＶセンサ１が放電しないときは、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０ＶとＤＣ５５Ｖとが、一定周期で交互に印加されるものとなる（図５（ｂ）参照）。すなわち、電圧印加回路２のＵＶセンサ１への電圧の印加モードが、放電を可能とする第１の電圧（高電圧（ＤＣ３７０Ｖ））を印加する第１のモードと、放電を不能とする第２の電圧（低電圧（ＤＣ５５Ｖ））を印加する第２のモードとに、一定周期で交互に切り替えられるものとなる。

この場合、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０Ｖが印加されている期間Ｔ１が放電監視期間とされ、ＤＣ５５Ｖが印加されている期間Ｔ２が放電監視停止期間とされる（図５（ａ）参照）。この放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２の時間幅は、感度調節により、無安定マルチバイブレータ５から出力されるパルス信号のデューティ比を変えることよって、調節することが可能である。

この放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２とを交互に切り替えての放電監視中、放電監視期間Ｔ１においてＵＶセンサ１に放電が生じると、このＵＶセンサ１に生じた放電を放電検出回路３が検出する（図６（ｃ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。

単安定マルチバイブレータ４は、放電検出回路３によってＵＶセンサ１に放電が生じたことが検出されると、ワンショットパルス信号を生成する（図６（ｄ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。この単安定マルチバイブレータ４が生成するワンショット信号は、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６へ与えられる。また、このワンショットパルス信号によって、出力回路７へ火炎が検出されたことが知らされる。

Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６は、単安定マルチバイブレータ４からのワンショット信号によってセットされ、トランジスタＱ１２をＯＮとする。これにより、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの印加電圧がＤＣ３７０ＶからＤＣ５５Ｖへ切り替わる（図６（ｂ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。

このようにして、放電監視期間Ｔ１において、放電が検出されると、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの印加電圧がＤＣ５５Ｖに低下し、放電が停止する。その後、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６は、無安定マルチバイブレータ５の第２の出力端子５−２からの発振出力によって、すなわち次に送られてくるパルス信号によって、リセットされる。これにより、次の放電監視が開始される。

米国特許第４０４７０３８Ｂ号明細書

ＵＶセンサはプラントなどの火炎監視に用いられ、その使用環境は、直射日光を受けたり、燃焼部からの熱を受けたりするために、高温となる。一方、製品の構造として防滴・防爆構造が求められるために、内部基板は密封された状態にあり、通風により冷却することができない。このため、製品の内部温度が上昇する。

図４に示した駆動回路２００では、放電検出後や放電監視していないときにＵＶセンサ１への印加電圧をＤＣ５５Ｖに低下させている。しかし、ＵＶセンサ１への印加電圧をＤＣ５５Ｖに低下させると、消費電力が大きくなり、製品の内部温度がさらに上昇する。この内部温度の上昇により、自己チェック用のシャッタが動作しなくなったり、部品故障が発生するリスクが高くなる。

図７に放電監視中で放電が生じていないときの電圧印加回路２に流れる電流の経路を示す。この場合、トランジスタＱ１２がＯＦＦとされることから、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の経路でのみ電流が流れ、この時の電流は１.２ｍＡとなる。これにより、電圧印加回路２では、３７０Ｖ×１.２ｍＡ＝０.４４Ｗの電力が消費される。

図８に放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路２に流れる電流の経路を示す。この場合、トランジスタＱ１２がＯＮとされることから、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の経路で４.１ｍＡの電流が流れる。また、トランジスタＱ１１のベースに２.５ｍＡの電流が流れる。これにより、電圧印加回路２では、３７０Ｖ×（４.１ｍＡ＋２.５ｍＡ）＝２．４４Ｗの電力が消費される。

本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、消費電力を小さくし、製品の内部温度の上昇を抑制することによって、シャッタの駆動を安定的に実施させることが可能な、また部品故障が発生するリスクを低減させることが可能な火炎センサの駆動回路を提供することにある。

