JP6971925B2

JP6971925B2 - モータ制御装置

Info

Publication number: JP6971925B2
Application number: JP2018131866A
Authority: JP
Inventors: 真一古谷
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2018-07-11
Filing date: 2018-07-11
Publication date: 2021-11-24
Anticipated expiration: 2038-07-11
Also published as: JP2020010566A

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御装置に関するものである。

モータ制御方式には様々な方式があるが、モータ制御装置の内部においてモータの数式モデルに基づいた状態推定器の演算を行う方式がある。状態推定器は、オブザーバと呼ばれる。オブザーバは、モータ回路定数、モータの速度情報等を用いて構成される。一般的には、モータに印加される電圧値がオブザーバの入力信号となる。そして、オブザーバは、モータ電流を推定して出力信号として出力する。さらに、オブザーバは、モータの回転子磁束の推定を行い、推定された磁束は磁束制御に利用される。さらに、オブザーバでは、モータの実電流値と推定電流値との差である電流推定誤差をフィードバックさせた項を数式モデルに付加して演算を行う場合が多い。このフィードバック用のゲインを工夫して設計することでオブザーバの特性を変化させることが可能となる。

オブザーバは２軸直交回転座標上に構築されることが多い。このとき、検出されたモータ電流信号は３相静止座標上から回転座標上へ変換される。逆に回転座標上の電圧指令は３相静止座標上の信号に変換される。座標変換の位相はモータの回転速度あるいは推定速度を電気角換算した電気角周波数と座標軸を特定の方向へ向けるための追従周波数とを加算した座標変換周波数を積分することによって得られる。

このような座標変換に起因してオブザーバへ入力される電圧誤差および電流推定誤差は、インバータの電圧誤差および電流検出誤差の物理的要因に基づくインバータ出力電圧誤差と比較し遥かに大きい場合がある。言い換えると、物理的要因に基づいて発生する誤差をトリガとして、回転座標変換を介して各信号の誤差が増幅される悪循環が生じるという問題があった。

オブザーバの推定精度向上に関しては、特許文献１に記載の技術が知られている。特許文献１に記載の技術は、誘導モータ用のオブザーバに対してなされたもので、誘導モータの２次磁束をｄ軸方向とするｄ‐ｑ軸回転座標上において構築されたオブザーバにおいて、ｄ軸の電流の推定誤差を用いて回転座標変換用の位相を補償している。

特許第４０９６６６３号公報

特許文献１に記載された技術は、ｄ軸側の電流推定信号をフィードバックするものであるが、オブザーバのフィードバックゲイン設計またはモータの種類によってはｄ軸側の外乱信号に起因した推定誤差が減衰せず、十分な抑制性能が得られない場合があった。また上述した回転座標変換に起因する誤差の増幅の抑制を直接の目的とした技術ではなかった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回転座標変換に起因する誤差の増幅を効果的に抑制するモータ制御装置を得ることを目的としている。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、モータの状態変数を推定する状態推定器を有し、状態変数の値とモータの回転座標においてモータの状態を示す検出信号の値との差である推定誤差を算出する推定誤差算出部を備える。本発明は、推定誤差の回転座標における電圧ベクトルと直交する方向の成分である第１成分および推定誤差の回転座標における電流ベクトルと直交する方向の成分である第２成分の少なくともいずれか一方を求めて、第１成分および第２成分の少なくともいずれか一方を用いて回転座標と多相静止座標との間の座標変換用の位相を補償するための補償周波数を求める周波数補償部をさらに備える。状態変数は推定電流であり、検出信号は電流信号であり、推定誤差は電流推定誤差である。

本発明によれば、回転座標変換に起因する誤差の増幅を効果的に抑制するモータ制御装置を得ることができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１にかかるモータ制御装置の構成を説明する図実施の形態１にかかるモータ制御装置の動作を説明するために電圧ベクトルを示した図実施の形態１にかかるモータ制御装置の動作を説明するために電流ベクトルを示した図実施の形態１にかかるモータ制御装置における誤差成分の信号の流れを示す図実施の形態１にかかる周波数補償部の詳細な構成図本発明の実施の形態２にかかるモータ制御装置の構成を説明する図実施の形態２にかかるモータ制御装置における誤差成分の信号の流れを示す図本発明の実施の形態４にかかるモータ制御装置の構成を説明する図

