JP7059637B2 - 信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents

Description

本件は、信号処理装置及び信号処理方法に関する。

大容量のデータ伝送の需要の増加に応じ、例えば、１つの波長光で１００（Ｇｂｐｓ）以上の伝送を可能とするデジタルコヒーレント伝送方式が研究開発されている。デジタルコヒーレント伝送方式では、強度変調方式とは異なり、信号の変調に、光の強度だけでなく、光の位相も用いられる。このような変調方式としては、例えば位相偏移変調（PSK: Phase Shift Keying）や直交振幅変調（QAM: Quadrature Amplitude Modulation）が挙げられる。

この種の変調方式では、様々な要因により送信器及び受信器の各々において同相成分の信号と直交位相成分の信号の間のスキュー、パワー差、及び直交偏差（位相回転）などが生ずる。この事象は、例えばＩＱ歪み（あるいはＩＱ不平衡やＩＱ不完全性など）と呼ばれ、信号劣化の原因となる。これに対し、例えば特許文献１及び２には、受信器で生じたＩＱ歪みの補償手段について記載されている。

特開２０１０－１９３２０４号公報 米国特許出願公開第２０１１／０２４９９８１号明細書

しかし、送信器で生じたＩＱ歪みは、例えばガウス雑音や位相雑音のように伝送路で生ずる雑音、偏波変動、及び信号光と局発光の周波数オフセットの影響のために補償することが難しい。このため、受信器の適応等化回路（AEQ: Adaptive Equalizer）は、ＩＱ歪みがある信号が入力された場合、例えばＣＭＡ（Constant Module Algorism）のように、信号の振幅を目標値とするアルゴリズムによりＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタのタップ係数を更新するとき、その演算処理の誤差が大きくなるおそれがある。

このため、適応等化回路は、ＩＱ歪みがある信号に対して伝送路特性の影響を十分に補償することができず、信号品質の低下のおそれがある。

本件は、信号品質を向上することができる信号処理装置及び信号処理方法を提供することを目的とする。

１つの態様では、信号処理装置は、フィルタ係数に基づき信号の適応等化処理を行うフィルタ部と、前記信号の振幅を目標値とするアルゴリズムにより前記フィルタ係数を更新する更新部と、前記振幅と所定値の差分を算出する算出部と、前記アルゴリズムに基づく前記振幅の制御量が抑制されるように、前記差分に基づき前記目標値を補正する補正部とを有する。

１つの態様では、信号処理方法は、フィルタ係数に基づき信号の適応等化処理を行い、前記信号の振幅を目標値とするアルゴリズムにより前記フィルタ係数を更新し、前記振幅と所定値の差分を算出し、前記アルゴリズムに基づく前記振幅の制御量が抑制されるように、前記差分に基づき前記目標値を補正する方法である。

１つの側面として、信号品質を向上することができる。

送信器の一例を示す構成図である。 受信器の一例を示す構成図である。 ＩＱ歪みの例を示す図である。 適応等化処理部の一例を示す構成図である。 光信号Ｓｔの一例を示す構成図である。 補正値算出回路の一例を示す構成図である。 目標振幅補正回路の一例を示す構成図である。 補正値算出回路の他の例を示す構成図である。 消光比ごとのＱ値の特性の例を示す図である。 タップ係数を更新するＣＰＵ回路の一例を示す構成図である。 補正値算出部の処理の一例を示すフローチャートである。 目標振幅補正部の処理の一例を示すフローチャートである。 補正値算出部及び目標振幅補正部の処理の他の例を示すフローチャートである。

図１は、送信器９０の一例を示す構成図である。送信器９０は、偏波多重方式を用い、デジタルコヒーレント光伝送方式に従って光信号Ｓｔを、光ファイバなどの伝送路９１を介し受信器９２に送信する。

送信器９０は、送信処理回路８０と、デジタルアナログ変換器（DAC: Digital-to-Analog Converter）８２ａ～８２ｄと、マッハツェンダ変調器（MZM: Mach-Zehnder Modulator）８３ａ～８３ｄとを有する。さらに、送信器９０は、偏波ビームコンバイナ（PBC: Polarization Beam Combiner）８５と、偏波ビームスプリッタ（PBS: Polarization Beam Splitter）８６と、光源８７とを有する。

送信処理回路８０は、他装置から入力されたデータ信号Ｄｔからデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを生成する。送信処理回路８０は、マッピング部８０１と、予等化処理部８０２とを有する。なお、送信処理回路８０としては、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）が挙げられるが、これに限定されず、例えばＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）であってもよい。また、送信処理回路８０には、上記以外にもパルス形成などの機能が含まれてもよい。

マッピング部８０１は、データ信号Ｄｔを変調処理のシンボルにマッピングする。変調方式としては、ＱＰＳＫ（Quadrature PSK）やＢＰＳＫ（Binary PSK）が挙げられるが、これに限定されず、ＱＡＭが用いられてもよい。マッピング部８０１は、Ｈ偏波及びＶ偏波にそれぞれ割り当てるデータ信号Ｄｔのデータ成分のマッピング処理を実行する。マッピング部８０１は、Ｈ偏波及びＶ偏波のデータ成分を予等化処理部８０２に出力する。

予等化処理部８０２は、Ｈ偏波及びＶ偏波のデータ成分に対し予等化処理を行う。例えば、予等化処理部８０２は、データ成分に対し、予め伝送路９１の伝送路特性とは逆の特性を電気的に与えておくことにより伝送路特性による信号波形の歪みを抑制する。予等化処理部８０２は、Ｈ偏波及びＶ偏波のデータ成分を、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，ＶｑとしてＤＡＣ８２ａ～８２ｄにそれぞれ出力する。

ここで、デジタル信号ＨｉはＨ偏波の同相成分であり、デジタル信号ＨｑはＨ偏波の直交位相成分である。また、デジタル信号ＶｉはＶ偏波の同相成分であり、デジタル信号ＶｑはＶ偏波の直交位相成分である。