このような目的を達成するために本発明は、火炎の発生に伴って生じる紫外線を受けて放電するように構成された火炎センサ（１）と、火炎センサのアノード電極（１ａ）への電圧の印加モードとして、放電を可能とする第１の電圧を印加する第１のモードと、放電を不能とする第２の電圧を印加する第２のモードとを備える電圧印加回路（２Ａ）と、電圧印加回路における火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードを第１のモードと第２のモードとに交互に切り替えるように構成された第１のモード切替回路（５）と、火炎センサに放電が生じたことを検出するように構成された放電検出回路（３）と、放電検出回路によって火炎センサに放電が生じたことが検出された場合、電圧印加回路における火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードを第１のモードから第２のモードに切り替えるように構成された第２のモード切替回路（４，６）とを備えた火炎センサの駆動回路であって、電圧印加回路は、第１の電圧の入力ライン（Ｌ１）と火炎センサのアノード電極との間にそのコレクタとエミッタとがエミッタをアノード電極側として接続された第１のトランジスタ（Ｑ１）と、第１の電圧の入力ラインと第１のトランジスタのベースとの接続ライン（Ｌ２）と接地ライン（ＧＮＤ）との間にそのコレクタとエミッタとがエミッタを接地ライン側として接続された第２のトランジスタ（Ｑ２）とを備え、第１のモード切替回路および第２のモード切替回路は、第２のトランジスタをＯＮとすることによって第１のトランジスタのエミッタの電位を第１の電圧から第２の電圧に切り替えることを特徴とする。

本発明において、第１のモード切替回路および第２のモード切替回路は、第２のトランジスタをＯＮとすることによって、第１のトランジスタのエミッタの電位を放電を可能とする第１の電圧（例えば、ＤＣ３７０Ｖ）から放電を不能とする第２の電圧（例えば、ＤＣ５５Ｖ）に切り替える。

本発明において、第２のトランジスタがＯＦＦとされている場合、第１のトランジスタのベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、第１の電圧の入力ラインからの第１の電圧が火炎センサのアノード電極に印加される。この場合、電圧の印加のみで、電流は流れないことから、電圧印加回路では電力は消費されない。

この発明において、第２のトランジスタがＯＮとされると、第２のトランジスタのコレクタエミッタ間に電流が流れ、第１のトランジスタのベースに印加される電圧が低下する。この低下した電圧が第２の電圧として、第１のトランジスタのベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、火炎センサのアノード電極に印加される。この場合、第２のトランジスタのコレクタエミッタ間に流れる電流は小さく（例えば、０．２ｍＡ）、電圧印加回路での消費電力は小さくなる。

なお、上記説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の構成要素を、括弧を付した参照符号によって示している。

以上説明したように、本発明によれば、第１のトランジスタのエミッタを火炎センサのアノード電極側に接続し、第２のトランジスタをＯＮとすることによって、第１のトランジスタのエミッタの電位を放電を可能とする第１の電圧から放電を不能とする第２の電圧に切り替えるようにしたので、消費電力を小さくし、製品の内部温度の上昇を抑制することができるようになる。これにより、シャッタの駆動を安定的に実施させることが可能となり、部品故障が発生するリスクも低減させることが可能となる。また、消費電力が小さくなることから、省エネルギーが図られる。

図１は、本発明の実施の形態に係る火炎センサ（ＵＶセンサ）の駆動回路の要部を示すブロック図である。 図２は、図１に示した駆動回路において放電監視中で放電が生じていないときのＵＶセンサのアノード電極への電圧の印加経路を示す図である。 図３は、図１に示した駆動回路において放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路に流れる電流の経路を示す図である。 図４は、従来の駆動回路の要部を示すブロック図である。 図５は、放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２とを示すタイムチャートである。 図６は、放電監視期間Ｔ１において放電が生じた場合の動作を示すタイムチャートである。 図７は、図４に示した駆動回路において放電監視中で放電が生じていないときの電圧印加回路に流れる電流の経路を示す図である。 図８は、図４に示した駆動回路において放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路に流れる電流の経路を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態に係る火炎センサの駆動回路の要部を示すブロック図である。同図において、図４と同一符号は図４を参照して説明した構成要素と同一或いは同等の構成要素を示し、その説明は省略する。

