JP6897498B2 - 反射型波長フィルタ - Google Patents

Description

本発明は光デバイスに関し、より詳しくは一定の範囲内の波長域において任意の波長の光を反射させることができる反射型波長フィルタに関する。

光通信の大容量性の一つの要因は波長分割多重（ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＷＤＭ）技術による所が大きく、すなわち異なる波長のレーザ光を搬送波としてこれを送信側では合波させて一本のファイバへ入射し、受信側では受信光を波長毎に分波してそれぞれの波長毎に光を受信することで１本の光ファイバにて多くの情報を送ることが可能である点にある。

ＷＤＭ通信システムを構築するにあたって、特定の波長を選択的に取り出したり、異なる波長を一つの光路にまとめることができる波長フィルタはＷＤＭシステムを構築するにあたって重要な光デバイスである。

特に異なる材料を多層状にした多層薄膜基板を用いて作製する導波路型の波長フィルタはその小型性や、他の機能素子とモノリシックにした際の機能性の観点からシステムの省スペース化や高機能化に有利である。しばしば、この導波路型のフィルタのスペクトル特性を外部信号により調整することが求められる。

導波路型フィルタの典型例であるアレー回折格子（ａｒｒａｙｅｄ ｗａｖｅｇｕｉｄｅ ｇｒａｔｉｎｇ：ＡＷＧ）の透過スペクトルを調整する方法が非特許文献１に記載されている。非特許文献１では、Ｓｉ製のＡＷＧに関して、Ｓｉの屈折率の温度依存性を利用してその透過スペクトルを変化させている。これは、ＡＷＧの一対の入出力ポートに着目した際に、その透過ピーク波長がアレー回折格子を形成する導波路の屈折率に比例する事実を用いている。

ＡＷＧの他にもリング共振器によるフィルタを調整する報告も多く存在する。非特許文献２では、化合物半導体によるリング共振器に電流を注入して屈折率を変化させることで、波長可変光源（ｔｕｎａｂｌｅ ｌｉｇｈｔ ｓｏｕｒｃｅ：ＴＬＳ）用の波長可変フィルタとしている。リング共振器の特性スペクトルもＡＷＧと同様にその材料の屈折率に比例してシフトする。

また、その他の導波路型にも対応できる代表的なフィルタとしては、特定の波長の光を反射させる分布型ブラッグ反射器（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｂｒａｇｇ ｒｅｆｌｅｃｔｏｒ：ＤＢＲ）が挙げられる。ＤＢＲもＡＷＧやリング共振器と同様に、その導波路材料の屈折率に比例して特性スペクトルがシフトする。非特許文献３には、微小なＤＢＲ部においてマイクロヒータによる局所加熱によってその屈折率を変化させることでＤＢＲの反射スペクトルを変化させることが記載されている。この手法では、光利得媒質を二つのＤＢＲで挟むことにより、ＴＬＳを形成している。

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以上に説明したフィルタの共通の問題として、フィルタ特性が導波路の屈折率に比例するといった問題がある。言い換えると、波長可変量は導波路の屈折率の制御範囲で決定される。導波路の屈折率を変えるためには温度・電流・電界・応力など多くの手法が存在するが、いずれにせよ、高々１％以下であるといえ、波長可変量としては十分なものではなかった。

例えば一つのフィルタのピーク波長を光通信波長帯で用いる１５５０ｎｍに設定したとすると、材料の屈折率にもよるが、その波長可変量は１０ｎｍ以下である。光通信の波長帯は、例えば光ファイバの光損失が最も小さくなるＣバンド帯に限定しても４０ｎｍの幅があり、上記の波長可変量では不十分であることが分かる。以上の問題に全て共通する原因として、フィルタのスペクトルがフィルタを構成する屈折率と１対１で対応している点にある。

ところで近年、導波路の屈折率ではなく、導波路を伝搬した光の位相によりフィルタ特性を実現する報告がある。非特許文献４の多モード干渉導波路（ｍｕｌｔｉ−ｍｏｄｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＭＭＩ）を使った反射型のトランスバーサルフィルタ（ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ−ｔｙｐｅ ｔｒａｎｓｅｖｅｒｓａｌ ｆｉｌｔｅｒ：ＲＴＦ）は、Ｎ×Ｎポート構成のＭＭＩに入射された光がＮ分岐されて、長さの異なるＮ本の反射型の遅延線を往復して再びＭＭＩに入射される際に、Ｎ個の遅延線からの光の位相関係を反映して、特定の入力ポートに光が戻される機能を持つ。すなわち、各遅延導波路からの光の位相が特定の相対関係になった時のみに、特定のポートに光が集光される。

非特許文献４のような多モード干渉導波路で重要なことは、屈折率では無く位相でフィルタ特性を制御できる点にある。光の位相変化は伝搬する光導波路の長さと材料の屈折率変化に比例し、波長に反比例（周波数に比例）する。したがって、たとえ屈折率変化量が小さくても屈折率を変化させる導波路の長さを長くすることで位相変化は大きくできることが分かる。