ＤＡＣ８２ａ～８２ｄは、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑをそれぞれアナログ信号に変換する。アナログ信号は、ＭＺＭ８３ａ～８３ｄに入力される。なお、ＤＡＣ８２ａ～８２ｄは、送信処理回路８０内に構成されてもよい。

光源８７は、例えばレーザダイオードなどから構成され、所定の中心周波数の送信光ＬＯｓをＰＢＳ８６に出力する。ＰＢＳ８６は、送信光ＬＯｓをＨ軸及びＶ軸（偏光軸）に分離する。送信光ＬＯｓのＨ偏波成分はＭＺＭ８３ａ，８３ｂにそれぞれ入力され、送信光ＬＯｓのＶ偏波成分はＭＺＭ８３ｃ，８３ｄにそれぞれ入力される。

ＭＺＭ８３ａ～８３ｄは、ＤＡＣ８２ａ～８２ｄからのアナログ信号に基づき送信光ＬＯｓを光変調する。より具体的には、ＭＺＭ８３ａ，８３ｂは、送信光ＬＯｓのＨ軸成分をＤＡＣ８２ａ，８２ｂからのアナログ信号に基づき光変調し、ＭＺＭ８３ｃ，８３ｄは、送信光ＬＯｓのＶ軸成分をＤＡＣ８２ｃ，８２ｄからのアナログ信号に基づき光変調する。

光変調された送信光ＬＯｓのＨ軸成分及びＶ軸成分はＰＢＣ８５に入力される。ＰＢＣ８５は、送信光ＬＯｓのＨ軸成分及びＶ軸成分を偏波合成することにより光信号Ｓｔを生成し伝送路９１に出力する。

図２は、受信器９２の一例を示す構成図である。受信器９２は送信器９０から光信号Ｓｔを受信する。

受信器９２は、信号処理装置の一例であり、受信処理回路７０と、ＡＤＣ（Analog-to-Digital Convertor）７２ａ～７２ｄと、フロントエンド部７９とを有する。フロントエンド部７９は、光源７１と、バランス型のフォトダイオード（PD: Photodiode）７３ａ～７３ｄと、９０度光ハイブリッド回路７４０，７４１と、ＰＢＳ７５，７６とを有する。

ＰＢＳ７６は、光信号ＳｔをＨ軸成分及びＶ軸成分に分離して９０度光ハイブリッド回路７４０，７４１にそれぞれ出力する。また、光源７１は、例えばレーザダイオードなどから構成され、所定の中心周波数の局発光ＬＯｒをＰＢＳ７５に入力する。ＰＢＳ７５は、局発光ＬＯｒをＨ軸成分及びＶ軸成分に分離して９０度光ハイブリッド回路７４０，７４１にそれぞれ出力する。

９０度光ハイブリッド回路７４０は、光信号ＳｔのＨ軸成分及び局発光ＬＯｒのＨ軸成分を干渉させるための導波路を有し、光信号ＳｔのＨ軸成分を検波する。９０度光ハイブリッド回路７４０は、検波結果として、同相成分及び直交位相成分の振幅及び位相に応じた光成分をＰＤ７３ａ，７３ｂにそれぞれ出力する。

９０度光ハイブリッド回路７４１は、光信号ＳｔのＶ軸成分及び局発光ＬＯｒのＶ軸成分を干渉させるための導波路を有し、光信号ＳｔのＶ軸成分を検波する。９０度光ハイブリッド回路７４１は、検波結果として、同相成分及び直交位相成分の振幅及び位相に応じた光成分をＰＤ７３ｃ，７３ｄにそれぞれ出力する。

ＰＤ７３ａ～７３ｄは、９０度光ハイブリッド回路７４０，７４１から入力された光成分を電気信号に変換して、電気信号をＡＤＣ７２ａ～７２ｄにそれぞれ出力する。ＡＤＣ７２ａ～７２ｄは、ＰＤ７３ａ～７３ｄから入力された電気信号をデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑにそれぞれ変換する。デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは受信処理回路７０に入力される。

受信処理回路７０は、分散補償部７００と、適応等化処理部７０１と、周波数オフセット補償部７０２と、搬送波位相復元部７０３とを有する。なお、受信処理回路７０としては、例えばＤＳＰが挙げられるが、これに限定されず、例えばＦＰＧＡであってもよい。また、受信処理回路７０には、上記以外の機能が含まれてもよい。

分散補償部７００は、伝送路９１上の波長分散により生じた光信号Ｓｔの波形歪みを固定的なパラメータに基づいて補償する。分散補償部７００は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを適応等化処理部７０１に出力する。

適応等化処理部７０１は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに対し適応等化処理を行う。より具体的には、適応等化処理部７０１は、伝送路９１上の波長分散や非線形光学効果などにより生じた光信号Ｓｔの波形歪みを動的なパラメータに基づいて補償する。

適応等化処理部７０１は光信号Ｓｔの品質劣化を補償する。より具体的には、適応等化処理部７０１は、ＦＩＲフィルタによりデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに対し伝送路９１の特性とは逆の特性を与えることにより、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形を補正する。適応等化処理部７０１は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを周波数オフセット補償部７０２に出力する。なお、適応等化処理部７０１の構成は後述する。

周波数オフセット補償部７０２は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑが変調方式に応じた信号コンスタレーション（信号空間ダイヤグラム）により正常に復調処理されるように、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの搬送周波数と光源７１の間の周波数の差分及び位相の差分を補償する。周波数オフセット補償部７０２は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを搬送波位相復元部７０３に出力する。

搬送波位相復元部７０３は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑから雑音成分を除去し、正しい搬送波位相を推定し、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相を、推定した搬送波位相に同期させる。このようにして復元されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、受信器９２から他の装置に出力される。