本実施の形態の駆動回路１００において、電圧印加回路２以外の構成は、図４に示した駆動回路２００と同じである。すなわち、放電検出回路３、単安定マルチバイブレータ４、無安定マルチバイブレータ５、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６および出力回路７は、図４に示した駆動回路２００と同じ構成とされている。

以下、図４に示した駆動回路２００における電圧印加回路２と区別するために、本実施の形態の駆動回路１００における電圧印加回路２を２Ａとし、図４に示した従来の駆動回路２００における電圧印加回路２を２Ｂとする。

本実施の形態の駆動回路１００において、電圧印加回路２は、抵抗Ｒ１〜Ｒ８と、トランジスタＱ１，Ｑ２とを備えている。抵抗Ｒ１（２４ｋΩ）とＲ２（２７ｋΩ）は、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１とトランジスタＱ１のコレクタとの間に直列に接続されている。

抵抗Ｒ３（２７ｋΩ）は、トランジスタＱ１のエミッタとＵＶセンサ１のアノード電極１ａとの間に接続され、抵抗Ｒ４（５１０ｋΩ）、Ｒ５（５１０ｋΩ）およびＲ６（５１０ｋΩ）は、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１とトランジスタＱ１のベースとの間に直列に接続されている。

抵抗Ｒ７（２７０ｋΩ）は、抵抗Ｒ６とトランジスタＱ１のベースとの接続ラインＬ２とトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続され、トランジスタＱ２のエミッタは接地ラインＧＮＤに接続されている。抵抗Ｒ８（６２０Ω）は、トランジスタＱ２のベースと接地ラインＧＮＤとの間に接続されている。

この駆動回路１００において、無安定マルチバイブレータ５の第１の出力端子５−１から出力される発振出力（繰り返し生成されるパルス信号）は、トランジスタＱ２のベースと抵抗Ｒ８との接続ラインＬ３へ与えられる。これにより、トランジスタＱ２がＯＮ／ＯＦＦされる。この無安定マルチバイブレータ５が本発明でいう第１のモード切替回路に相当する。

トランジスタＱ２がＯＦＦとされている場合、トランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、入力ラインＬ１からのＤＣ３７０Ｖが抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ３の経路でＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。

トランジスタＱ２がＯＮとされると、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，トランジスタＱ２の経路で電流が流れ、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点の電圧が低下し、この低下した電圧（ＤＣ５５Ｖ）がトランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。

これにより、火炎がなく、ＵＶセンサ１が放電しないときは、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０ＶとＤＣ５５Ｖとが、一定周期で交互に印加されるものとなる（図５（ｂ）参照）。すなわち、電圧印加回路２のＵＶセンサ１への電圧の印加モードが、放電を可能とする第１の電圧（高電圧（ＤＣ３７０Ｖ））を印加する第１のモードと、放電を不能とする第２の電圧（低電圧（ＤＣ５５Ｖ））を印加する第２のモードとに、一定周期で交互に切り替えられるものとなる。

この場合、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０Ｖが印加されている期間Ｔ１が放電監視期間とされ、ＤＣ５５Ｖが印加されている期間Ｔ２が放電監視停止期間とされる（図５（ａ）参照）。この放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２の時間幅は、感度調節により、無安定マルチバイブレータ５から出力されるパルス信号のデューティ比を変えることよって、調節することが可能である。

この放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２とを交互に切り替えての放電監視中、放電監視期間Ｔ１においてＵＶセンサ１に放電が生じると、このＵＶセンサ１に生じた放電を放電検出回路３が検出する（図６（ｃ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。

単安定マルチバイブレータ４は、放電検出回路３によってＵＶセンサ１に放電が生じたことが検出されると、ワンショットパルス信号を生成する（図６（ｄ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。この単安定マルチバイブレータ４が生成するワンショット信号は、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６へ与えられる。また、このワンショットパルス信号によって、出力回路７へ火炎が検出されたことが知らされる。

Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６は、単安定マルチバイブレータ４からのワンショット信号によってセットされ、トランジスタＱ２をＯＮとする。これにより、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの印加電圧がＤＣ３７０ＶからＤＣ５５Ｖへ切り替わる（図６（ｂ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。この単安定マルチバイブレータ４とＲ−Ｓフリップフロップ回路６との組み合わせが本発明でいう第２のモード切替回路に相当する。