図１は非特許文献４のような位相制御型のＲＴＦの構成を示す図である。ＲＴＦは、入出力導波路１０と端部に反射部が設けられた互いに長さの異なる遅延線２０との間に多モード干渉導波路３０が設けられた構成を備えている。ＲＴＦのフィルタ特性は各遅延線の長さの差で規定され、最も短い遅延線の長さ（参照遅延線と呼ぶ）をどの程度にするかについては自由度がある。すなわち、参照遅延線の長さを長く取ることで、ここに導波路の屈折率を変化させる電極を設ければ、遅延線を往復する位相の変化を大きくすることができる。この場合、遅延線を不用意に長くすることによるフィルタ特性の劣化も実際上は存在する（非特許文献４）が、拡張する長さが限定的であればその劣化度合を十分小さくすることができる。

上述したような位相でフィルタ特性を制御する原理は、ＭＭＩによるＲＴＦを反射型としない非特許文献５でも実現可能である。非特許文献４のような反射型の利点は光が遅延線を往復するため、透過型で同一の原理を実現する時と比べて、ある導波路に屈折率変化が与えられた際に位相変化が２倍になる利点がある。

導波路の屈折率ではなく位相によるフィルタ特性の制御は、厳密には、ＡＷＧにおいても物理的には不可能という訳ではないが実際上は非常に困難であったり、その効果が小さい。それはＡＷＧとトランスバーサルフィルタの大きな違いとして、遅延線の個数の多さと、各遅延線から出射される光の位相の連続性に起因している。

本発明者らは上記従来の問題を鋭意検討したところ、多モード干渉導波路を用いたトランスバーサルフィルタ、特に反射型である反射型トランスバーサルフィルタを用いて導波路を伝搬した光の位相によりフィルタ特性を制御することにより、従来よりも波長可変量を大きくすることができることを見出し、本発明に至った。

本発明は上記従来の問題に鑑みなされたものであって、本発明の課題は、屈折率により制限される可変波長範囲よりも広くて波長可変量が十分な導波路型波長フィルタを提供することにある。

上記の課題を解決するために、一実施形態に記載された発明は、Ｍ（Ｍは１以上の整数）×Ｋ（Ｋは２以上の整数）ポート構成の多モード干渉導波路と、前記多モード干渉導波路のＫ個のポートそれぞれに接続された、互いに長さの異なるＫ個の遅延線とを備えた反射型波長フィルタであって、前記Ｋ個の遅延線のそれぞれには、第１の電極と、第２の電極と、第３の電極とのうちの少なくとも１つが設けられており、且つ前記Ｋ個の遅延線には、前記第１の電極の少なくも１つ、前記第２の電極の少なくとも１つ、および前記第３の電極の少なくとも１が、設けられており、ｒｉ（ｉ＝１，２，，，，，Ｋ）、ｄＬ、Ｌ０、Ｌｅ１、Ｌｅ２、Ｌｅ３をゼロ以上の実数、Ｂはｒｉの中で最も大きい値以上であるとし、前記Ｋ個の遅延線は長さがＬ０＋ｒｉ×ｄＬであるとき、前記第１の電極の長さはｒｉ×Ｌｅ１であり、前記第２の電極の長さは（Ｂ−ｒｉ）×Ｌｅ２であり、前記第３の電極の長さはＬｅ３であることを特徴とする反射型波長可変フィルタである。

位相制御型のフィルタ素子の利点を説明するための模式図である。 実施例１で用いた反射型波長可変フィルタの導波路の断面構造である。 図２の導波路構造に電圧を印加した際の位相変化の数値計算結果である。 実施例１で用いた反射型波長可変フィルタの電極構造を含めた概略構成を示す図である。 図４の反射型波長可変フィルタのスペクトル特性およびその変調特性を示す図である。 図４の反射型波長可変フィルタにおいてｒ１とｒ２を非整数とした場合のスペクトル特性、およびその変調特性を示す図である。 図６の特性を持つ反射型波長可変フィルタを示す図である。 実施例３で用いた多波長光源または多波長受信機の模式図である。 実施例４で用いた波長可変光源の模式図である。 実施例５で用いた波長可変光源の模式図である。 実施例５における２つの反射型波長可変フィルタにおける反射スペクトルとその積である。 図１０の波長可変光源において一方の反射型波長可変フィルタのスペクトルをおよそ４ｎｍシフトさせた前後の２つの反射型波長可変フィルタにおける反射スペクトルとその積を示す図である。 実施例６で用いた波長可変光源集積型マッハツェンダー変調器の模式図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。

実施例１では、多モード干渉導波路（ｍｕｌｔｉ−ｍｏｄｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＭＭＩ）を用いた反射型波長可変フィルタ（ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ−ｔｙｐｅ ｔｒａｎｓｅｖｅｒｓａｌ ｆｉｌｔｅｒ：ＲＴＦ）を用いた例を説明する。

導波路の材料としてはフォトルミネッセンス波長が１３７５ｎｍである多重量子井戸構造（Ｍｕｌｔｉ−ｑｕａｎｔｕｍ ｗｅｌｌ：ＭＱＷ）をコアとしたＩｎＰ系化合物半導体（図２（ａ））を用いる。ここでは上記の材料を例にしたが、Ｓｉやガラスなどの他の材料であっても構わない。

基板Ｓの上に種類の異なる半導体を多層膜状に堆積して積層基板が構成される。基板ＳとしてＩｎＰを用い、その上にコア層ＣＯとして総層厚が０．５μｍのＩｎＡｌＧａＡｓとＩｎＡｌＡｓによるＭＱＷと２．０μｍのクラッド層ＣＬとしてＩｎＰを積層する。