以下に、本発明の実施の形態にかかるモータ制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかるモータ制御装置１００の構成を説明する図である。モータ１のコントローラであるモータ制御装置１００は、オブザーバを用いてモータ１を制御するための構成となっている。本実施の形態においては、モータ１を誘導モータとして説明するが、永久磁石同期モータであってもよく、図１に示した構成はモータの種類によらず同様に適用することができる。

モータ制御装置１００は、モータ１を駆動するＰＷＭ(Pulse Width Modulation)インバータ２を制御する。さらに、モータ１の電流信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ３は、検出した電流信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをモータ制御装置１００に送信する。電流信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのそれぞれは、３相交流の各相に対応する電流値の信号である。ＰＷＭインバータ２は、モータ制御装置１００からの電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に応じた電圧をモータ１に印加するが、印加する電圧は誤差を含む。さらに、モータ１にはエンコーダ４が接続され、エンコーダ４はエンコーダ（Ｅｎｃ）信号をモータ制御装置１００に送信する。

モータ制御装置１００は、主として、オブザーバ演算処理、座標変換処理および電流制御処理を実行する。モータ制御装置１００は、座標変換部５と、電流制御部６と、座標変換部７と、推定誤差算出部８と、周波数補償部９と、電気角周波数換算部１０と、座標変換用の追従周波数演算部１１と、積分器１２と、加算器２１と、を備える。

座標変換部５は、検出された電流信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをモータ１の回転座標においてモータ１の状態を示す検出信号である電流信号ｉ_ｄｓ，ｉ_ｑｓに変換する。電流制御部６はＰＩ制御等の処理を行う。具体的には、電流制御部６は、検出された電流信号ｉ_ｄｓと電流指令ｉ_ｄ ^＊とが一致するように電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊を求めて出力し、検出された電流信号ｉ_ｑｓと電流指令ｉ_ｑ ^＊とが一致するように電圧指令ｖ_ｑｓ ^＊を求めて出力する。座標変換部７は、電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊，ｖ_ｑｓ ^＊を３相交流の各相の電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。座標変換部５および座標変換部７において実行される回転座標と多相静止座標との間の座標変換は位相θを用いて行われる。ここでは、モータ１は３相であるとして、回転座標と３相静止座標との間の座標変換は位相θを用いて行うとするが、モータ１は３相以外の多相のモータであっても構わない。このような電流制御系は、誘導モータまたは永久磁石同期モータ等の交流モータ制御系の構成としては一般的なものであり、「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際、総合電子出版社」といった文献に詳細な動作説明があるため、ここでは説明を省略する。

次に、推定誤差算出部８の動作について説明する。推定誤差算出部８は、状態推定器であるオブザーバ８０を含んでいる。ここでは、ｄ‐ｑ軸回転座標上に構築されたオブザーバ８０を例として説明するが、オブザーバ８０は、様々な方式が検討されており、静止座標上にオブザーバ８０を構築する場合もある。しかし、上述した電流制御系は、制御性能の確保のためｄ‐ｑ軸回転座標上に構築されることが殆どであり、そこではオブザーバ８０からの信号を利用した回転座標と３相静止座標との間の変換が実施される。本実施の形態のモータ制御装置１００による誤差の抑制は、座標変換処理の特性に基づいてなされたものであり、オブザーバ８０の構成またはモータ１の種類を問わずに適用することができる。

オブザーバ８０においては、推定電流ｉ^＾ _ｓ＝（ｉ^＾ _ｄｓ，ｉ^＾ _ｑｓ）および推定磁束Φ^＾ _ｒ＝（Φ^＾ _ｄｒ，Φ^＾ _ｑｒ）を状態変数として、以下に記載される数式（１）を演算することにより推定電流ｉ^＾ _ｓおよび推定磁束Φ^＾ _ｒを求める。添字ｓは誘導モータ固定子の状態量を示し、添字ｒは誘導モータ回転子の状態量を示す。ｉ^＾ _ｄｓは推定ｄ軸電流であり、ｉ^＾ _ｑｓは推定ｑ軸電流であり、Φ^＾ _ｄｒは推定ｄ軸磁束であり、Φ^＾ _ｑｒは推定ｑ軸磁束である。数式（１）の右辺第３項は、オブザーバ８０の特性を決める電流推定誤差のフィードバック項であり、電流推定誤差にオブザーバフィードバックゲインｇ１１〜ｇ４２を乗じられた項になっている。数式（１）から右辺第３項を除くと誘導モータの一般的な数学モデルと同じ構造となる。