上記の構成において、送信器９０では、例えばＭＺＭ８３ａ～８３ｄの消光特性の不完全性のため、光信号ＳｔにＩＱ歪みが生ずる。このため、受信器９２には、例えばガウス雑音や位相雑音などの伝送路９１上の雑音成分の影響だけでなく、ＩＱ歪みがある光信号Ｓｔが入力される。したがって、光信号Ｓｔから得られるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑにも、伝送路９１上の雑音成分とＩＱ歪みが含まれている。

図３は、ＩＱ歪みの例を示す図である。本例では、変調方式としてＱＰＳＫが用いられた場合を挙げる。

符号Ｇａは、ＩＱ平面におけるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの理想的な信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）の配置を示す。信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）は、原点Ｏを基準として互いに対称な位置関係にある。このため、各信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）と原点Ｏとの距離、つまり振幅Ｒa_ideal（１）～Ｒa_ideal（４）は互いに等しくなる。

符号Ｇｂは、送信器９０のＭＺＭ８３ａ～８３ｄの消光特性の不完全性のため、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，ＶｑにＤＣ（Direct Current）オフセットが生じた場合の信号点Ｐ（１）～Ｐ（４）の配置を示す。なお、点線は、理想的な信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）の配置を示す。

ＭＺＭ８３ａ～８３ｄの消光特性が悪い場合、送信器９０の消光比が劣化し、光信号Ｓｔが出力されていない無信号状態において伝送路９１に漏れる光成分が増加する。このため、信号点Ｐ（１）～Ｐ（４）の配置は、理想的な信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）の配置からずれてしまう。これにより、信号点Ｐ（１）～Ｐ（４）の振幅Ｒa（１）～Ｒa（４）と理想的な信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）の振幅Ｒa_ideal（１）～Ｒa_ideal（４）の間に誤差が生ずる。

符号Ｇｃは、ＭＺＭ８３ａ～８３ｄにおける直交変調のずれのため、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，ＶｑにＩＱ直交ずれが生じた場合の信号点Ｐ（１）～Ｐ（４）の配置を示す。なお、点線は、理想的な信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）の配置を示す。

この場合も、信号点Ｐ（１）～Ｐ（４）の配置は、理想的な信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）の配置からずれてしまう。このため、信号点Ｐ（１）～Ｐ（４）の振幅Ｒa（１）～Ｒa（４）と理想的な信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）の振幅Ｒa_ideal（１）～Ｒa_ideal（４）の間に誤差が生ずる。

再び図２を参照すると、適応等化処理部７０１は、伝送路９１の特性を推定することにより、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに対し伝送路９１上の雑音成分の補償を行う。このとき、適応等化処理部７０１は、例えばＣＭＡやＲＤＥ（Radius Directed Equalization）のように、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの振幅を目標値とするアルゴリズムによりＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する。

しかし、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，ＶｑにＩＱ歪みが含まれている場合、タップ係数を更新するための演算処理の誤差が大きくなるおそれがある。このため、適応等化処理部７０１は、ＩＱ歪みがあるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに対して伝送路特性の影響を十分に補償することができず、信号品質の低下のおそれがある。

そこで、適応等化処理部７０１は、タップ係数の更新において、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの振幅に基づき振幅の目標値を補正する。このため、適応等化処理部７０１は、振幅と目標値の差分を小さくすることができ、ＣＭＡやＲＤＥなどのアルゴリズムに基づく振幅の制御量を抑えることができる。したがって、適応等化処理部７０１は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに対するＩＱ歪みの補償量を低減することにより、伝送路９１上の雑音成分の補償に対するＩＱ歪みの影響を低減することができる。以下に適応等化処理部７０１の構成について述べる。

図４は、適応等化処理部７０１の一例を示す構成図である。適応等化処理部７０１は、係数更新回路２と、目標振幅補正回路３と、補正値算出回路４と、フィルタ部５とを有する。

係数更新回路２、目標振幅補正回路３、及び補正値算出回路４は、受信処理回路７０とは別に、ＦＰＧＡのようなハードウェアにより構成されてもよいし、あるいは、後述するようにソフトウェアの機能として構成されてもよい。なお、Ｈ偏波の入力信号Ｈｒは、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑから合成された信号であり、Ｖ偏波の入力信号Ｖｒは、デジタル信号Ｖｉ，Ｖｑから合成された信号である。

フィルタ部５は、タップ係数Ｗｈｈ（ｍ），Ｗｖｈ（ｍ），Ｗｈｖ（ｍ），Ｗｖｖ（ｍ）に基づき入力信号Ｈｒ，Ｖｒの適応等化処理を行う。フィルタ部４は、適応等化処理を行った入力信号Ｈｒ，Ｖｒを出力信号Ｈｙ，Ｖｙとして出力する。なお、タップ係数Ｗｈｈ（ｍ），Ｗｖｈ（ｍ），Ｗｈｖ（ｍ），Ｗｖｖ（ｍ）はフィルタ係数の一例である。

フィルタ部４は、フィルタ回路５０と、加算器５１，５２とを有する。フィルタ回路５０は、例えばバタフライ型フィルタ回路を構成するように接続されたＦＩＲフィルタ５０ａ～５０ｄを含む。Ｈ偏波の入力信号ＨｒはＦＩＲフィルタ５０ａ，５０ｃに入力され、Ｖ偏波の入力信号ＶｒはＦＩＲフィルタ５０ｂ，５０ｄに入力される。

タップ係数Ｗｈｈ（ｍ），Ｗｖｈ（ｍ），Ｗｈｖ（ｍ），Ｗｖｖ（ｍ）は、係数更新回路２からフィルタ回路５０に対して設定される。なお、フィルタ回路５０には、例えば、タップ係数Ｗｈｈ（ｍ），Ｗｖｈ（ｍ），Ｗｈｖ（ｍ），Ｗｖｖ（ｍ）を保持するためのメモリ（不図示）が設けられている。