図２（ａ）の積層基板を図２（ｂ）のようにドライエッチングにより導波路形状に加工して、さらに蒸着工程により導波路上に電極Ｐｉ、Ｎｉ、Ｊｉを設ける。

ＭＱＷに電界を印加した際にその屈折率が変化する、量子閉じ込めシュタルク効果（Ｑｕａｎｔｕｍ−ｃｏｎｆｉｎｅｄ Ｓｔａｒｋ ｅｆｆｅｃｔ：ＱＣＳＥ）は電圧制御による屈折率変化を利用する。電圧制御による屈折率変化は、対象の材料を絶縁性にしておき、リーク電流が十分に小さければ消費電力は限りなく小さくなるという利点がある。

本実施例においてはクラッドＣＬ側がｐドープの半導体、基板Ｓがｎドープの半導体であれば、基板Ｓの電位を基準とした時にクラッドＣＬ側に負の電圧を印加すれば、電圧の値が降伏電圧以下ではこの構造に流れる電流は小さい。

一方で、電圧制御による屈折率変化のデメリットとしては電流注入や局所加熱と比較してその屈折率変化は１／１０程度であり、大きな屈折率変化を得るために電圧を大きくしすぎると、駆動回路の負担が大きくなってしまったり、そもそも半導体材料としての降伏電圧を越えて電流が流れ出してしまったりする問題がある。

後述のように、本発明は屈折率変化が小さくても、電極長の設計によってフィルタ特性の変化量を大きくできる点にある。従って、ＱＣＳＥの様に電力効率は高いが屈折率変化量の最大値が決まっている物理に対しては恩恵が大きい。

図３は図２（ｂ）に示した導波路構造の導波方向の長さが１００μｍであった際に、この導波路に電圧を印加した際の位相変化を非特許文献６の手法に基づいて数値計算したものである。それぞれ、入力波長（単位はマイクロメートル）毎に印加電圧と位相変化との関係を示している。例えば１．５５μｍの光に対しては導波路に１０Ｖの電圧を印加すると、およそ０．３πの位相変化が生じることになる。本実施例では、以上の導波路構造を用いて図４に示す反射型波長フィルタを構成してその特性を観察する。

図４（ａ）は図２（ｂ）の導波路構造を用いて構成した反射型波長フィルタの一例を示す図である。本実施例の反射型波長フィルタは、図４（ａ）に示すように、Ｍ（入力ポート数）＝Ｋ（出力ポート数）＝５とした多モード干渉導波路３０と、多モード干渉導波路３０の５つの入力ポートにそれぞれ接続された５つの入出力導波路１０と、多モード干渉導波路３０の５つの出力ポートにそれぞれ接続された５つの遅延線２０を備えた構成である。説明のために、５つの遅延線２０に対して、上から順にｉ＝１、２、３、４、５と識別番号を与える（２０₁、２０₂、２０₃、２０₄、２０₅）。図４では、最も短い遅延線（参照遅延線）２０₃は３番（ｉ＝３）でありその長さをＬ０とする。その他の遅延線２０₅、２０₄、２０₂、２０₁は、ｉ＝５、ｉ＝４、ｉ＝２、ｉ＝１の順番で遅延線は長くなっていき、それぞれの長さをＬｉとするとＬｉ＝Ｌ０＋ｒｉ×ｄＬとすることができる。ここでＬ０、ｄＬはゼロ以上の実数である。多モード干渉導波路３０の出力ポートに接続されていない５つの遅延線２０の他端にはミラー２２が設けられている。

それぞれの遅延線２０には、動的に位相を動かさない固定の位相シフタ２１が設けられている。本実施例および他の実施例における反射型波長可変フィルタは、図１に示すようないわゆる反射型のトランスバーサルフィルタをベースに構成されたものであり、この固定の位相シフタ２１の部分が反射型波長可変フィルタをトランスバーサルフィルタとして機能させている。すなわち、この固定の位相シフタ２１による位相シフト量はＭＭＩ３０の伝達関数と一致させるように調整して、反射型波長フィルタがフィルタ特性を発現するように適当に選択される。ｒｉが１から４の整数である場合は図４の回路は反射型の離散フーリエ変換素子となる。なお、遅延線２０の長さの順番やそれに対応した位相シフタ２１の固定位相シフト量は非特許文献５に記載されたように一定の任意性に基づいて設定することができる。

図４の回路が離散フーリエ変換素子である場合、特定のポートに光を入射すると、ＭＭＩ３０で光は５分岐されて各遅延線を往復し、再びポートに光が出力されるが、各ポートに出力される光の波長（周波数）はある周波数間隔Δｆ／５となる。すなわち、特定のポートに注目すると周波数間隔Δｆ毎に、光は周期的に反射されることになる。

ここでΔｆ＝ｃ／ｎｇ／２／ｄＬの関係がある。ｃは光速、ｎｇは導波路の群屈折率であり、因子２は図４のフィルタが反射型であることに由来する。Δｆは一般にｆｒｅｅ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｒａｎｇｅ（ＦＳＲ）と呼ばれる。すなわち、ｄＬの設計によって、各ポートのＦＳＲを制御することができる。ここではｄＬ＝３１．３μｍとして、ｒ１＝４、ｒ２＝３、ｒ３＝０、ｒ４＝２、ｒ５＝１とする。

