JP7183797B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本明細書が開示する技術は、電力変換装置に関する。
ＤＣ－ＤＣコンバータやインバータといった、電源と負荷との間で電力変換を行う電力変換装置が知られている。この種の電力変換装置は、電源と負荷との間を一つ又は複数のスイッチング回路を介して接続し、各々のスイッチング回路を例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することによって、電源と負荷との間で電力変換を行っている。
例えば特許文献１に、インバータが開示されている。このインバータでは、各々のスイッチング回路が、並列に接続された二つのスイッチング素子を有しており、スイッチング回路に流れる電流に応じて、二つのスイッチング素子の一方を優先的に駆動している。一方のスイッチング素子はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であり、他方のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。そして、ＭＯＳＦＥＴを構成する半導体材料については、炭化シリコン（ＳｉＣ）を採用することが提案されている。
特開２０１４－２７８１６号公報
炭化シリコンは、シリコン（Ｓｉ）よりもバンドギャップが広く、炭化シリコンのスイッチング素子は、シリコンのスイッチング素子よりも、例えば電力損失が小さいといった利点を有する。その一方で、炭化シリコンのスイッチング素子は、シリコンのスイッチング素子よりも高価であり、炭化シリコンのスイッチング素子を採用することで、電力変換装置の製造コストは増大する。そのことから、特許文献１に記載のインバータでは、二つのスイッチング素子の一方のみに、炭化シリコン（あるいは、他のワイドバンドギャップ半導体）のスイッチング素子が採用されている。このような構成は、電力変換装置の性能向上とコスト削減を両立し得るものである。本明細書は、それら二つのスイッチング素子を適切に制御することで、その利点をさらに高めことのできる技術を提供する。
本明細書が開示する技術は、電源と負荷との間で電力変換を行う電力変換装置に具現化される。この電力変換装置は、スイッチング回路と制御装置とを備える。スイッチング回路は、電源から負荷への電力供給経路上に設けられているとともに、互いに並列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有する。制御装置は、スイッチング回路に対する電流指令値と、スイッチング回路に流れる実電流とに基づいて、第１スイッチング素子を駆動する第１スイッチング制御と、第２スイッチング素子を駆動する第２スイッチング制御とを選択的に実行する。第１スイッチング素子は、第１半導体材料を用いて構成されており、第２スイッチング素子は、第１半導体材料よりもバンドギャップの狭い第２半導体材料を用いて構成されている。第２スイッチング素子のそのサイズは、第１スイッチング素子のサイズよりも大きい。制御装置は、第１スイッチング制御の実行中において、電流指令値と実電流との少なくとも一方が所定の閾値を超えたときに、第２スイッチング制御へ移行する。なお、ここでいう「スイッチング回路に流れる実電流に基づく」とは、当該実電流を直接的に測定した指標に限られず、当該実電流に対応して変動する指標といった、実電流を推定し得る他の指標に基づくことも含む。
上記した電力変換装置では、第１スイッチング素子のサイズが、第２スイッチング素子のサイズよりも小さく、その小さな第１スイッチング素子に、バンドギャップの広い半導体材料（例えば、ワイドバンドギャップ半導体）が採用されている。一般に、スイッチング素子の製造コストは、そのサイズに比例して増大し、その傾向は、ワイドバンドギャップ半導体を採用したスイッチング素子において顕著となる。そのことから、ワイドバンドギャップ半導体を採用する第１スイッチング素子については、そのサイズを小さくすることによって、電力変換装置の製造コストを有意に削減することができる。
第１スイッチング素子のサイズを小さくすると、第１スイッチング素子の許容電流も低下する。そのことから、上記した電力変換装置では、スイッチング回路に対する電流指令値と、スイッチング回路に流れる実電流とに基づいて、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とが選択的に実行される。第１スイッチング制御では、第１スイッチング素子のみが駆動され、第２スイッチング素子は駆動されない。一方、第２スイッチング制御では、第２スイッチング素子のみが駆動され、第１スイッチング素子は駆動されない。これにより、電流指令値が閾値よりも小さいときは、第１スイッチング制御を実行して、電力損失の小さい第１スイッチング素子を専ら利用することができる。一方、電流指令値が閾値よりも大きいときは、第２スイッチング制御を実行して、許容電流の大きな第２スイッチング素子を専ら利用することができる。