ここで、数式（１）の記号の説明は下記の通りである。

Ｒ_ｓ：１次抵抗、Ｒ_ｒ：２次抵抗、Ｌ_ｓ：１次インダクタンス、Ｌ_ｒ：２次インダクタンス、Ｍ：相互インダクタンス、σ：漏れ係数、ω_ｒｅ：電気角周波数、ｇ１１〜ｇ４２：オブザーバフィードバックゲイン、ω：座標変換用の周波数。

電気角周波数ω_ｒｅは、速度の極対数倍の値である。モータ１の回転座標と３相静止座標との間の座標変換用の周波数ωは、電気角周波数ω_ｒｅとすべり周波数ω_ｓとの加算値である。

誘導モータにおいては、追従周波数演算部１１が求める追従周波数ω_ｆはすべり周波数ω_ｓとなる。ここですべり周波数ω_ｓは、以下の数式（２）の右辺の演算によって得られる。これは、推定ｑ軸磁束Φ^＾ _ｑｒをゼロにするように制御するもので、２軸直交回転座標のｄ軸を誘導モータの２次磁束に設定することを目的とする。

追従周波数演算部１１は、数式（２）により求めた追従周波数ω_ｆを出力する。電気角周波数換算部１０は、エンコーダ４からのエンコーダ信号を電気角周波数ω_ｒｅに変換して出力する。結果的に、座標変換用の周波数ωは、加算器２１が出力する電気角周波数ω_ｒｅと追従周波数ω_ｆとの加算値として得られる。座標変換用の周波数ωは、周波数補償部９の加算器２２において補償周波数ω_ｃと加算される。積分器１２は、座標変換用の補償後の周波数（ω＋ω_ｃ）を積分することでモータ１の回転座標と３相静止座標との間の座標変換用の位相θを求めて出力する。

オブザーバ８０は、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑをフィードバック項として数式（１）の数式モデルに含めて算出し、推定誤差算出部８は、オブザーバ８０により求められた電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑを推定誤差として出力する。推定誤差である電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑは、周波数補償部９および追従周波数演算部１１に入力される。電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑは、以下の数式（３）で示される。したがって、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑは、オブザーバ８０により推定された状態変数である推定電流ｉ^＾ _ｓ＝（ｉ^＾ _ｄｓ，ｉ^＾ _ｑｓ）の値と、モータ１の回転座標における検出信号である電流信号ｉ_ｄｓ，ｉ_ｑｓの値との差になっている。

オブザーバ８０を用いた誘導モータの制御は以上のようにして行われる。オブザーバ８０を用いた制御では、オブザーバ８０から得た推定磁束Φ^＾ _ｒが目標の値になるように制御する処理がさらに行われるが、ここでは説明を省略する。

オブザーバ８０の利用においては、モータ１の回路定数を高い精度で入手して設定する必要がある。例えば、モータ１の速度に対応する電気角周波数ω_ｒｅを推定する場合は、推定対象である電気角周波数ω_ｒｅ以外のパラメータを高い精度で設定することで、モータ１の速度の推定誤差に起因する電流推定誤差のみを得ることができる。その結果としてモータ１の推定速度の精度が向上する。また、オブザーバ８０の演算の特性上、入出力信号に関わる信号処理においても精度が必要となる。

以上の内容を具体的に説明する。オブザーバ８０にはモータ１の電圧情報が入力される。モータ１への電力供給は、通常、ＰＷＭインバータ２といった電力変換装置を介してなされる。ＰＷＭインバータ２はモータ制御装置１００からの電圧指令に基づいたスイッチング指令によって動作し、概ね上記電圧指令に沿った電圧出力がモータ１に対して出力される。このため、オブザーバ８０へ入力する電圧情報はＰＷＭインバータ２への電圧指令で代用する場合が多い。

通常、ＰＷＭインバータ２内部の上下短絡防止期間であるデッドタイムの補償精度の不足、ＰＷＭインバータ２に内蔵するパワーモジュールのスイッチング特性、スイッチング指令に対する絶縁素子での伝達遅れバラつきといった様々な理由によりインバータ出力電圧は、電圧指令に対して誤差を持つ。具体的には、オフセット電圧による誤差、電圧指令と出力電圧との間のゲイン誤差、デッドタイム起因の脈動状の電圧誤差等がある。これらの出力電圧誤差が発生した結果、オブザーバ８０への入力電圧情報は、実際にモータ１に印加される電圧とは異なった値となる。ＰＷＭインバータ２の出力電圧誤差はオブザーバ８０での電流推定誤差に反映される。また、ＰＷＭインバータ２の出力電圧誤差は回転子磁束の推定誤差にも反映されトルクの誤差をもたらす場合がある。