ＦＩＲフィルタ５０ａは、タップ係数Ｗｈｈ（ｍ）を用いて入力信号Ｈｒをフィルタリングして加算器５１に出力し、ＦＩＲフィルタ５０ｃは、タップ係数Ｗｈｖ（ｍ）を用いて入力信号Ｈｒをフィルタリングして加算器５２に出力する。ＦＩＲフィルタ５０ｂは、タップ係数Ｗｖｈ（ｍ）を用いて入力信号Ｖｒをフィルタリングして加算器５１に出力し、ＦＩＲフィルタ５０ｄは、タップ係数Ｗｖｖ（ｍ）を用いて入力信号Ｖｒをフィルタリングして加算器５２に出力する。

加算器５１は、ＦＩＲフィルタ５０ａ，５０ｂからの各信号を加算することにより出力信号Ｈｙを生成して出力する。加算器５２は、ＦＩＲフィルタ５０ｃ，５０ｄからの各信号を加算することにより出力信号Ｖｙを生成して出力する。

係数更新回路２は、入力信号Ｈｒ，Ｖｒ及び出力信号Ｈｙ，Ｖｙに基づきタップ係数Ｗｈｈ（ｍ），Ｗｖｈ（ｍ），Ｗｈｖ（ｍ），Ｗｖｖ（ｍ）を更新し、フィルタ回路５０に設定する。タップ係数Ｗｈｈ（ｍ），Ｗｖｈ（ｍ），Ｗｈｖ（ｍ），Ｗｖｖ（ｍ）の更新は、光信号Ｓｔに周期的に挿入される所定の試験パタンデータを用いて行われる。

図５は、光信号Ｓｔの一例を示す構成図である。光信号Ｓｔには、ユーザデータ及び試験パタンデータが含まれる。試験パタンデータとしては、既知のトレーニングシーケンスやパイロットシンボルが挙げられる。全データに対する試験パタンデータの占める比率は、例えば数パーセント程度である。試験パタンデータには、時系列上、複数の種類のシンボルが所定の順序で並んでいる。なお、シンボルの種類について、図３の例の場合、信号点Ｐｏ（１）～Ｐｏ（４）が、例えばデジタル値「００」、「０１」、「１０」、及び「１１」のシンボルにそれぞれ対応する。

再び図４を参照すると、係数更新回路２は、振幅差算出回路２０，２１と、乗算器２３ａ～２３ｄと、加算器２４ａ～２４ｄと、複素共役算出回路２５，２６とを含む。係数更新回路２は、更新部の一例であり、タップ係数Ｗｈｈ（ｍ），Ｗｖｈ（ｍ），Ｗｈｖ（ｍ），Ｗｖｖ（ｍ）を入力信号Ｈｒ，Ｖｒ及び出力信号Ｈｙ，Ｖｙの振幅と振幅の目標値とに基づき更新する。

Ｌｈ＝μ（Ｒａ（ｋ）^２－｜ｙｈ（ｍ）｜^２）ｙｈ（ｍ） ・・・（１）
Ｌｖ＝μ（Ｒａ（ｋ）^２－｜ｙｖ（ｍ）｜^２）ｙｖ（ｍ） ・・・（２）

振幅差算出回路２０，２１は、出力信号Ｈｙ，Ｖｙの振幅（複素振幅）ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）と目標値Ｒａ（ｋ）の差分に関する変数Ｌｈ，Ｌｖを算出する。例えば、振幅差算出回路２０は上記の式（１）から変数Ｌｈを算出し、振幅差算出回路２１は上記の式（２）から変数Ｌｖを算出する。式（１）及び式（２）において、μは伝送条件に応じて設定される固定値である。また、変数ｋは、シンボルの種類に応じて決定される値である。振幅差算出回路２０は、変数Ｌｈを乗算器２３ａ，２３ｂに出力し、振幅差算出回路２１は、変数Ｌｖを乗算器２３ｃ，２３ｄに出力する。

また、複素共役算出回路２５，２６は、入力信号Ｈｒ，Ｖｒから振幅（複素振幅）ｒｈ（ｍ），ｒｖ（ｍ）の複素共役の値ｒｈ^＊（ｍ），ｒｖ^＊（ｍ）を算出する。複素共役算出回路２５は、複素共役の値ｒｈ^＊（ｍ）を乗算器２３ａ，２３ｃに出力し、複素共役算出回路２６は、複素共役の値ｒｖ^＊（ｍ）を乗算器２３ｂ，２３ｄに出力する。

乗算器２３ａは、複素共役の値ｒｈ^＊（ｍ）と変数Ｌｈを乗算して加算器２４ａに出力する。加算器２４ａは、乗算器２３ａからの入力値に現在のタップ係数Ｗｈｈ（ｍ）を加算することにより新たなタップ係数Ｗｈｈ（ｍ＋１）を算出してフィルタ回路５０に設定する。

乗算器２３ｂは、複素共役の値ｒｖ^＊（ｍ）と変数Ｌｈを乗算して加算器２４ｂに出力する。加算器２４ｂは、乗算器２３ｂからの入力値に現在のタップ係数Ｗｖｈ（ｍ）を加算することにより新たなタップ係数Ｗｖｈ（ｍ＋１）を算出してフィルタ回路５０に設定する。

乗算器２３ｃは、複素共役の値ｒｈ^＊（ｍ）と変数Ｌｖを乗算して加算器２４ｃに出力する。加算器２４ｃは、乗算器２３ｃからの入力値に現在のタップ係数Ｗｈｖ（ｍ）を加算することにより新たなタップ係数Ｗｈｖ（ｍ＋１）を算出してフィルタ回路５０に設定する。

乗算器２３ｄは、複素共役の値ｒｖ^＊（ｍ）と変数Ｌｖを乗算して加算器２４ｄに出力する。加算器２４ｄは、乗算器２３ｄからの入力値に現在のタップ係数Ｗｖｖ（ｍ）を加算することにより新たなタップ係数Ｗｖｖ（ｍ＋１）を算出してフィルタ回路５０に設定する。