また、各遅延線には最大三つの電気的に分離された電極Ｐｉ、Ｎｉ、Ｊｉが設けられている。これらの電極は、電極Ｐｉの長さをｒｉ×Ｌｅ１、電極Ｎｉの長さを（Ｂ−ｒｉ）×Ｌｅ２（ただしＢ≧ｍａｘ（ｒｉ）：Ｂはｒｉの中で最も大きい値以上である）、電極Ｊｉの長さをＬｅ３とすることができ、この例ではＢ＝４を採用している。そして、Ｌｅ１＝Ｌｅ２＝１２０μｍとして、Ｌｅ３＝６００μｍとする。Ｌｅ１、Ｌｅ２、Ｌｅ３はゼロ以上の実数である。

３つの電極Ｐｉ、Ｎｉ、Ｊｉは各遅延線２０の中においては電気的に分離している必要があるが、異なる遅延線２０間で同じグループの電極（Ｐｉ同士、Ｎｉ同士、Ｊｉ同士）については図４（ｂ）の様に短絡されていても構わない。図４（ｂ）の構成にすることで短絡した端子に電気信号を印加した際に、それぞれの遅延線２０に設けられた電極Ｐｉ、Ｎｉ、Ｊｉの長さに比例した位相変化が起きるので、以降に述べるスペクトルシフトを起こすには、制御が簡素になるメリットがある。

図５（ａ）にはＭＭＩ３０の入力側のポート３に光を入射したときにＭＭＩ３０の入力側の各ポートに返ってくる光の強度についての数値計算結果を示す。なお、ＭＭＩ３０の入力側のポート３に光を入射した際に同じポート３におけるスペクトルは、このポート３から見た時の反射スペクトルである。なお、図５（ａ）には、各ポートのスペクトルは♯ポート番号で示されている。

図５（ａ）によれば、２ｎｍ毎に異なる波長の光が各ポートに現れ、一つのポートに着目すると１０ｎｍ毎にピーク波長が表れていることがわかる。すなわち、一つのポートに注目した際のＦＳＲが１０ｎｍということである。

図５（ｂ）には、グラフの見やすさのため、ポート２のみに着目して、電極に電圧を印加しない場合、電極Ｐｉの全てに５Ｖの電圧を印加した場合、電極Ｎｉの全てに５Ｖの電圧を印加した場合のそれぞれの場合のスペクトルを示す。

図５（ｂ）によれば、電極Ｐｉに印加した場合はスペクトルが長波側にシフトし、電極Ｎｉに印加した場合はスペクトルが短波側にシフトしている様子がわかる。図５（ｂ）ではポート２のみに注目したが、この波長シフトはポート２以外にも全てのポートにて生じる。これは次のように理解できる。

ＭＭＩ３０によるトランスバーサルフィルタにおいて、識別番号ｉの参照遅延線を往復した光の位相θｉを次式（１）のように表す。

式（１）でλは光の波長、ｎは波長λにおける屈折率、Ｌｉは識別子ｉの遅延線の長さ（Ｌｉ＝Ｌ０＋ｒｉ×ｄＬ）であり、φｉは電極Ｐｉ、Ｎｉ、Ｊｉへ電圧を印加する外部信号による位相シフトを示している。

参照遅延線を往復した光の位相をθ_i=refとして、各遅延線の相対位相は次式（２）になる。

波長と周波数の分散関係ｆ＝ｃ／λ（ｆ：光の周波数、ｃ：光速）、及び屈折率をｎ＝ｎ’λ＋ｎｇと表して（ｎ’：屈折率の分散、ｎｇ：群屈折率）とすると、次式（３）となる。

ここで、各遅延線の可変の位相シフタ（電極Ｐｉ、Ｎｉ、Ｊｉ）に信号を印加していない時と、印加した時でスペクトル特性がｆからｆ＋Δｆにシフトしたとすると、

が成り立つ。

例えば、参照遅延線には信号を印加しない場合（φ_i=ref＝０）は、

となり、参照遅延線以外に、それぞれの遅延線のｒｉに比例した位相シフト量を与えれば、スペクトルはシフトすることになる。つまり上記の位相調整電極Ｐｉの長さに関する記述の通り、位相調整電極Ｐｉの長さをｒｉと定数Ｌｅ１の長さの積で設定すれば、全てのＰｉに同一の電圧を印加した際には、スペクトルが長波長側にシフトする。ただし、ここで上記式（５）に注目すると、位相シフトのための屈折率変化の物理が同一ならば、基本的には位相変化φｉの符号は一通りである。例えば、φｉ＞０であった場合はΔｆ＜０となり、低周波数側（波長ならば長波長側）にのみしかシフトできない。