以上のような理由からオブザーバ８０を用いた制御では、インバータ出力電圧精度および電流検出精度の確保が重要となるのであるが、ＰＷＭインバータ２の出力電圧誤差および電流検出誤差自体は低めに抑えられていても、電流、モータ回路定数および電流推定誤差から計算される追従周波数ω_ｆが脈動すると座標変換用の位相θ自体も脈動する。これにより、モータ制御装置１００内部の電圧指令および検出電流の主成分のベクトルがそれほど変化しなくても、座標軸自体が脈動することにより回転座標上の検出電流信号および電圧指令には脈動が生じる。この脈動は実際のモータ電流および印加される電圧に対しての差異となり、オブザーバ８０にとっては入力電圧情報における誤差、出力電流推定の誤差につながる。したがって、上記誤差に起因して追従周波数ω_ｆがさらに脈動する悪循環が生じる可能性を有しているが、実施の形態１にかかるモータ制御装置１００においては、周波数補償部９の動作によりこれらの問題を効果的に抑制することができる。

周波数補償部９の動作について説明する前に、回転座標における電圧ベクトルに誤差が発生する仕組みについて図２を用いて説明する。図２は、実施の形態１にかかるモータ制御装置１００の動作を説明するために電圧ベクトルを示した図である。説明の簡単化のため、脈動のトリガとなるＰＷＭインバータ２の出力電圧の誤差自体は無視し、ＰＷＭインバータ２の出力電圧の平均値と電圧指令の平均値とは一致するものとしている。この一致した平均電圧を示す電圧ベクトルＶを、ｄ‐ｑ軸が示す回転座標においてｖ_ｄＤＣ，ｖ_ｑＤＣと記載する。｜Ｖ｜は電圧ベクトルＶの大きさであり、θ_ｖは電圧ベクトルＶの位相である。オブザーバ８０の演算によって得られるモータ制御装置１００が用いるｄ‐ｑ軸には添字ｃを付与してｄ_ｃ‐ｑ_ｃ軸としている。ここで、モータ制御装置１００が用いるｄ_ｃ‐ｑ_ｃ軸は、真のｄ‐ｑ軸に対してΔθの脈動する位相差を持つものとする。モータ制御装置１００が用いるｄ_ｃ‐ｑ_ｃ軸において電圧ベクトルを表現する電圧ｖ_ｄｃ，ｖ_ｑｃは、以下の数式（４）で表現される。

電圧ｖ_ｄｃ，ｖ_ｑｃそれぞれの脈動による誤差成分である差分電圧Δｖ_ｄｃ，Δｖ_ｑｃのみを取り出すと、以下の数式（５）で表現される。

数式（５）によれば、差分電圧Δｖ_ｄｃ，Δｖ_ｑｃは、ｖ_ｄＤＣ，ｖ_ｑＤＣが示す平均的な電圧ベクトルＶと直交する方向においてΔθに応じて伸縮するベクトルとなることがわかる。従って、Δθの脈動に起因して、電圧ベクトルＶと直交する方向に最大の電圧誤差が発生する。

数式（５）に示す脈動の発生原理は、電圧ベクトルを電流ベクトルに置き換えても成立する。

図３は、実施の形態１にかかるモータ制御装置１００の動作を説明するために電流ベクトルを示した図である。検出した電流信号に基づいて得られたモータ１の回転座標における検出信号である電流ベクトルに誤差が発生する仕組みについて図３を用いて説明する。平均的な電流を示す電流ベクトルＩを、ｄ‐ｑ軸が示す回転座標においてｉ_ｄＤＣ，ｉ_ｑＤＣと記載する。｜Ｉ｜は電流ベクトルＩの大きさであり、θ_ｉは電流ベクトルＩの位相である。オブザーバ８０の演算によって得られるモータ制御装置１００が用いるｄ‐ｑ軸には添字ｃを付与してｄ_ｃ‐ｑ_ｃ軸としている。ここで、モータ制御装置１００が用いるｄ_ｃ‐ｑ_ｃ軸は、真のｄ‐ｑ軸に対してΔθの脈動する位相差を持つものとする。モータ制御装置１００が用いるｄ_ｃ‐ｑ_ｃ軸において電流ベクトルを表現する電流ｉ_ｄｃ，ｉ_ｑｃは、以下の数式（６）で表現される。