しかしながら、電流指令値が閾値よりも小さい場合でも、何らかの理由によって、スイッチング回路（即ち、第１スイッチング素子）に流れる電流が、閾値を超える場合がある。そのことから、上記した電力変換装置では、電流指令値が閾値よりも小さいときでも、スイッチング回路に流れる実電流が閾値を超えたときは、第１スイッチング制御から第２スイッチング制御へ移行する。これにより、第１スイッチング素子に過大な電流が流れることを、未然に回避することができる。
なお、スイッチング回路に流れる実電流のみに基づいて、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の切り替えを行っても、第１スイッチング素子に過大な電流が流れることを回避することはできる。しかしながら、スイッチング回路に流れる実電流は、スイッチング制御の一制御周期（例えば、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数の一周期）の間に大きく変動する。従って、スイッチング制御の切り替えを、スイッチング回路に流れる実電流のみに基づいて行うと、スイッチング制御の切り替えが頻発するおそれがある。これに対して、上記した電力変換装置のように、スイッチング回路に流れる実電流だけでなく、スイッチング回路に対する電流指令値も考慮することによって、第１スイッチング素子を過大な電流から保護しつつ、スイッチング制御が切り替えられる頻度も適切に抑制することができる。
電力変換装置１０の構成を示すブロック図。 電力変換装置１０の回路構造の一例を示す回路図。 制御装置１６の構成の一例を示すブロック図。 スイッチング素子２２、２４のサイズと熱時定数との関係を例示するグラフ。 スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流とを示すグラフであって、第１スイッチング制御のみが実行される状態の一例を示す。 スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流とを示すグラフであって、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とが選択的に実行される状態の一例を示す。この例では、第２スイッチング制御への移行後において、電流指令値と実電流との両者が前記した閾値未満となったときに、第１スイッチング制御への移行が行われる。ハッチングが付された範囲は、第１スイッチング制御が実行される時間帯を示し、その他の範囲は第２スイッチング制御が実行される時間帯を示す。この点は、図７－図１１についても同様である。 スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流とを示すグラフであって、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とが選択的に実行される状態の一例を示す。この例では、第２スイッチング制御への移行後において、電流指令値と実電流との両者が閾値未満となったときに、第１スイッチング制御への移行が行われる。 スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流とを示すグラフであって、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とが選択的に実行される状態の一例を示す。この例では、第２スイッチング制御への移行後において、第２スイッチング制御の一制御周期Ｔが終了したときに、第１スイッチング制御への移行が行われる。 スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流とを示すグラフであって、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とが選択的に実行される状態の一例を示す。この例では、第２スイッチング制御への移行後において、第２スイッチング制御の一制御周期Ｔが終了したときに、第１スイッチング制御への移行が行われる。 スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流とを示すグラフであって、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とが選択的に実行される状態の一例を示す。この例では、電流指令値と実電流との少なくとも一方が閾値を超えることが予測されるときに、第２スイッチング制御への移行が事前に行われる。 スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流とを示すグラフであって、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とが選択的に実行される状態の一例を示す。この例では、電流指令値と実電流との少なくとも一方が閾値を超えることが予測されるときに、第２スイッチング制御への移行が事前に行われる。