そこで、参照遅延線の位相シフト量φ_i=refが正の有限値であったとすると式（４）より

となるのでφｉ＜φ_i=refならばΔｆ＞０にも成り得ることが分かる。

ここでφ_i=ref＝ＡＢΔｆ（Ｂ＞０）と、参照遅延線の位相シフト量を任意定位数Ｂと位相シフト量をΔｆの積で表す。その時のφｉは

全ての識別番号ｉの遅延線についてφｉ≧０であるためにはΔｆ≧０に注意すると、下記式（８）となる。

すなわち、上記の位相調整電極Ｎｉの長さに関する記述の通り、位相調整電極Ｎｉの長さをＢ−ｒｉ（ただし、Ｂはｒｉの中で最も大きい値以上）と定数Ｌｅ２の長さの積で設定すれば、全てのＮｉに同一の電圧を印加した際にはスペクトルが短波長側にシフトする。

図５（ｃ）もポート２のスペクトルのみに注目して示して、電極に電圧を印加しない場合と電極電極Ｊｉすべてに９Ｖの電圧を印加した場合のそれぞれの場合のスペクトルを示す。図５（ｃ）によれば、電極Ｊｉすべてに９Ｖを印加すると既存のフィルタのピークの中間の場所にピークが表れていることがわかる。ここで、電極Ｊｉはｉ＝２とｉ＝５の電極のみに設けられており、その長さは上述の通り、全てＬ３＝６００μｍである。

この原理について式（３）を用いて説明する。今、周波数ｆ＝ｆ０にスペクトルにピークがあったとすると、式（３）は下記式（９）に示すように変形できる。

この一方で、スペクトルピークの中間、すなわち周波数がｆ０からスペクトルのＦＳＲだけシフトした時の位相関係は

式（９）と式（１０）の位相が等しいならば、下記式（１１）が導ける。

今ｒｉは０から４の整数であることから、参照遅延線に電圧を印加しない（φ_i=ref＝０）ならば、ｒｉ＝０、２、４の遅延線に信号を印加しない。すなわち識別番号ｉ＝３、４、１の遅延線には信号を印加しないが、識別番号ｉ＝２、５の遅延線のみそれぞれの位相変化がπになる様に電圧を印加すればよい。具体的には、電極Ｊｉのグループは同じ長さの電極を設けて、それらに同一の電圧を印加すると図５（ｃ）で示した作用が得られる。より一般的には電極Ｊｉをどの遅延線に設けるかについては遅延線の本数などにも依存するがいずれにせよ、一部の遅延線に長さが同じ電極を設けることが重要である。

ちなみに、式（１１）の作用、すなわち特定の遅延線のみの位相を制御することでフィルタ特性を変化させる手法は、遅延線ごとの位相の連続性が重要なＡＷＧでは不可能である。

以上で述べた実施例１では、波長調整はＱＣＳＥを前提としていたが、ＱＣＳＥに限らずあらゆる屈折率変化を利用した位相調整において電極長は長い方が高効率になる。

本実施例の最後に電極長を長くするにあたって参照遅延線Ｌ０の長さを有限にして、遅延線上の電極Ｐｉを長くした場合の波長シフト効率の向上について本実施例の反射型波長可変フィルタとＡＷＧの場合とを比較する。

遅延線上の電極Ｐｉは上記の説明よりｒｉに比例する必要があるので、参照遅延の拡張により得られる電極長がΔｌであった際には、まず最も長い遅延線の電極をΔｌ長くすることができる。この時の遅延線の識別番号をｉ＝ｍとする。その際、ある遅延線上の電極（長さＬｉ）が長さＬｉ’になったとすると、その変化の割合は電極間の比は一定である上述の必要条件より以下式（１２）となる。

したがって最も長い遅延線の電極、言い換えると最も長い遅延線長が長い程、変調効率向上の恩恵は小さいということになる。Ｋ個のポート構成のＡＷＧは一般にＫの３倍から４倍の遅延線が必要である、すなわちトランスバーサルフィルタと比較して最大の遅延線の長さが４倍になるＡＷＧは図１でも説明したような参照遅延線の拡大による変調効率の恩恵は小さい。

結局、上記の理由によりＡＷＧにおい変調領域の長さの拡張することによる屈折率変化の拡大（すなわち位相制御）よりも非特許文献１のように素子全体（遅延線全体）の屈折率を制御することによるフィルタ特性の制御の方が有利であるといえる。さらに、本実施例の反射型波長可変フィルタでは、素子サイズが許す限りは参照遅延線拡大による電極長の拡大の恩恵が大きいことが、一つの利点である。

図７は本実施例で採用した反射型波長可変フィルタの構成を示す図である。実施例１は電極Ｎまたは電極Ｐが設けられた遅延線２０（Ｎは２０₂から２０₅、Ｐは２０₁、２０₂、２０₄、２０₅）全てについて電極Ｎの電極群または電極Ｐの電極群がそれぞれ短絡している構成であったが、本実施例では遅延線に設けられた電極Ｎの電極群または電極Ｐの電極群のいずれかの電極群のうち１以上かつＫ−１個以下の電極Ｎ同士または電極Ｐ同士が短絡され、残りの電極Ｎ同士または電極Ｐ同士も別に短絡されている構成を備える反射型波長可変フィルタを用いる。反射型波長可変フィルタのその他の構成は同様である。

本実施例で用いる反射型波長可変フィルタの構成の利点を理解する準備として、遅延線の長さを決定する因子ｒｉを意図的に規則性から外すことでフィルタ特性に包絡線を持たせることを考える。