電流ｉ_ｄｃ，ｉ_ｑｃそれぞれの脈動による誤差成分である差分電流Δｉ_ｄｃ，Δｉ_ｑｃのみを取り出すと、以下の数式（７）で表現される。

従って、Δθの脈動に起因して、電流ベクトルＩと直交する方向に最大の電流誤差が発生する。

図１において、以上説明したΔθの脈動に起因した誤差成分の信号の流れを取り出すと図４に示すようになる。図４は、実施の形態１にかかるモータ制御装置１００における誤差成分の信号の流れを示す図である。図４の誤差加算部５’および誤差加算部７’は、Δθの脈動に起因して、それぞれ座標変換部５およびの座標変換部７により誤差が加算される様子を示している。すなわち、誤差加算部５’は数式（７）を表現し、誤差加算部７’は数式（５）を表現している。なお、モータ制御装置１００では、オブザーバ８０へ入力する電圧情報は座標変換前のＰＷＭインバータ２への電圧指令で代用している。しかし、ＰＷＭインバータ２の出力電圧の平均値と電圧指令の平均値とは一致するものと考えているので、図４においては座標変換部７により誤差が加算されると想定している。

図４において、差分電圧Δｖ_ｄｃ，Δｖ_ｑｃはオブザーバ８０に入力され、Δθの脈動に起因した推定電流の誤差Δｉ^＾ _ｄｃ，Δｉ^＾ _ｑｃとなって推定誤差算出部８から出力される。同様に、差分電流Δｉ_ｄｃ，Δｉ_ｑｃも電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑに含まれ誤差を与える。電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑのΔθの脈動に起因した成分をΔｅｉ_ｄ，Δｅｉ_ｑで示す。そして、上記誤差を含んだ推定電流と、検出された電流信号とに基づいて追従周波数演算部１１において、追従周波数ω_ｆが計算されるため、座標変換用の位相θにさらに誤差が含まれるようになる。このようにして、再度の座標変換処理においても、オブザーバ８０への入力電圧および電流推定誤差を求めるための検出された電流に脈動を含ませる悪循環をもたらす。また制御対象の電流信号ｉ_ｄｓ，ｉ_ｑｓ自体も脈動するため、トルク脈動の原因となる。

数式（５）によれば、Δθの脈動に起因した差分電圧Δｖ_ｄｃ，Δｖ_ｑｃが成すベクトルの方向は、電圧ベクトルＶと直交する方向となる。したがって、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑが成すベクトルから電圧ベクトルＶと直交する方向の成分を取り出すことにより、電圧の座標変換に起因する誤差成分を取り出すことが可能となる。

同様に、数式（７）によれば、Δθの脈動に起因した差分電流Δｉ_ｄｃ，Δｉ_ｑｃが成すベクトルの方向は、電流ベクトルＩと直交する方向となる。したがって、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑが成すベクトルから電流ベクトルＩと直交する方向の成分を取り出すことにより、電流の座標変換に起因する誤差成分を取り出すことが可能となる。

実施の形態１によるモータ制御装置１００においては、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑから座標変換に起因する誤差成分を取り出して、この誤差成分を用いて、回転座標と多相静止座標との間の座標変換用の位相θを補償することにより、位相θの脈動Δθを効果的に減衰させることができる。

以上説明した原理に基づいて周波数補償部９は構成されている。図５は、実施の形態１にかかる周波数補償部９の詳細な構成図である。但し、図５において、図１の加算器２２は省いて周波数補償部９を示してある。

周波数補償部９は、電圧ベクトル基準換算部９ａと、電流ベクトル基準換算部９ｂと、補償関数部９ｃと、補償関数部９ｄとを備える。

電圧ベクトル基準換算部９ａは、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑが成すベクトルから電圧ベクトルＶと直交する方向の成分を取り出す。具体的には、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）部９０は電圧指令ｖ_ｄｓ ^＊をローパスフィルタ処理した値ｖ_ｄ ^＊＿ＬＰＦを角度演算部９４に出力し、ローパスフィルタ部９１は電圧指令ｖ_ｑｓ ^＊をローパスフィルタ処理した値ｖ_ｑ ^＊＿ＬＰＦを角度演算部９４に出力する。上記ローパスフィルタ処理は、ＰＷＭインバータ２の出力電圧の代用として電圧指令を用いているので、両者が一致すると考えられる平均値である図２のｖ_ｄＤＣ，ｖ_ｑＤＣを求めるための近似的な処理である。そして、角度演算部９４は、以下の数式（８）に従って、電圧ベクトルＶの位相θｖを算出する。