ｗ（ｍ＋１）＝ｗ（ｍ）－μｒ^＊（ｍ）（Ｒａ（ｋ）^２－｜ｙ（ｍ）｜^２）ｙ（ｍ）
・・・（３）

このようにして、係数更新回路２は、入力信号Ｈｒ，Ｖｒの振幅が目標値Ｒａ（ｋ）に近づくようにタップ係数Ｗｈｈ（ｍ），Ｗｖｈ（ｍ），Ｗｈｖ（ｍ），Ｗｖｖ（ｍ）を更新する。更新処理は、光信号Ｓｔに挿入された試験パタンデータが適応等化処理部７０１に入力されているときに実行される。なお、上記の式（３）は、更新後のタップ係数ｗ（ｍ＋１）と更新前のタップ係数ｗ（ｍ）の関係を一般的に表したものである。式（３）において、変数ｙ（ｍ）は入力信号Ｈｒ，Ｖｒの振幅を示し、変数ｒ^＊（ｍ）は入力信号Ｈｒ，Ｖｒの振幅の複素共役の値である。

目標振幅補正回路３は、補正部の一例であり、出力信号Ｈｙ，Ｖｙの振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）に基づき目標値Ｒａ（ｋ）を補正する。このため、目標振幅補正回路３は、目標値Ｒａ（ｋ）を振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）に近づけることができ、係数更新回路２は、ＩＱ歪みによる振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）と目標値Ｒａ（ｋ）のずれの制御量を抑えることができる。

これにより、係数更新回路２は、伝送路９１上の雑音成分の補償に対するＩＱ歪みの影響を低減することができる。したがって、受信器９２は信号品質を向上することができる。

目標振幅補正回路３は、例えば、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）と、図３に示された理想的な振幅Ｒa_ideal（ｋ）との差分ΔＲ（ｋ）から目標値Ｒａ（ｋ）を補正する。補正値算出回路４は、算出部の一例であり、差分ΔＲ（ｋ）を算出する。補正値算出回路４は、差分ΔＲ（ｋ）から目標値Ｒａ（ｋ）に対する振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）のずれを推定する。このため、係数更新回路２は、理想的な振幅Ｒa_ideal（ｋ）に基づいて高精度にタップ係数Ｗｈｈ（ｍ），Ｗｖｈ（ｍ），Ｗｈｖ（ｍ），Ｗｖｖ（ｍ）を更新することができる。

ΔＲav（ｋ）＝Σ_＝１｛ΔＲ（ｋ，ｎ）｝／Ｎ
＝Σ_＝１（Ｒa_ideal（ｋ）－｜ｙ（ｋ，ｎ）｜）／Ｎ・・・（４）

より具体的には、補正値算出回路４は、上記の式（４）から、差分ΔＲ（ｋ）をＮ回（Ｎ：２以上の整数）連続で算出し、その差分ΔＲ（ｋ）の平均値ΔＲav（ｋ）を算出する。式（４）おいて、変数ΔＲ（ｋ，ｎ）は、ｎ回目（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）に算出された差分ΔＲ（ｋ）であり、変数ｙ（ｋ，ｎ）は、Ｎ回の振幅検出のうち、ｎ回目に検出された種類＃ｋ（ｋ＝１，２，３，４）のシンボルの振幅である。これにより、補正値算出回路４は、入力信号Ｈｒ，Ｖｒに含まれる雑音の影響を低減し、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）と目標値Ｒａ（ｋ）のずれの推定の精度を向上することができる。

なお、平均値ΔＲav（ｋ）の算出手段には限定がなく、例えば回数ｎごとに重み係数を差分ΔＲ（ｋ）に乗算することにより重み付きの平均化が行われてもよい。また、例えば最適な動作点の検出のため、送信器９０が光信号Ｓｔをディザリング（Dithering）する場合、目標値Ｒａ（ｋ）に対する振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）のずれは時間的に変動する。この場合、補正値算出回路４は、その変動に合わせて目標値Ｒａ（ｋ）を補正するため、例えば変動の時定数に応じて上記の回数Ｎを変更してもよい。

Ｒａ（ｋ）＝Ｒa_ideal（ｋ）＋ΔＲav（ｋ） ・・・（５）

目標振幅補正回路３は、平均値ΔＲav（ｋ）から目標値Ｒａ（ｋ）を補正する。例えば、目標振幅補正回路３は、上記の式（５）から目標値Ｒａ（ｋ）を補正して、振幅差算出回路２０，２１に出力する。これにより、目標値Ｒａ（ｋ）に対する振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）のずれが低減される。

図６は、補正値算出回路４の一例を示す構成図である。補正値算出回路４は、同期回路４０と、振幅検出回路４１と、スイッチ回路４２と、スイッチ制御回路４３と、加算器４４ａ～４４ｃと、平均値算出回路４５ａ～４５ｃとを有する。

同期回路４０は、出力信号Ｈｙ，Ｖｙに対し同期検出を行うことにより出力信号Ｈｙ，Ｖｙに含まれる試験パタンデータを検出する。同期回路４０は、試験パタンデータの検出をスイッチ制御回路４３に通知する。出力信号Ｈｙ，Ｖｙは同期回路４０から振幅検出回路４１に入力される。振幅検出回路４１は、例えば入力信号Ｈｒ，Ｖｒに対し電圧検出を行うことにより振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）を検出して、その絶対値をスイッチ回路４２に出力する。

スイッチ回路４２は、スイッチ制御回路４３からの制御に従い、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の絶対値の出力先の加算器４４ａ～４４ｃを切り替える。加算器４４ａ～４４ｃは、試験パタンデータに含まれるシンボルの種類＃ｋごとに設けられている。例えば、変調方式がＱＰＳＫである場合、図３に示されるように、シンボルは４種類（ｋ＝１，２，３，４）となる。