本技術の一実施形態では、制御装置が、第２スイッチング制御への移行後において、電流指令値と実電流との両者が前記した閾値未満となったときに、第１スイッチング制御へ移行してもよい。例えば、第２スイッチング制御の実行中に、実電流が閾値未満となった場合は、その制御周期の途中であるとしても、第１スイッチング制御への移行が行われてもよい。このような構成によると、第１スイッチング素子を駆動する機会が増えることで、例えばスイッチング回路における電力損失を低減することができる。
本技術の一実施形態では、制御装置が、第２スイッチング制御への移行後において、第２スイッチング制御の一制御周期が終了したときに、第１スイッチング制御へ移行してもよい。即ち、第２スイッチング制御の実行中において、実電流が閾値未満となった場合でも、その一制御周期が終了するまでは、第２スイッチング制御が継続されてもよい。このような構成によると、スイッチング制御の切り替え頻度が抑制されて、第１スイッチング素子のスイッチング回数を低減することができる。
本技術の一実施形態では、制御装置が、電流指令値と実電流との少なくとも一方が前記した閾値を超えることが予測されるときに、第２スイッチング制御を実行してもよい。例えば、電流指令値が閾値を超える値から閾値未満の値へ急激に変化したときに、スイッチング回路に流れる実電流がその変化に追従することができず、その後の一又は複数の制御周期において、スイッチング回路に流れる実電流が閾値を超えることが多い。従って、電流指令値にそのような変化が生じたときは、スイッチング回路に流れる実電流にかかわらず、その後の一又は複数の制御周期において、第２スイッチング制御が継続されてもよい。
本技術の一実施形態では、第１半導体材料は炭化シリコンであり、第２半導体材料はシリコンであってもよい。但し、第１半導体材料は、炭化シリコンに限られず、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）又はダイヤモンドといった、他のワイドバンドギャップ半導体であってもよい。なお、ここでいうワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップがシリコンよりも広い半導体材料を広く意味する。第２半導体材料についても、シリコンに限定されず、例えばワイドギャップ半導体材料であってもよい。第１スイッチング素子の第１半導体材料が、第２スイッチング素子の第２半導体材料よりも、広いバンドギャップを有すればよい。
本技術の一実施形態では、第１スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであり、第２スイッチング素子はＩＧＢＴであってもよい。但し、他の実施形態として、第１スイッチング素子及び第２半導体素子のそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴに限定されず、他の種類に分類されるスイッチング素子であってもよい。
図面を参照して、実施例の電力変換装置１０について説明する。本実施例の電力変換装置１０は、一例ではあるが、ハイブリッド車、燃料電池車又は電気自動車といった自動車に搭載され、バッテリ２と車輪を駆動するモータ４との間で電力変換を行う。但し、本実施例で開示される技術は、自動車に搭載される電力変換装置１０だけでなく、様々な用途の電力変換装置にも採用することができる。
モータ４は、電動機として機能することもあり、また、発電機として機能することもある。モータ４が電動機として機能するときは、バッテリ２から電力変換装置１０を通じてモータ４へ電力が供給される。この場合は、バッテリ２が電源となり、モータ４が負荷となる。一方、モータ４が電動機として機能するときは、モータ４から電力変換装置１０を通じてバッテリ２へ電力が供給される。この場合は、モータ４が電源となり、バッテリ２が負荷となる。
図１に示すように、電力変換装置１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２と、インバータ１４と、制御装置１６とを備える。ＤＣ－ＤＣコンバータ１２は、バッテリ２とインバータ１４との間に設けられている。ＤＣ－ＤＣコンバータ１２は、昇降圧型のＤＣ－ＤＣコンバータであり、バッテリ２とインバータ１４との間において、直流電力の昇圧及び降圧を行うことができる。インバータ１４は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２とモータ４との間に設けられている。インバータ１４は、三相のインバータであり、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２とモータ４との間において、直流電力から三相交流電力への変換、及びその逆の変換を行うことができる。