直交成分演算部９６は、角度演算部９４が求めた位相θｖを用いて、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑが成すベクトルから電圧ベクトルＶと直交する方向の成分である（−ｓｉｎ（θｖ）・ｅｉ_ｄ＋ｃｏｓ（θｖ）・ｅｉ_ｑ）を算出して、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ：High Pass Filter）部９８に出力する。ハイパスフィルタ部９８は、上記電圧ベクトルＶと直交する方向の成分からハイパスフィルタ処理により残存する直流成分を除去して、電圧ベクトルＶと直交する方向の電流推定誤差の第１成分ｅｉ１を出力する。

同様に、電流ベクトル基準換算部９ｂは、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑが成すベクトルから電流ベクトルＩと直交する方向の成分を取り出す。具体的には、ローパスフィルタ部９２は電流信号ｉ_ｄｓをローパスフィルタ処理した値ｉ_ｄ ^＊＿ＬＰＦを角度演算部９５に出力し、ローパスフィルタ部９３は電流信号ｉ_ｑｓをローパスフィルタ処理した値ｉ_ｑ ^＊＿ＬＰＦを角度演算部９５に出力する。上記ローパスフィルタ処理は、平均値である図３のｉ_ｄＤＣ，ｉ_ｑＤＣを求めるための近似的な処理である。そして、角度演算部９５は、以下の数式（９）に従って、電流ベクトルＩの位相θｉを算出する。

直交成分演算部９７は、角度演算部９５が求めた位相θｉを用いて、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑが成すベクトルから電流ベクトルＩと直交する方向の成分である（−ｓｉｎ（θｉ）・ｅｉ_ｄ＋ｃｏｓ（θｉ）・ｅｉ_ｑ）を算出して、ハイパスフィルタ部９９に出力する。ハイパスフィルタ部９９は、上記電流ベクトルＩと直交する方向の成分からハイパスフィルタ処理により残存する直流成分を除去して、電流ベクトルＩと直交する方向の電流推定誤差の第２成分ｅｉ２を出力する。

補償関数部９ｃは、電流推定誤差の第１成分ｅｉ１に対してＰＩ制御処理を実行して第１補償周波数を出力し、補償関数部９ｄは、電流推定誤差の第２成分ｅｉ２に対してＰＩ制御処理を実行して第２補償周波数を出力する。補償関数部９ｃの出力である第１補償周波数と補償関数部９ｄの出力である第２補償周波数とは、加算器２３で加算されて補償周波数ω_ｃとして出力される。補償周波数ω_ｃは、モータ１の回転座標における座標変換用の位相θを補償するために、座標変換用の周波数ωを補償するための周波数である。

周波数補償部９を以上のような構成にすることで、電流推定誤差の座標変換に起因した成分を最大のゲインで取り出して補償に用いることができる。すなわち、実施の形態１にかかるモータ制御装置１００は、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑから脈動Δθが起因していると理論的に考えられる成分を取り出して補償に用いることで、単純にｄ軸側の推定誤差成分を利用して補償するよりも大幅にΔθを抑制して脈動の悪循環を抑制することができる。したがって、モータ制御装置１００は、外乱に起因した状態変数の推定誤差の拡大を抑えて、回転座標変換に起因する誤差の増幅を効果的に抑制することができる。

図５の周波数補償部９においては、電流推定誤差の電圧ベクトルＶと直交する方向の成分である第１成分ｅｉ１および電流ベクトルＩと直交する方向の成分である第２成分ｅｉ２の両者を加算して補償周波数ω_ｃを求めて補償に用いる構成を示した。しかし、モータ制御装置１００の構成、ＰＷＭインバータ２の構成、または各種センサの構成に応じて、第１成分ｅｉ１または第２成分ｅｉ２の振幅のより大きな方の成分のみを用いても良いし、両者を切り替えて用いても良い。

トルク脈動を抑えるためにモータ制御装置１００が行う補償方法は、少ない演算処理量で実行が可能なので、モータ制御装置１００を安価なマイクロコンピュータにより実現することができる。また、モータ制御装置１００によれば、電流検出誤差またはインバータ出力電圧誤差と、トルク脈動との間のトレードオフを改善することができるので、トルク脈動を許容範囲内に抑えることができれば、インバータ出力電圧値の補正および電流センサ３の補正といった調整の作業量を低減できるという効果が得られる。