スイッチ制御回路４３は、同期回路４０から試験パタンデータの検出が通知されると、予め設定された試験パタンデータのシンボルパタンに従いスイッチ回路４２を制御する。このため、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の値は、シンボルの種類＃ｋに応じた加算器４４ａ～４４ｃに出力される。

加算器４４ａ～４４ｃは、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の符号を反転して理想的な振幅Ｒa_ideal（１）～（Ｍ）（Ｍ：２以上の整数、ｋ＝１，２，・・・，Ｍ）に加算する。つまり、加算器４４ａ～４４ｃは、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）（＝ｙ（ｋ，ｎ））の絶対値と理想的な振幅Ｒa_ideal（１）～Ｒa_ideal（Ｍ）の差分ΔＲ（１）～ΔＲ（Ｍ）をそれぞれ算出する。差分ΔＲ（１）～ΔＲ（Ｍ）は、平均値算出回路４５ａ～４５ｃにそれぞれ入力される。

平均値算出回路４５ａ～４５ｃは、上記の式（４）に従い、加算器４４ａ～４４ｃによりＮ回算出された差分ΔＲ（１）～ΔＲ（Ｍ）の平均値ΔＲav（１）～ΔＲav（Ｍ）をそれぞれ算出する。平均値算出回路４５ａ～４５ｃは、例えば、加算器４４ａ～４４ｃから差分ΔＲ（１）～ΔＲ（Ｍ）が入力されるたびにメモリなどの保持手段により差分ΔＲ（１）～ΔＲ（Ｍ）の値をそれぞれ保持する。平均値算出回路４５ａ～４５ｃは、保持された差分ΔＲ（Ｍ）の値がＮ個に達すると平均値ΔＲav（１）～ΔＲav（Ｍ）を算出する。

このように、補正値算出回路４は、複数回算出された差分ΔＲ（１）～ΔＲ（Ｍ）の平均値ΔＲav（１）～ΔＲav（Ｍ）を算出する。平均値ΔＲav（１）～ΔＲav（Ｍ）は目標振幅補正回路３に入力される。

図７は、目標振幅補正回路３の一例を示す構成図である。目標振幅補正回路３は、加算器３０ａ～３０ｃを有する。加算器３０ａ～３０ｃは、平均値ΔＲav（１）～ΔＲav（Ｍ）に理想的な振幅Ｒa_ideal（１）～（Ｍ）を加算する。これにより、加算器３０ａ～３０ｃは、補正された目標値Ｒａ（１）～Ｒａ（Ｍ）を算出する。

このように、目標振幅補正回路３は、平均値ΔＲav（１）～ΔＲav（Ｍ）から目標値Ｒａ（１）～Ｒａ（Ｍ）を補正する。これにより、補正値算出回路４は、入力信号Ｈｒ，Ｖｒに含まれる雑音の影響を低減し、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）と目標値Ｒａ（ｋ）のずれの推定の精度を向上することができる。目標振幅補正回路３は、目標値Ｒａ（１）～Ｒａ（Ｍ）を振幅差算出回路２０，２１に設定する。

また、目標振幅補正回路３は、試験パタンデータのシンボルの種類＃ｋごとに目標値Ｒａ（１）～Ｒａ（Ｍ）を補正する。このため、係数更新回路２は、ＩＱ歪みによる振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）と目標値Ｒａ（ｋ）のずれの制御量をシンボルの種類＃ｋに応じて抑えることができる。

本例において、平均値算出回路４５ａ～４５ｃは、理想的な振幅Ｒa_ideal（１）～（Ｍ）を用いて差分ΔＲ（１）～ΔＲ（Ｍ）の平均値ΔＲav（１）～ΔＲav（Ｍ）を算出したが、これに限定されず、単に振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の絶対値の平均値を算出してもよい。

図８は、補正値算出回路４の他の例を示す構成図である。図８において、図６と共通する構成には同一の符号を付し、その説明は省略する。補正値算出回路４は、同期回路４０と、振幅検出回路４１と、スイッチ回路４２と、スイッチ制御回路４３と、平均値算出回路４６ａ～４６ｃとを有する。

スイッチ回路４２は、スイッチ制御回路４３からの制御に従い、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の絶対値の出力先の平均値算出回路４６ａ～４６ｃを切り替える。平均値算出回路４６ａ～４６ｃは、例えば、Ｎ回検出された振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の絶対値の平均値Ｙav（１）～Ｙav（Ｍ）を算出する。

なお、平均値Ｙav（ｋ）の算出手段には限定がなく、例えば検出回数ごとに重み係数を振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）に乗算することにより重み付きの平均化が行われてもよい。また、送信器９０が光信号Ｓｔをディザリングする場合、平均値算出回路４６ａ～４６ｃは、その変動に合わせて目標値Ｒａ（ｋ）を補正するため、例えば変動の時定数に応じて上記の検出回数Ｎを変更してもよい。

平均値Ｙav（１）～Ｙav（Ｍ）は目標振幅補正回路３に入力される。目標振幅補正回路３は、平均値Ｙav（１）～Ｙav（Ｍ）を目標値Ｒａ（１）～Ｒａ（Ｍ）として振幅差算出回路２０，２１に設定する。

このように、目標振幅補正回路３は、Ｎ回検出された振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の平均値Ｙav（１）～Ｙav（Ｍ）から目標値を補正する。このため、目標振幅補正回路３は、図６の例とは異なって加算器４４ａ～４４ｃが不要となり、簡素に構成される。

次に、本例の受信器９２の効果について述べる。

図９は、消光比ごとのＱ値の特性の例を示す図である。図９において、横軸はＯＳＮＲ（Optical Signal to Noise Ratio）［ｄＢ］を示し、縦軸はＱ値［ｄＢ］を示す。ここで、Ｑ値は、送信器９０及び受信器９２の信号品質の指標の一例である。なお、Ｑ値の特性は、一例として、ビットレートを４００［Ｇｂｐｓ］とし、変調方式を６４ＱＡＭとし、ボーレートを４３．８４７０５［ｂａｕｄ］とした条件で算出されたものである。