例えば、モータ４が電動機として機能する場合、バッテリ２から供給される直流電力は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２において昇圧され、さらにインバータ１４において三相交流電力に変換された後に、モータ４へ供給される。これにより、バッテリ２から供給される直流電力によって、三相交流型のモータ４が駆動される。一方、モータ４が発電機として機能する場合、モータ４から供給される三相交流電力は、インバータ１４において直流電力に変換され、さらにＤＣ－ＤＣコンバータ１２において降圧された後に、バッテリ２へ供給される。これにより、モータ４によって発電した電力が、バッテリ２に充電される。
図２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２及びインバータ１４の回路構造の一例を示す。図２に示すように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２及びインバータ１４は、複数のスイッチング回路２０を用いて構成されている。各々のスイッチング回路２０は、バッテリ２とモータ４との間の電力供給経路上に設けられており、その動作は制御装置１６によって制御される。各々のスイッチング回路２０は、第１スイッチング素子２２と、第２スイッチング素子２４と、ダイオード２６とを備える。スイッチング回路２０の構成については、後段において詳細に説明する。
スイッチング回路２０の構成を除き、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２及びインバータ１４の他の構成については、公知のＤＣ－ＤＣコンバータやインバータと共通する。例えば、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２は、二つのスイッチング回路２０とインダクタ３０と平滑コンデンサ３２とを有する。一方のスイッチング回路２０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２の上アーム１２ａに設けられており、他方のスイッチング回路２０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２の下アーム１２ｂに設けられている。インバータ１４については、六つのスイッチング回路２０を有している。各々のスイッチング回路２０は、Ｕ相の上アーム１４ａ、Ｕ相の下アーム１４ｂ、Ｖ相の上アーム１４ｃ、Ｖ相の下アーム１４ｄ、Ｗ相の上アーム１４ｅ及びＷ相の下アーム１４ｆにそれぞれ設けられている。ここで説明するＤＣ－ＤＣコンバータ１２及びインバータ１４の構成は一例であり、適宜変更することができる。なお、他の実施形態として、電力変換装置１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２のみを有してもよいし、インバータ１４のみを有してもよい。また、電力変換装置１０は、昇圧型（又は降圧型）のＤＣ－ＤＣコンバータであってもよく、この場合、一つのスイッチング回路２０のみを備えればよい。
前述したように、各々のスイッチング回路２０は、第１スイッチング素子２２と第２スイッチング素子２４とを備える。第１スイッチング素子２２と第２スイッチング素子２４は、互いに並列に接続されている。第１スイッチング素子２２は、炭化シリコン（ＳｉＣ）を用いて構成されたＭＯＳＦＥＴであり、第２スイッチング素子２４は、シリコン（Ｓｉ）を用いて構成されたＩＧＢＴである。炭化シリコンは、シリコンよりも広いバンドギャップを有しており、ワイドバンドギャップ半導体と称される。なお、炭化シリコンは、本技術における第１半導体材料の一例であり、シリコンは、本技術における第２半導体材料の一例である。第１スイッチング素子２２に採用される第１半導体材料は、炭化シリコンに限定されず、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）又はダイヤモンドといった他のワイドバンドギャップ半導体であってもよい。また、第２スイッチング素子２４に採用される第２半導体材料は、シリコンに限定されない。第１スイッチング素子２２に採用される第１半導体材料が、第２スイッチング素子２４に採用される第２半導体材料よりも、広いバンドギャップを有すればよい。また、第１スイッチング素子２２は、必ずしもＭＯＳＦＥＴに限定されず、第２スイッチング素子２４は、必ずしもＩＧＢＴに限定されない。