また、モータ制御装置１００が行う補償方法は、座標変換という一般的な処理に伴って生ずる現象に基づいて補償しているため、モータ１の種類またはオブザーバ８０のフィードバックゲインの設計値によらず適用することができ、十分な抑制性能が得られると共に汎用性が高いという利点を有している。

実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２にかかるモータ制御装置２００の構成を説明する図である。モータ制御装置２００は、モータ１をセンサレス制御する場合の構成になっている。図６において、図１に示したエンコーダ４は省かれているが、モータ１に接続されていてもかまわない。実施の形態１と同様にモータ１としては誘導モータを例に取り説明するが、センサレス制御の仕組みおよび構造は永久磁石モータでも同じであり、モータ制御装置２００は、モータ１の種類を問わず適用することができる。

センサレス制御では、モータ１の速度推定精度が低下するので、電流推定誤差より得た推定速度も脈動するため、座標変換のための周波数が一層脈動する傾向がある。したがって、非センサレス制御時と比較して各信号の脈動が更に顕著となるおそれがある。また、脈動を含む推定速度に基づいて速度制御および電流制御がなされるので、モータ１の真の速度も大きく脈動する可能性がある。しかし、実施の形態２においても周波数補償部９を動作させることにより、Δθの脈動を抑制することが可能である。

図６のモータ制御装置２００は、図１の電気角周波数換算部１０の替りに、速度推定部１３が設けられているところがモータ制御装置１００と異なるが、それ以外の図１と同じ符号を付した構成要素は同様に動作するので、説明を省略する。

速度推定部１３は、モータ１の速度に対応する電気角周波数ω_ｒｅの推定値である推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅを求めて出力する。速度推定部１３が求めた推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅはモータ１の推定速度ω^＾ _ｒの極対数倍になっており、モータ１の推定された速度に比例する値である。速度推定部１３は、以下の数式（１０）のＰＩ演算を行うことにより推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅを求める。数式（１０）のＫ_ｐおよびＫ_ｉは、速度推定用のゲインである。

オブザーバ８０は、推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅを用いてモータ１の状態変数を推定して、推定誤差算出部８が速度推定誤差に起因する電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑを出力する。従って、本実施の形態２におけるオブザーバ８０は、以下に記載される数式（１１）を演算する。

ここで、数式（１１）の記号の説明は下記の通りである。

上記において、数式（１）で用いた電気角周波数ω_ｒｅは推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅに置き換わっている。また、座標変換用の周波数ωは、加算器２１が出力する推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅと追従周波数ω_ｆとの加算値として得られる。

センサレス制御では、上記したように、追従周波数ω_ｆに推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅを加算して座標変換用の周波数ωを求める。推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅは数式（１０）に示したように、電流推定誤差ｅｉ_ｄ，ｅｉ_ｑに基づいて求められるため、実施の形態１のモータ制御装置１００に比べて、座標変換に伴う電圧および電流の脈動の影響がさらに増加する。

図６において、Δθの脈動に起因した誤差成分の信号の流れを取り出すと図７に示すようになる。図７は、実施の形態２にかかるモータ制御装置２００における誤差成分の信号の流れを示す図である。図７に示されるように、実施の形態２のモータ制御装置２００におけるセンサレス制御では、Δθの悪循環のループにおいて、図４に対して、推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅを経由したパスが追加され、影響が拡大する。センサレス制御のため、脈動を含んだ推定電気角周波数ω^＾ _ｒｅにより速度制御および電流制御が実施されるため、実施の形態１のモータ制御装置１００のようにセンサ情報をフィードバックする制御と比較し、モータ制御装置２００内の各信号の脈動が大きくなる可能性がある。しかし、実施の形態２にかかるモータ制御装置２００によれば、モータ１をセンサレス制御する場合でも、周波数補償部９が動作することにより、Δθの脈動を抑制し、推定速度、トルクおよびモータ１の真の速度の脈動を大きく抑制することが可能となる。

実施の形態３．
実施の形態１にかかるモータ制御装置１００では、モータ１にはエンコーダ４が接続されていたが、実施の形態３においては、図１のエンコーダ４に変えてレゾルバおよびＲＤ（Resolver‐Digital）コンバータを組み合わせた構成によりモータ１の速度検出を行う。レゾルバは、モータ１の回転軸の角度を検知するセンサである。ＲＤコンバータは、レゾルバの出力信号をデジタルの角度データに変換処理する。