また、図９には、比較例として、送信器９０の消光比が６０［ｄＢ］と２５［ｄＢ］のＱ値の特性が示され、実施例として送信器９０の消光比が２５［ｄＢ］のＱ値の特性が示されている。ここで、比較例の場合、適応等化処理部７０１には上記の目標振幅補正回路３及び補正値算出回路４が設けられておらず、目標値Ｒａ（ｋ）の補正が行われないと仮定する。

ＩＱ歪みは、消光比が低いほど大きくなる。しかし、実施例の場合、消光比が２５［ｄＢ］であっても、消光比が６０［ｄＢ］とほぼ同等のＱ値であって、さらに、比較例において消光比を２５［ｄＢ］とした場合より高いＱ値が得られる。したがって、本実施例によると、信号品質が比較例より向上されることが理解される。

この効果は、係数更新回路２、目標振幅補正回路３、及び補正値算出回路４と同等の機能がソフトウェアにより実現された場合も同様に得られる。

図１０は、タップ係数を更新するＣＰＵ（Central Processing Unit）回路１の一例を示す構成図である。図１０において、図４と共通する構成には同一の符号を付し、その説明は省略する。

ＣＰＵ回路１は、受信処理回路７０の外部に設けられており、ＣＰＵ１０、ＲＯＭ（Read Only Memory）１１、ＲＡＭ（Random Access Memory）１２、及びハードウェアインターフェース部（ＨＷ－ＩＦ）１４を有する。ＣＰＵ１０は、互いに信号の入出力ができるように、ＲＯＭ１１、ＲＡＭ１２、及びＨＷ－ＩＦ１４と、バス１９を介して接続されている。

ＲＯＭ１１は、ＣＰＵ１０を駆動するプログラムが格納されている。ＲＡＭ１２は、ＣＰＵ１０のワーキングメモリとして機能する。

ＨＷ－ＩＦ１４は、ＣＰＵ回路１をフィルタ部５に対して接続し、ＣＰＵ１０とフィルタ部５の間の通信を中継する。ＨＷ－ＩＦ１４は、例えばＦＰＧＡなどの論理回線により構成される。

ＣＰＵ１０は、ＲＯＭ１１からプログラムを読み込むと、機能として、係数更新部１００、目標振幅補正部１０１、及び補正値算出部１０２が形成される。係数更新部１００は、更新部の一例であり、上記の係数更新回路２と実質的に同等の機能を実行する。また、目標振幅補正部１０１は、補正部の一例であり、上記の目標振幅補正回路３と実質的に同等の機能を実行し、補正値算出部１０２は、算出部の一例であり、補正値算出回路４と実質的に同等の機能を実行する。

以下に、図６及び図７の構成に対応するＣＰＵ１０の処理について述べる。なお、ＣＰＵ１０が実行する処理は、実施例の信号処理方法の一例である。

図１１は、補正値算出部１０２の処理の一例を示すフローチャートである。本処理は、例えば周期的に実行される。

補正値算出部１０２は、出力信号Ｈｙ，Ｖｙに対する同期処理によりフィルタ部５から試験パタンデータの出力が開始されたか否かを判定する（ステップＳｔ１）。補正値算出部１０２は、試験パタンデータの出力が開始されていない場合（ステップＳｔ１のＮｏ）、処理を終了する。

また、補正値算出部１０２は、試験パタンデータの出力が開始されている場合（ステップＳｔ１のＹｅｓ）、出力信号Ｈｙ，Ｖｙの試験パタンデータの振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）を検出する（ステップＳｔ２）。次に、補正値算出部１０２は、出力信号Ｈｙ，Ｖｙの試験パタンデータのシンボルの種類＃ｋを判定する（ステップＳｔ３）。なお、以下のステップＳｔ５～Ｓｔ７の各処理は、シンボルの種類＃ｋごとに実行される。

補正値算出部１０２は、検出した振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の絶対値と理想的な振幅Ｒa_ideal（ｋ）との差分ΔＲ（ｋ）を算出する（ステップＳｔ４）。次に、補正値算出部１０２は、差分ΔＲ（ｋ）の算出回数がＮ回に達したか否かを判定する（ステップＳｔ５）。補正値算出部１０２は、算出回数がＮ回未満である場合（ステップＳｔ５のＮｏ）、後述するステップＳｔ８の処理を実行する。なお、補正値算出部１０２は、ステップＳｔ６の処理が終了するたびに、算出回数を０にリセットする。

また、補正値算出部１０２は、算出回数がＮ回に達した場合（ステップＳｔ５のＹｅｓ）、差分ΔＲ（ｋ）の平均値ΔＲav（ｋ）を算出する（ステップＳｔ６）。次に、補正値算出部１０２は、平均値ΔＲav（ｋ）を目標振幅補正部１０１に出力する（ステップＳｔ７）。

次に、補正値算出部１０２は、試験パタンデータの出力が終了したか否かを判定する（ステップＳｔ８）。補正値算出部１０２は、試験パタンデータの出力が未終了である場合（ステップＳｔ８のＮｏ）、再びステップＳｔ２の処理を実行する。また、補正値算出部１０２は、試験パタンデータの出力が終了している場合（ステップＳｔ８のＹｅｓ）、処理を終了する。このようにして、補正値算出部１０２の処理は実行される。

図１２は、目標振幅補正部１０１の処理の一例を示すフローチャートである。本処理は、例えば周期的にシンボルの種類＃ｋごとに実行される。

目標振幅補正部１０１は、補正値算出部１０２から差分ΔＲ（ｋ）の平均値Ｒav（ｋ）が入力されたか否かを判定する（ステップＳｔ１１）。目標振幅補正部１０１は、平均値Ｒav（ｋ）が入力されていない場合（ステップＳｔ１１のＮｏ）、処理を終了する。