このようにして、放電監視期間Ｔ１において、放電が検出されると、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの印加電圧がＤＣ５５Ｖに低下し、放電が停止する。その後、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６は、無安定マルチバイブレータ５の第２の出力端子５−２からの発振出力によって、すなわち次に送られてくるパルス信号によって、リセットされる。これにより、次の放電監視が開始される。

なお、ＵＶセンサ１が放電すると、トランジスタＱ１のベースに電流が流れ、トランジスタＱ１がＯＮとされ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の経路で電流が流れ、放電が維持される。

図２に放電監視中で放電が生じていないときのＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの電圧の印加経路を示す。この場合、トランジスタＱ２がＯＦＦとされることから、トランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、入力ラインＬ１からのＤＣ３７０Ｖが抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ３の経路でＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。なお、図２には、トランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続をダイオードＤ１として点線で示している。この場合、電圧の印加のみで、電流は流れないことから、電圧印加回路２Ａでは電力は消費されない。

図３に放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路２Ａに流れる電流の経路を示す。この場合、トランジスタＱ２がＯＮとされることから、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、トランジスタＱ２の経路で０.２ｍＡの電流が流れ、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点にＤＣ５５Ｖの電圧が生じ、このＤＣ５５Ｖの電圧がトランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。これにより、電圧印加回路２Ａでは、３７０Ｖ×０．２ｍＡ＝０．０４７Ｗの電力が消費される。

すなわち、本実施の形態の駆動回路１００では、電圧印加回路２ＡにおけるトランジスタＱ１をエミッタフォロワ回路とすることにより、放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路２Ａに０.２ｍＡしか流れないようにして、省電力化を図るものとしている。

なお、この駆動回路１００では、図１にはその回路構成を示してはいないが、電圧印加回路２Ａとは他に、電源遮断時に速やかに電圧を下げて感電を防止する回路（感電防止回路）が設けられており、この感電防止回路に０.１６４ｍＡの電流を流している。図４に示した従来の駆動回路２００では、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５が感電防止回路として働いている。

ここで、従来の駆動回路２００における電圧印加回路２Ｂと本実施の形態の駆動回路１００における電圧印加回路２Ａとを、感電を防止するための電流も含めてその消費電力を比較してみる。

放電監視中で放電が生じていないとき、従来の駆動回路２００における電圧印加回路２Ｂでは、３７０Ｖ×１.２ｍＡ＝０.４４Ｗの電力が消費されていた（図７参照）。これに対し、本実施の形態の駆動回路１００における電圧印加回路２Ａでは、電圧印加回路２Ａ内には電流は流れないが（図２参照）、感電を防止するための電流も含めるものとした場合、３７０Ｖ×０．１６４ｍＡ＝０．０６１Ｗとなって、消費電力が約１／７に低下する。

放電検出後や放電監視していないとき、従来の駆動回路２００における電圧印加回路２Ｂでは、３７０Ｖ×（４.１ｍＡ＋２.５ｍＡ）＝２．４４Ｗの電力が消費されていた（図８参照）。これに対し、本実施の形態の駆動回路１００における電圧印加回路２Ａでは、感電を防止するための電流も含めるものとした場合、３７０Ｖ×（０．２ｍＡ＋０．１６４ｍＡ）＝０．１３５Ｗとなり（図３参照）、消費電力が約１／１８に低下する。

このようにして、本実施の形態の駆動回路１００では、従来の駆動回路２００と比較し、消費電力を小さくし、製品の内部温度の上昇を抑制することができるようになる。これにより、シャッタの駆動を安定的に実施させることが可能となり、部品故障が発生するリスクも低減させることが可能となる。また、消費電力が小さくなることから、省エネルギーが図られる。

なお、図１に示した電圧印加回路２Ａでは、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１とトランジスタＱ１のコレクタとの間に２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２を接続しているが、必ずしも２つの抵抗を接続するものとしてなくてもよく、１つの抵抗とするなどしてもよい。接続ラインＬ２中の抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６についても同様である。また、抵抗Ｒ３を省略するなどしてもよい。