図３に示すように、第１スイッチング素子２２と第２スイッチング素子２４は、制御装置１６に接続されており、それぞれ制御装置１６によって制御される。制御装置１６は、例えば自動車の電子制御ユニットから入力される電流指令値に応じて、第１スイッチング素子２２をＰＷＭ制御する第１スイッチング制御と、第２スイッチング素子２４をＰＷＭ制御する第２スイッチング制御とを、選択的に実行することができる。ここでいう電流指令値には、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２に対する電流指令値と、インバータ１４に対する電流指令値が含まれる。ＤＣ－ＤＣコンバータ１２に設けられた二つのスイッチング回路２０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１２に対する電流指令値に応じて制御される。一方、インバータ１４に設けられた六つのスイッチング回路２０は、インバータ１４に対する電流指令値に応じて制御される。
第１スイッチング素子２２には、電流センス端子２２ａが設けられている。電流センス端子２２ａは、第１スイッチング素子２２に流れる実電流に比例する微小電流を出力する。第１スイッチング素子２２の電流センス端子２２ａは、第１シャント抵抗素子２２ｂを介して、基準電位に接続されている。これにより、第１シャント抵抗素子２２ｂでは、電流センス端子２２ａの出力電流に応じた電圧降下が生じる。第１シャント抵抗素子２２ｂの一端は、制御装置１６に接続されており、第１シャント抵抗素子２２ｂに生じた電圧は、第１スイッチング素子２２の実電流信号として、制御装置１６に入力される。前述したように、電流センス端子２２ａの出力電流は、第１スイッチング素子２２に流れる実電流に比例する。従って、制御装置１６に入力される第１スイッチング素子２２の実電流信号は、第１スイッチング素子２２に流れる実電流に応じて変化する。制御装置１６は、この実電流信号に基づいて、第１スイッチング素子２２に流れる実電流を把握することができる。なお、他の実施形態として、制御装置１６は、例えば第１スイッチング素子２２の両端間電圧といった他の指標に基づいて、第１スイッチング素子２２に流れる実電流を把握してもよい。
同様に、第２スイッチング素子２４には、電流センス端子２４ａが設けられている。電流センス端子２４ａは、第２スイッチング素子２４に流れる実電流に比例する微小電流を出力する。第２スイッチング素子２４の電流センス端子２４ａは、第２シャント抵抗素子２４ｂを介して、基準電位に接続されている。これにより、第２シャント抵抗素子２４ｂでは、電流センス端子２４ａの出力電流に応じた電圧降下が生じる。第２シャント抵抗素子２４ｂの一端は、制御装置１６に接続されており、第２シャント抵抗素子２４ｂに生じた電圧は、第２スイッチング素子２４の実電流信号として、制御装置１６に入力される。制御装置１６は、この実電流信号に基づいて、第２スイッチング素子２４に流れる実電流を把握することができる。なお、他の実施形態として、制御装置１６は、例えば第２スイッチング素子２４の両端間電圧といった他の指標に基づいて、第２スイッチング素子２４に流れる実電流を把握してもよい。
本実施例における制御装置１６は、プロセッサ３４とゲート駆動回路３６とを有する。前述した電流指令値と二つの実電流信号は、プロセッサ３４に入力される。プロセッサ３４は、入力された電流指令値と、二つの実電流信号に基づいて、ゲート駆動信号ＧＳ及び選択信号ＳＳ１又はＳＳ２を、ゲート駆動回路３６へ出力する。ゲート駆動回路３６は、ゲート駆動信号ＧＳと、選択信号ＳＳ１又はＳＳ２とに応じて、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との一方を実行する。具体的には、プロセッサ３４が選択信号ＳＳ１を出力しているときは、第１スイッチング制御が実行され、ゲート駆動信号ＧＳに基づいて第１スイッチング素子２２が駆動される。一方、プロセッサ３４が選択信号ＳＳ２を出力しているときは、第２スイッチング制御が実行され、ゲート駆動信号ＧＳに基づいて第２スイッチング素子２４が駆動される。
本実施例における電力変換装置１０では、第１スイッチング素子２２に、ワイドバンドギャップ半導体である炭化シリコンが採用されている。一般に、スイッチング素子２２、２４の製造コストは、そのサイズに比例して増大するとともに、その傾向は、ワイドバンドギャップ半導体を採用した第１スイッチング素子２２において顕著となる。そのことから、本実施例では、第１スイッチング素子２２のサイズが、第２スイッチング素子２４のサイズよりも小さくされており、それによって製造コストの低減が図られている。その一方で、図４に示すように、スイッチング素子２２、２４のサイズが小さくなるほど、スイッチング素子２２、２４の熱時定数は短くなる（即ち、加熱されやすくなる）。そのため、第１スイッチング素子２２のサイズを小さくすると、第１スイッチング素子２２が熱履歴に起因して受ける疲労も増大する。また、第１スイッチング素子２２のサイズを小さくするほど、第１スイッチング素子２２の強度は低下する。即ち、電力変換装置１０の製造コストを削減するために、炭化シリコンが採用された第１スイッチング素子２２のサイズを小さくすると、第１スイッチング素子２２の受けるダメージが増大して、例えば電力変換装置１０の耐久性が低下する。なお、本明細書におけるスイッチング素子２２、２４のサイズとは、平面視したときのサイズを意図しており、例えばチップサイズとも称される。