実施例１ではｒｉの選び方についてはゼロ以上の実数であるという以外は特別な制限は無く０から４の整数値としたが、これについて特別な選び方をすると、フィルタ特性をより高機能にできる場合がある。例えば、実施例１で選んだｒｉのうち、ｒ１、ｒ２についてはｒ１＝５．４、ｒ２＝４．０５とする。これは意図的に分解すると、ｒ１＝４×（１＋０．３５）、ｒ２＝３×（１＋０．３５）となる。

この時のポート３に光を入射した時のフィルタスペクトルを図６（ａ）に示す。上記の遅延線の長さの因子０．３５のために、図６（ａ）からわかるように、フィルタ特性に包絡線が表れる。この包絡線の周期はおよそ２８ｎｍであり、図４（ａ）のｄＬで与えられる一つのポートのＦＳＲ（１０ｎｍ）の１／０．３５倍に相当する。このようなフィルタ特性は、例えば実施例３以降で述べる、多波長光源または波長可変光源用の波長選択機構として重要である。このように、一部の遅延線の長さを特別に設計することにより、そのスペクトル特性を変化させることができる。

ここで本実施例の反射型波長可変フィルタでは、図７に示す通り、ｉ＝１，２の電極とｉ＝４，５の電極をそれぞれ短絡させて端子Ｐ１２の電極群とＰ４５の電極群とに分ける。ここで端子Ｐ４５のみに５Ｖの電圧を印加した際のスペクトルが図６（ｂ）である。図６（ｂ）によれば、図６（ａ）と比較してその包絡線がシフトしていることがわかる。なお、図６には、各ポートのスペクトルは♯ポート番号で示されている。

また図６（ｃ）はＰ１２とＰ４５の双方に５Ｖの電圧を印加した際のスペクトルである。この場合は包絡線の位置はそのままに、各ポートのスペクトルのみがシフトしていくことがわかる。

このように、遅延線の一部を他の遅延線の設計ルールと変更させて（ここではｒｉが整数と非整数）変更させた電極とそうでない電極を別々に短絡させ、個別に電気信号を印加することで、そのスペクトル形状の包絡線まで変化させることができることがわかる。

図８は本実施例で採用した多波長光源または多波長受光器の構成を示す図である。本実施例では、反射型波長可変フィルタの入出力導波路１０の入力側に光源４０を設けて多波長光源または反射型波長可変フィルタの出力側に受光器５０を設けて多波長受光器として構成したものを用いている。図８では、任意に選択された入出力導波路１０₃のみは光源４０も受光器５０も設けられていない。

光源からの光の波長や、素子外から入射する光信号が変化する場合に、上記多波長光源または多波長受光器を用いて、入出力ポートと光源または受光器間の透過率が最大になる様に、もしくは意図的に 特定の波長を遮断するように、電極ＰｉやＮｉやＪｉを調整する。例えばＰｉやＮｉを制御すれば与えられた光の波長に対する最大透過率を最大化できる。

また、実施例２のようにスペクトルに包絡線を設けて、目的の波長以外は遮断する際に電極Ｊｉにより遮断波長を制御できる。

更にこれらの用途において多くの場合は、電極に長時間にわたって電気信号を加え続けて素子のフィルタ特性を一定に保つ必要が有る。

この実施例で採用した構成は、電極長の長さに任意性がある（上述のＬ０の自由度）ために、消費電力は小さいが屈折率変化の小さな物理（例えばＱＣＳＥ）において利用価値が高い。すなわち、本実施例のように長期間にわたって電気信号を印加し続ける用途において消費電力の観点で有利である。

図９は本実施例で採用した波長可変光源の構成を示す図である。本実施例では、実施例１または２の反射型波長可変フィルタの入力側に半導体光増幅器（Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＳＯＡ）６０を設けることによって構成した波長可変光源（Ｔｕｎａｂｌｅ Ｌａｓｅｒ Ｓｏｕｒｃｅ：ＴＬＳ）を採用している。反射型波長可変フィルタの入力側のＭ個のポートの一部、または全てに（図９（ａ）では全ての場合を示している）がミラー終端された波長可変光源を示している。

各半導体光増幅器６０のもう一端は基本的にはミラー２２で終端されている。しかしながら図９（ａ）では遅延線の一つ（ここでは４番の遅延線）についてはミラー終端していない。したがって、各半導体光増幅器６０が反射型波長可変フィルタの波長選択性を受けて特定の波長が発振して、４番の遅延線から光が出力される。各ＳＯＡ毎に反射される光の波長が異なるので、各半導体光増幅器６０は異なる光の波長が発振する。

これは、実施例１または２の反射型波長可変フィルタの複数のポートに半導体光増幅器６０を接続した場合は、電流を注入して励起する半導体光増幅器６０を選べばそれに応じて素子からの波長を選ぶことができることを意味する。波長の微調整に関しては各電極に信号を印加すればよい。

また、図６で示したスペクトル特性に包絡線がある様に実施例１または２の反射型波長可変フィルタを調整すれば、波長選択性が向上し、包絡線を用いない場合と比べて更に高い精度で発振波長を選択できる。