レゾルバは温度により電気出力変動がある。このレゾルバの信号を用いて速度検出をした場合に、検出速度の精度が低下し脈動が重畳する可能性がある。この脈動は、実施の形態１の図４で説明したΔθの脈動の循環ループにおいて、検出速度の誤差に相当するΔω_ｒｅの経路で入り込み、Δθの脈動の悪循環のループのトリガとなる。実施の形態３においても、周波数補償部９の動作によりΔθの脈動が抑制され、これに伴う電流脈動を抑制することができる。特に、電流制御のみを行うレゾルバを利用したモータ駆動システムにおいて効果的である。

実施の形態４．
実施の形態１から実施の形態３にかかるモータ制御装置内の特定の機能を持った各構成要素の機能は、プロセッサ上で実行されるプログラムの信号処理と、プロセッサ上に設けられた論理回路における信号処理とにより実現される構成としてもよい。

図８は、本発明の実施の形態４にかかるモータ制御装置３００の構成を説明する図である。図８のモータ制御装置３００は、プロセッサ１４および記憶装置１５より実現される。図８のモータ制御装置３００は、図１のモータ制御装置１００、図６のモータ制御装置２００または実施の形態３にかかるモータ制御装置の機能および動作を、プロセッサ１４上で実行されるプログラムの処理にて実施する場合の構成を記載したものである。プロセッサ１４は上記プログラムを記憶装置１５から読み出して、実行する。またプロセッサ１４は、その処理の過程で一時的に記憶すべき情報の書き込みまたは読み出しを記憶装置１５に対して行う。

実施の形態１の図１におけるモータ制御装置１００の座標変換部５、電流制御部６、座標変換部７、推定誤差算出部８、周波数補償部９、電気角周波数換算部１０、追従周波数演算部１１、積分器１２および加算器２１の機能は、プロセッサ１４上で実行されるプログラムの処理にて実現することができる。センサレス制御を行う実施の形態２の図６におけるモータ制御装置２００の場合、図１の構成要素の電気角周波数換算部１０を速度推定部１３に置き換えた各構成要素の機能は、プロセッサ１４上で実行されるプログラムの処理にて実現することができる。実施の形態３にかかるモータ制御装置の各構成要素の機能は、プロセッサ１４上で実行されるプログラムの処理にて実現することができる。なお、実施の形態１から実施の形態３にかかるモータ制御装置の機能の一部をプロセッサ１４上で実行されるプログラムの処理にて実現してもよい。また、図１または図６において各構成要素の間を行き来する信号は、記憶装置１５に一時的に記憶される情報として実現される。このようにして、プロセッサ１４上で実行されるプログラムの信号処理とプロセッサ１４上に設けられた論理回路における信号処理との結果によっても、実施の形態１から実施の形態３で得られたのと同様な効果が得られる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１モータ、２ＰＷＭインバータ、３電流センサ、４エンコーダ、５，７座標変換部、６電流制御部、８推定誤差算出部、９周波数補償部、９ａ電圧ベクトル基準換算部、９ｂ電流ベクトル基準換算部、９ｃ，９ｄ補償関数部、１０電気角周波数換算部、１１追従周波数演算部、１２積分器、１３速度推定部、１４プロセッサ、１５記憶装置、２１，２２，２３加算器、８０オブザーバ、９０，９１，９２，９３ローパスフィルタ部、９４，９５角度演算部、９６，９７直交成分演算部、９８，９９ハイパスフィルタ部、１００，２００，３００モータ制御装置。

Claims

モータの状態変数を推定する状態推定器を有し、前記状態変数の値と前記モータの回転座標において前記モータの状態を示す検出信号の値との差である推定誤差を算出する推定誤差算出部と、
前記推定誤差の前記回転座標における電圧ベクトルと直交する方向の成分である第１成分および前記推定誤差の前記回転座標における電流ベクトルと直交する方向の成分である第２成分の少なくともいずれか一方を求めて、前記第１成分および前記第２成分の少なくともいずれか一方を用いて前記回転座標と多相静止座標との間の座標変換用の位相を補償するための補償周波数を求める周波数補償部と、
を備え、
前記状態変数は推定電流であり、前記検出信号は電流信号であり、前記推定誤差は電流推定誤差である
ことを特徴とするモータ制御装置。
前記周波数補償部は、前記第１成分から求めた第１補償周波数と、前記第２成分から求めた第２補償周波数とを加算した値を前記補償周波数とする
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
前記推定誤差に基づいて前記モータの速度を推定する速度推定部を備える
ことを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御装置。
前記状態推定器は、前記速度推定部により推定された前記速度を用いて前記状態変数を推定する
ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。