上記の問題に対して、本実施例の電力変換装置１０では、制御装置１６が、スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流とに基づいて、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とを選択的に実行する。詳しくは、図５に示すように、スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流との両者が閾値未満であれば、制御装置１６は、第１スイッチング制御を実行して、電力損失の小さい第１スイッチング素子２２が専ら駆動する。そして、図６、図７に示すように、制御装置１６は、第１スイッチング制御の実行中において、電流指令値と実電流との少なくとも一方が所定の閾値を超えたときは、第２スイッチング制御へ移行する。これにより、制御装置１６は、第１スイッチング素子２２の駆動を中止して、許容電流（定格電流）の大きい第２スイッチング素子２４を専ら駆動する。これにより、第１スイッチング素子２２に過大な電流が流れることを、未然に回避することができる。
以上のように、本実施例の電力変換装置１０では、スイッチング回路２０に対する電流指令値と、スイッチング回路２０に流れる実電流とに基づいて、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とが選択的に実行される。これにより、電流指令値が閾値よりも小さいときは、第１スイッチング制御を実行して、電力損失の小さい第１スイッチング素子２２を専ら利用することができる。一方、電流指令値が閾値よりも大きいときは、第２スイッチング制御を実行して、許容電流の大きな第２スイッチング素子２４を専ら利用することができる。
しかしながら、電流指令値が閾値よりも小さい場合でも、何らかの理由によって、スイッチング回路２０（即ち、第１スイッチング素子２２）に流れる電流が、閾値を超える場合がある。例えば、図６に示すように、スイッチング回路２０に流れる電流が、意図しない外乱によって、一時的に閾値を超えることがある。あるいは、図７に示すように、電流指令値が閾値を超える値から閾値未満の値へ急激に変化したときに、スイッチング回路２０に流れる実電流がその変化に追従することができず、その後の一又は複数の制御周期Ｔにおいて、実電流が閾値を超えることがある。そのことから、本実施例の電力変換装置１０では、電流指令値が閾値よりも小さいときでも、スイッチング回路２０に流れる実電流が閾値を超えたときは、第１スイッチング制御から第２スイッチング制御へ移行して、第１スイッチング素子２２の駆動を中止する。これにより、第１スイッチング素子２２に過大な電流が流れることが、未然に回避される。
なお、スイッチング回路２０に流れる実電流のみに基づいて、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の切り替えを行っても、第１スイッチング素子２２に過大な電流が流れることを回避することはできる。しかしながら、図５－図７に示すように、スイッチング回路２０に流れる実電流は、スイッチング制御の一制御周期Ｔの間に大きく変動する。従って、スイッチング制御の切り替えを、スイッチング回路２０に流れる実電流のみに基づいて行うと、スイッチング制御の切り替えが頻発するおそれがある。これに対して、本実施例の電力変換装置１０のように、スイッチング回路２０に流れる実電流だけでなく、スイッチング回路２０に対する電流指令値も考慮することによって、第１スイッチング素子２２を過大な電流から保護しつつ、スイッチング制御が切り替えられる頻度も適切に抑制することができる。
上記した電力変換装置１０では、制御装置１６が、第２スイッチング制御への移行後において、電流指令値と実電流との両者が閾値未満となったときに、第１スイッチング制御へ移行する。例えば、第２スイッチング制御の実行中に、実電流が閾値未満となった場合は、その制御周期Ｔの途中であるとしても、第１スイッチング制御への移行が行われる。このような構成によると、第１スイッチング素子２２を駆動する機会が増えることで、例えばスイッチング回路２０における電力損失を低減することができる。
その一方で、図８、図９に示すように、制御装置１６は、第２スイッチング制御への移行後において、第２スイッチング制御の一制御周期Ｔが終了したときに、第１スイッチング制御へ移行してもよい。即ち、第２スイッチング制御の実行中において、実電流が閾値未満となった場合でも、その一制御周期Ｔが終了するまでは、第２スイッチング制御が継続されてもよい。このような構成によると、スイッチング制御の切り替え頻度が抑制されて、第１スイッチング素子２２のスイッチング回数を低減することができる。