また図９（ｂ）は全ての遅延線２０を終端する代わりに半導体光増幅器６０の終端ミラー２２の反射率を下げた構成である。このような低反射ミラー半導体光増幅器６０を構成する半導体のへき開などで容易に得られる。この場合は低反射ミラーと実施例１または２の反射型波長可変フィルタの反射特性を受けて各ＳＯＡは発振し、発振した光は各半導体光増幅器６０の低反射ミラーからの透過光として得られる。

実施例１または２の反射型波長可変フィルタのｒｉを実施例１のように０から４までの整数をそれぞれ割り当てれば、反射型波長可変フィルタは離散フーリエ変換素子となることは実施例１で述べた通りであり、各半導体光増幅器６０が感じる光の反射率のピーク間隔はｄＬを反映した波長間隔で決定される（実施例１の場合は２ｎｍ）。すなわち、全ての半導体光増幅器６０を励起してそれぞれを発振させた時は特定の波長間隔の波長で発振すると考えられる。したがって、近年その実用性が議論されているスーパーチャネル伝送の様な、波長間隔が一定に調整された、異なる波長の光が一度に必要なシステムの光源として利用できる。

図９（ｃ）は図９（ａ）の構成のＴＬＳのＭＭＩ３０の上に電極を設けている。ＴＬＳは一般に波長選択のフィルタの特性の他にも、共振器全体の長さを反映した利得の波長依存性（縦モード）を調整する必要が有る。図９（ｃ）の様にＭＭＩの上に縦モード制御のための電極を設けることで、どの半導体光増幅器６０を励起したとしてもそれぞれが感じる共振器の縦モードを制御できるため、ＴＬＳの電極構造を簡素化できる。この構成は、実施例５など他のＴＬＳにおいても適用できる。

本実施例は反射型波長可変フィルタとして、実施例１の様にＩｎＰ基板上のＭＱＷを使ったＱＣＳＥ効果を利用すれば、同じくＩｎＰ基板上で作製できる半導体光増幅器６０とモノリシック集積することが可能で、ＴＬＳの小型化や実装コスト低減による経済化も期待できる。

図１０は本実施例で採用した波長可変光源の構成を示す図である。本実施例では、半導体光増幅器６０の両側に実施例１または２の反射型波長可変フィルタを設けて構成した波長可変光源を採用している。実施例５では各、半導体光増幅器６０のミラーについて特に限定はしていないが、これらを図１０の様に実施例１または２の反射型波長可変フィルタに置き換えることで高機能な波長可変光源を実現できる。

ここで２つの反射型波長可変フィルタをｆｒｏｎｔＭＩＲ（第１の反射型波長可変フィルタ）３０ａとｒｅａｒＭＩＲ（第２の反射型波長可変フィルタ）３０ｂとする。図１０ではそれぞれの反射型波長可変フィルタ３０ａ、３０ｂの電極Ｐｉ、Ｎｉ、Ｊｉは省略している。１つのＳＯＡに注目すると、そのＳＯＡを導波する光はｆｒｏｎｔＭＩＲ３０ａとｒｅａｒＭＩＲ３０ｂの反射スペクトルの積に相当する反射率でＳＯＡを往復し、その積のピーク波長が発振する。図１０にある通り、ｆｒｏｎｔＭＩＲ３０ａでは１つの遅延線２０₃に終端ミラーが無いために実施例４と同様にこのポートから発振した光が出力される。

図１１はｆｒｏｎｔＭＩＲ３０ａとｒｅａｒＭＩＲ３０ｂとその積の反射スペクトルを示しており、グラフの見やすさのためにｆｒｏｎｔＭＩＲ３０ａとｒｅａｒＭＩＲ３０ｂとのうちの１つのＳＯＡが感じる反射スペクトルのみを記している。なお、これまでのスペクトルはｄＢ表示のスペクトルであったが、ここではリニアスケールの表示にしている。なお、図１１には、各ポートのスペクトルは「♯ポート番号」または「系列ポート番号」で示されている。

ここでｆｒｏｎｔＭＩＲ３０ａとｒｅａｒＭＩＲ３０ｂは、各ポートのＦＳＲが４ｎｍと４．４ｎｍになるように、遅延線２０を設計している。このＦＳＲのずれを反映して、２つのフィルタの積は１５５０ｎｍの波長でピークを持っており、その他の波長の反射率は低い。したがって、該当するＳＯＡは１５５０ｎｍ近傍で発振すると考えらえる。

ここで、例えばｆｒｏｎｔＭＩＲ３０ａの遅延線２０の電極Ｐ、Ｎ、Ｊに信号を印加してそのスペクトルを０．４ｎｍ長波側にシフトさせることを考える（図１２）。すると二つの反射型波長可変フィルタの反射の積は完全に、従来のピークの隣にジャンプする（フロントのピークとリアのピークが一致する波長がひとつ隣のピークに移行する）ことが分かる。これはバーニア効果と呼ばれる原理であり、マルチピークを持つ反射器を組み合わせにより広い波長域について特定の波長について共振器を形成する手法としては既知のものであるが、従来はＤＢＲやリング共振器によって実現されてきた。

本発明はＱＣＳＥの様な小さな屈折率変化においてもこの効果を利用できることや、ＭＭＩの多ポート性を活かして、各ＳＯＡでバーニア効果を実現することでより広い波長域にて光を発振させることができる。