この他、シャッタを駆動する電圧をＡＣからＤＣに変更するようにしてもよい。例えば、ＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ１２１Ｖの信号を受け、シャッタへＤＣ２４Ｖを出力するようにする。これにより、ＡＣ電圧に依存せず、シャッタに一定の電力を供給でき、低消費電力の状態を継続可能となる。また、ＤＣ２４Ｖとすることで、シャッタの消費電力を３Ｗから２Ｗに低減することができ、製品の内部温度の上昇を抑制することができるようになる。

〔実施の形態の拡張〕
以上、実施の形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の技術思想の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

１…ＵＶセンサ（火炎センサ）、１ａ…アノード電極、１ｂ…カソード電極、２（２Ａ）…電圧印加回路、３…放電検出回路、４…単安定マルチバイブレータ、５…無安定マルチバイブレータ、６…Ｒ−Ｓフリップフロップ回路、７…出力回路、Ｑ１，Ｑ２…トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ８…抵抗、Ｌ１…入力ライン、Ｌ２，Ｌ３…接続ライン、ＧＮＤ…接地ライン、１００…駆動回路。

Claims (3)

1. 火炎の発生に伴って生じる紫外線を受けて放電するように構成された火炎センサと、
   前記火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードとして、前記放電を可能とする第１の電圧を印加する第１のモードと、前記放電を不能とする第２の電圧を印加する第２のモードとを備える電圧印加回路と、
   前記電圧印加回路における前記火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードを前記第１のモードと前記第２のモードとに交互に切り替えるように構成された第１のモード切替回路と、
   前記火炎センサに前記放電が生じたことを検出するように構成された放電検出回路と、
   前記放電検出回路によって前記火炎センサに前記放電が生じたことが検出された場合、前記電圧印加回路における前記火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードを前記第１のモードから前記第２のモードに切り替えるように構成された第２のモード切替回路とを備えた火炎センサの駆動回路であって、
   前記電圧印加回路は、
   前記第１の電圧の入力ラインと前記火炎センサのアノード電極との間にそのコレクタとエミッタとがエミッタを前記アノード電極側として接続された第１のトランジスタと、
   前記第１の電圧の入力ラインと前記第１のトランジスタのベースとの接続ラインと接地ラインとの間にそのコレクタとエミッタとがエミッタを前記接地ライン側として接続された第２のトランジスタとを備え、
   前記第１のモード切替回路および前記第２のモード切替回路は、
   前記第２のトランジスタをＯＮとすることによって前記第１のトランジスタのエミッタの電位を前記第１の電圧から前記第２の電圧に切り替える
   ことを特徴とする火炎センサの駆動回路。
2. 請求項１に記載された火炎センサの駆動回路において、
   前記第１のモード切替回路は、
   パルス信号を繰り返し生成する無安定マルチバイブレータで構成され、
   前記第２のモード切替回路は、
   前記放電検出回路によって前記火炎センサに前記放電が生じたことが検出されたとき、ワンショットパルスを生成する単安定マルチバイブレータと、
   前記単安定マルチバイブレータが生成するワンショットパルスによってセットされ、前記無安定マルチバイブレータが繰り返し生成するパルス信号によってリセットされるＲ−Ｓフリップフロップ回路とで構成されている
   ことを特徴とする火炎センサの駆動回路。
3. 請求項１又は２に記載された火炎センサの駆動回路において、
   前記第１の電圧の入力ラインと前記第１のトランジスタのコレクタとの間に第１および第２の抵抗が直列に接続され、
   前記第１のトランジスタのエミッタと前記火炎センサのアノード電極との間に第３の抵抗が接続され、
   前記第１の電圧の入力ラインと前記第１のトランジスタのベースとの間に第４、第５および第６の抵抗が直列に接続され、
   前記第６の抵抗と前記第１のトランジスタのベースとの接続ラインと前記第２のトランジスタのコレクタとの間に第７の抵抗が接続され、
   前記第２のトランジスタのベースと接地ラインとの間に第８の抵抗が接続されている
   ことを特徴とする火炎センサの駆動回路。

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