加えて、又は代えて、図１０、図１１に示すように、制御装置１６は、電流指令値と実電流との少なくとも一方が閾値を超えることが予測されるときに、第２スイッチング制御を実行してもよい。前述したように、電流指令値が閾値を超える値から閾値未満の値へ急激に変化したときに、スイッチング回路２０に流れる実電流がその変化に追従することができず、その後の一又は複数の制御周期Ｔにおいて、スイッチング回路２０に流れる実電流が閾値を超えることがある。そのことから、図１１に示すように、電流指令値にそのような変化が生じたときは、スイッチング回路２０に流れる実電流にかかわらず、その後の一又は複数の制御周期Ｔにおいて、第２スイッチング制御が継続されてもよい。即ち、制御装置１６は、当該一又は複数の制御周期Ｔに亘って、第１スイッチング制御への移行を保留してもよい。
以上、本明細書が開示する技術の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独で、あるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時の請求項に記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
２：バッテリ
４：モータ
１０：電力変換装置
１２：ＤＣ－ＤＣコンバータ
１２ａ：ＤＣ－ＤＣコンバータの上アーム
１２ｂ：ＤＣ－ＤＣコンバータの下アーム
１４：インバータ
１４ａ、１４ｃ、１４ｅ：インバータの上アーム
１４ｂ、１４ｄ、１４ｆ：インバータの下アーム
１６：制御装置
２０：スイッチング回路
２２：第１スイッチング素子
２４：第２スイッチング素子
２６：ダイオード
３０：インダクタ
３２：平滑コンデンサ
３４：プロセッサ
３６：ゲート駆動回路

Claims (6)

  1. 電源と負荷との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
    前記電源から前記負荷への電力供給経路上に設けられているとともに、互いに並列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有するスイッチング回路と、
    前記スイッチング回路に対する電流指令値と、前記スイッチング回路に流れる実電流とに基づいて、前記第１スイッチング素子を駆動する第１スイッチング制御と、前記第２スイッチング素子を駆動する第２スイッチング制御とを選択的に実行する制御装置と、を備え、
    前記第１スイッチング素子は、第１半導体材料を用いて構成されており、
    前記第２スイッチング素子は、前記第１半導体材料よりもバンドギャップの狭い第２半導体材料を用いて構成されているとともに、そのサイズは前記第１スイッチング素子のサイズよりも大きく、
    前記制御装置は、前記第１スイッチング制御の実行中において、前記電流指令値と前記実電流との少なくとも一方が所定の閾値を超えたときに、前記第２スイッチング制御へ移行する、
    電力変換装置。
  2. 前記制御装置は、前記第２スイッチング制御への移行後において、前記電流指令値と前記実電流との両者が前記閾値未満となったときに、前記第１スイッチング制御へ移行する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御装置は、前記第２スイッチング制御への移行後において、前記第２スイッチング制御の一制御周期が終了したときに、前記第１スイッチング制御へ移行する、請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御装置は、前記電流指令値と前記実電流との少なくとも一方が前記閾値を超えることが予測されるときに、前記第２スイッチング制御を実行する、請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 前記第１半導体材料は炭化シリコン（ＳｉＣ）であり、前記第２半導体材料はシリコン（Ｓｉ）である、請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 前記第１スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、前記第２スイッチング素子はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である、請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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