図１３は本実施例で採用した波長可変光源の構成を示す図である。本実施例では、実施例５で用いた波長可変光源のｆｒｏｎｔＭＩＲ３０ａの前記多モード干渉導波路のＫ個のポートに接続された遅延線のいずれかを介して接続されたマッハツェンダ変調器（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ：ＭＺＭ）７０を設けて構成した波長可変光源集積型マッハツェンダー変調器を採用している。本実施例の構成は上述のように半導体ＭＱＷ構造のＱＣＳＥのような低消費電力な物理を利用できることにある。

一方で、近年ＩｎＰ上のＭＱＷのＱＣＳＥを使ったマッハツェンダー変調器７０について多くの報告がある（例えば非特許文献６）。すなわち、例えば実施例５で示したＴＬＳとＭＺＭとはＳＯＡ部を除けばその半導体は全く同一でも作製できる。

したがって図１３のように本発明を用いたＴＬＳと半導体ＭＺＭを基板Ｓ（半導体ＩｎＰ基板）上にモノリシックに集積することにより、光源と変調器間の光結合損失の低減や、実装コスト低減による経済的なＴＬＳ型の集積ＭＺＭが実現できる。

１０ 入出力導波路
２０ 遅延線
３０ 多モード干渉導波路
４０ 光源
５０ 受光器
６０ 半導体光増幅器
７０ マッハツェンダー変調器

Claims (8)

1. Ｍ（Ｍは１以上の整数）×Ｋ（Ｋは２以上の整数）ポート構成の多モード干渉導波路と、前記多モード干渉導波路のＫ個のポートそれぞれに接続された、互いに長さの異なるＫ個の遅延線とを備えた反射型波長フィルタであって、
   前記Ｋ個の遅延線のそれぞれには、第１の電極と、第２の電極と、第３の電極とのうちの少なくとも１つが設けられており、且つ前記Ｋ個の遅延線には、前記第１の電極の少なくも１つ、前記第２の電極の少なくとも１つ、および前記第３の電極の少なくとも１が、設けられており、
   ｒｉ（ｉ＝１，２，，，，，Ｋ）、ｄＬ、Ｌ０、Ｌｅ１、Ｌｅ２、Ｌｅ３をゼロ以上の実数、Ｂはｒｉの中で最も大きい値以上であるとし、前記Ｋ個の遅延線は長さがＬ０＋ｒｉ×ｄＬであるとき、
   前記第１の電極の長さはｒｉ×Ｌｅ１であり、前記第２の電極の長さは（Ｂ−ｒｉ）×Ｌｅ２であり、前記第３の電極の長さはＬｅ３であることを特徴とする反射型波長可変フィルタ。
2. 複数の前記第１の電極からなる第１の電極群の全ての電極同士が短絡され、複数の前記第２の電極からなる第２の電極群の全ての電極同士が短絡され、複数の前記第３の電極からなる第３の電極群の全ての電極同士が短絡されていることを特徴とする、請求項１に記載の反射型波長可変フィルタ。
3. 前記遅延線に設けられた複数の前記第１の電極からなる第１の電極群または複数の前記第２の電極からなる第２の電極群のいずれかの電極群のうち１以上かつＫ−１個以下の第１の電極同士または第２の電極同士が短絡され、残りの第１の電極同士または第２の電極同士も別に短絡されていることを特徴とする請求項１に記載の反射型波長可変フィルタ。
4. 請求項１から３のいずれかに記載の反射型波長可変フィルタと、該反射型波長可変フィルタの前記多モード干渉導波路のＭ個のポートのうちの２個以上かつＭ−１個のポートに接続された、それぞれ波長の異なる光源とを備えた多波長光源であって、前記Ｍ個のポートのうちで光源が接続されていないポートから異なる波長の光が合波されて出力されることを特徴とする多波長光源。
5. 請求項１から３のいずれかに記載の反射型波長可変フィルタと、該反射型波長可変フィルタの前記多モード干渉導波路のＭ個のポートのうちの２個以上かつＭ−１個のポートのそれぞれに接続された受光器とを備えた多波長受光器であって、前記Ｍ個のポートのうちで前記受光器が接続されていないポートから入射された光がその波長成分毎に分波されて対応する受光器に入射されることを特徴とする多波長受光器。
6. 請求項１から３のいずれかに記載の反射型波長可変フィルタと、該反射型波長可変フィルタの前記多モード干渉導波路のＭ個のポートのうちの少なくとも１つ以上のポートに一端が接続された半導体光増幅器と、該半導体光増幅器の他端をそれぞれ終端する反射ミラーとを備えたことを特徴とする波長可変光源。
7. 請求項１から３のいずれかに記載の反射型波長可変フィルタを２つ備えた波長可変光源であって、前記２つの反射型波長可変フィルタのうちの一方の反射型波長可変フィルタの前記多モード干渉導波路のＭ個のポートに一端が接続され、他端が他方の反射型波長可変フィルタの前記多モード干渉導波路のＭ個のポートに接続された半導体光増幅器とをさらに備えたことを特徴とする波長可変光源。
8. 請求項７に記載された波長可変光源と、前記他方の反射型波長可変フィルタの前記多モード干渉導波路のＫ個のポートに接続された遅延線のいずれかを介して接続されたマッハツェンダ変調器とを備えることを特徴とする波長可変光源集積型マッハツェンダー変調器。

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