目標振幅補正部１０１は、平均値Ｒav（ｋ）が入力されている場合（ステップＳｔ１１のＹｅｓ）、理想的な振幅Ｒa_ideal（ｋ）に差分ΔＲ（ｋ）を加算する（ステップＳｔ１２。次に、目標振幅補正部１０１は、その加算の算出値を目標値Ｒａ（ｋ）として係数更新部１００に出力する（ステップＳｔ１３）。

次に、図８の構成に対応するＣＰＵ１０の処理について述べる。

図１３は、補正値算出部１０２及び目標振幅補正部１０１の処理の他の例を示すフローチャートである。図１３において、図１１と共通する処理には同一の符号を付し、その説明は省略する。なお、以下のステップＳｔ４ａ～Ｓｔ７ａの各処理は、シンボルの種類＃ｋごとに実行される。

補正値算出部１０２は、ステップＳｔ３の処理の実行後、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の検出回数がＮ回に達したか否かを判定する（ステップＳｔ４ａ）。補正値算出部１０２は、検出回数がＮ回未満である場合（ステップＳｔ４ａのＮｏ）、ステップＳｔ８の処理を実行する。なお、補正値算出部１０２は、ステップＳｔ５ａの処理が終了するたびに、検出回数を０にリセットする。

また、補正値算出部１０２は、検出回数がＮ回に達した場合（ステップＳｔ４ａのＹｅｓ）、振幅ｙｈ（ｍ），ｙｖ（ｍ）の絶対値の平均値Ｙav（ｋ）を算出する（ステップＳｔ５ａ）。次に、補正値算出部１０２は、平均値Ｙav（ｋ）を目標振幅補正部１０１に出力する（ステップＳｔ６ａ）。

目標振幅補正部１０１は、平均値Ｙav（ｋ）を目標値Ｒａ（ｋ）として係数更新部１００に出力する（ステップＳｔ７ａ）。このようにして、補正値算出部１０２及び目標振幅補正部１０１の処理は実行される。

本実施例によると、図４～図８を参照して述べた目標値Ｒａ（ｋ）の補正が可能であるため、信号品質を向上することができる。

上述した実施形態は本発明の好適な実施の例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形して実施可能である。

なお、以上の説明に関して更に以下の付記を開示する。
（付記１） フィルタ係数に基づき信号の適応等化処理を行うフィルタ部と、
前記フィルタ係数を前記信号の振幅と前記振幅の目標値とに基づき更新する更新部と、
前記信号の前記振幅に基づき前記目標値を補正する補正部とを有することを特徴とする信号処理装置。
（付記２） 前記補正部は、複数回検出された前記振幅の平均値から前記目標値を補正することを特徴とする付記１に記載の信号処理装置。
（付記３） 前記振幅と所定値の差分を算出する算出部を有し、
前記補正部は、前記差分に基づき前記目標値を補正することを特徴とする付記１に記載の信号処理装置。
（付記４） 前記算出部は、複数回算出された前記差分の平均値を算出し、
前記補正部は、前記平均値から前記目標値を補正することを特徴とする付記３に記載の信号処理装置。
（付記５） 前記信号には、所定のパタンのシンボルが挿入されており、
前記補正部は、前記シンボルの種類ごとに前記目標値を補正することを特徴とする付記１乃至４の何れかに記載の信号処理装置。
（付記６） フィルタ係数に基づき信号の適応等化処理を行い、
前記フィルタ係数を前記信号の振幅と前記振幅の目標値とに基づき更新し、
前記信号の前記振幅に基づき前記目標値を補正することを特徴とする信号処理方法。
（付記７） 複数回検出された前記振幅の平均値から前記目標値を補正することを特徴とする付記６に記載の信号処理方法。
（付記８） 前記振幅と所定値の差分を算出し、
前記差分に基づき前記目標値を補正することを特徴とする付記６に記載の信号処理方法。
（付記９） 複数回算出された前記差分の平均値を算出し、
前記平均値から前記目標値を補正することを特徴とする付記８に記載の信号処理方法。
（付記１０） 前記信号には、所定のパタンのシンボルが挿入されており、
前記シンボルの種類ごとに前記目標値を補正することを特徴とする付記６乃至９の何れかに記載の信号処理方法。

１ ＣＰＵ回路
２ 係数更新回路
３ 目標振幅補正回路
４ 補正値算出回路
５ フィルタ部
４５ａ～４５ｃ，４６ａ～４６ｃ 平均値算出回路
５０ａ～５０ｄ ＦＩＲフィルタ
９０ 送信器
９１ 伝送路
９２ 受信器
１００ 係数更新部
１０１ 目標振幅補正部
１０２ 補正値算出部
７０１ 適応等化処理部

Claims (4)

1. フィルタ係数に基づき信号の適応等化処理を行うフィルタ部と、
   前記信号の振幅を目標値とするアルゴリズムにより前記フィルタ係数を更新する更新部と、
   前記振幅と所定値の差分を算出する算出部と、
   前記アルゴリズムに基づく前記振幅の制御量が抑制されるように、前記差分に基づき前記目標値を補正する補正部とを有することを特徴とする信号処理装置。
2. 前記算出部は、複数回算出された前記差分の平均値を算出し、
   前記補正部は、前記平均値から前記目標値を補正することを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
3. 前記信号には、所定のパタンのシンボルが挿入されており、
   前記補正部は、前記シンボルの種類ごとに前記目標値を補正することを特徴とする請求項１または２に記載の信号処理装置。
4. フィルタ係数に基づき信号の適応等化処理を行い、
   前記信号の振幅を目標値とするアルゴリズムにより前記フィルタ係数を更新し、
   前記振幅と所定値の差分を算出し、
   前記アルゴリズムに基づく前記振幅の制御量が抑制されるように、前記差分に基づき前記目標値を補正することを特徴とする信号処理方法。
   

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