JP7238585B2

JP7238585B2 - 非接触受電装置、非接触給電装置、及び非接触給電システム

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Publication number: JP7238585B2
Application number: JP2019087956A
Authority: JP
Inventors: 侑生中屋敷; 宜久山口; 和良大林; 英介高橋; 晋平瀧田; 将也 ▲高▼橋; 正樹金▲崎▼; 和弘宇田; 耕司間崎; 満柴沼; 勇人角谷; 拓也木口
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2019-05-08
Filing date: 2019-05-08
Publication date: 2023-03-14
Anticipated expiration: 2039-05-08
Also published as: JP2020184828A

Description

本開示は、非接触で車両に電力を供給する技術に関する。

特許文献１には、地上側に３相の送電コイルが配置され、車両側に３相の受電コイルが配置された非接触給電システムの例が開示されている。

国際公開第２０１０／０３１５９５号

しかしながら、上記の非接触給電システムにおいて、３相の送電コイルと３相の受電コイルとの間の複数の組み合わせにおいて、送電コイルと受電コイルとの間で得られる電気的・磁気的な特性が不平衡であると、３相の受電コイルに流れる３相の電流の振幅の変動や位相ずれが発生し、車両で受電された直流電力に発生する脈動と呼ばれる電力の変動が増加する。このため、非接触給電システムにおける給電効率が悪くなる、という課題がある。特に、車両に搭載される受電コイルには小型化が要求される。このため、各相の受電コイルによる受電電力の特性の不平衡が無視できないほど大きくなる可能性が高い。

本開示の一形態によれば、非接触給電装置から非接触で供給される電力を受電する非接触受電装置（２０５，２０５Ｂ）が提供される。この非接触受電装置は、複数相の受電共振回路部（２１０ｕ,２１０ｖ，２１０ｗ，２１０ａ，２１０ｂ）を有する受電共振回路（２１０，２１０Ｂ）と、前記受電共振回路で受電された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する受電回路（２２０，２２０Ｂ）と、を備える。前記受電回路は、各相の受電共振回路部から入力される交流電力を調整する複数相の受電側フィルタ回路部（２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗ，２２４ａ，２２４ｂ）を有する受電側フィルタ回路（２２４，２２４Ｂ）と、各相の受電側フィルタ回路部から入力される各相の交流電力を１つの直流電力に変換する整流回路（２２６，２２６Ｂ）と、前記整流回路から入力される直流電力を、前記負荷に供給される電力に変換する電力変換回路（２２８）と、を備える。前記複数相の受電側フィルタ回路部のうちの少なくとも２つは、互いに異なるインピーダンス特性を有し、前記各相の受電側フィルタ回路部は、それぞれ、前記各相の受電側フィルタ回路部から前記整流回路に入力される前記各相の交流電力の特性が互いに平衡になるように設定されたインピーダンス特性を有する。
この非接触受電装置によれば、整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動のような電力の変動を低減することができる。これにより、電力変換回路における電力変換により発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電装置から非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。

本開示の他の一形態によれば、非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電装置（１００）が提供される。この非接触給電装置は、前記非接触受電装置の受電共振回路に交流電力を送電する送電共振回路（１１０，１１０Ｅ）と、電源回路（１３０）から供給される直流電力を交流電力に変換して前記送電共振回路に供給する送電回路（１２０，１２０Ｅ）と、を有する複数の非接触給電セグメント（Ｓｅｇ）を備える。前記送電回路は、前記電源回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路（１２２，１２２Ｅ）と、前記インバータ回路の交流電力を調整して前記送電共振回路に供給する送電側フィルタ回路（１２４，１２４Ｅ）と、を備える。前記複数の非接触給電セグメントのうちの少なくとも２つは、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性が互いに異なり、各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの送電共振回路が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定された特性インピーダンスを有する。
この非接触給電装置によれば、各非接触給電セグメントに対する非接触受電装置での受電電力の特性の差を低減することができるので、非接触受電装置で発生する受電電力の変動を低減することができる。これにより、非接触給電装置から非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。

本開示の別の一形態によれば、非接触給電装置（１００）から非接触受電装置（２０５，２０５Ｂ）に非接触で電力を供給する非接触給電システムが提供される。この非接触給電システムの前記非接触受電装置は、受電共振回路（２１０，２１０Ｂ）と、前記受電共振回路で受電された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する受電回路（２２０，２２０Ｂ）と、を備える。前記非接触給電装置は、前記非接触受電装置の受電共振回路に交流電力を送電する送電共振回路（１１０，１１０Ｅ）と、電源回路（１３０）から供給される直流電力を交流電力に変換して前記送電共振回路に供給する送電回路（１２０，１２０Ｅ）と、を有する複数の非接触給電セグメント（Ｓｅｇ）を備える。前記送電回路は、前記電源回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路（１２２，１２２Ｅ）と、前記インバータ回路の交流電力を調整して前記送電共振回路に供給する送電側フィルタ回路（１２４，１２４Ｅ）と、を備える。前記複数の非接触給電セグメントのうちの少なくとも２つは、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性が互いに異なり、各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの送電共振回路が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する。
この非接触給電システムによれば、各非接触給電セグメントに対する非接触受電装置での受電電力の特性の差を低減することができ、非接触受電装置の受電回路で発生する受電電力の変動を低減することができる。これにより、非接触給電装置から非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。

非接触給電システムの全体構成を示すブロック図。非接触給電装置の送電回路と非接触受電装置を示す回路図。単相の送電コイルと３相の受電コイルの構成を示す説明図。３相の受電コイルの配置の一例を示す模式図。図２のＵ相の等価回路を示す回路図。Ｚ０２誤差率に対する出力電力脈動の変化の一例を示すグラフ。Ｚ０２誤差率に対するＤＣ／ＤＣ電力損失の変化の一例を示すグラフ。第２実施形態の非接触給電装置の送電回路と非接触受電装置を示す回路図。第３実施形態の非接触給電装置の送電回路を示す回路図。第４実施形態の非接触給電装置の送電回路を示す回路図。

Ａ．第１実施形態：
図１に示すように、非接触給電システムは、道路ＲＳに設置された非接触給電装置１００と、道路ＲＳを走行する車両２００に搭載された非接触受電装置２０５とを含み、車両２００の走行中に電力を供給することが可能なシステムである。車両２００は、例えば、電気自動車やハイブリッド車として構成される。図１において、ｘ軸方向は車両２００の進行方向を示し、ｙ軸方向は車両２００の幅方向を示し、ｚ軸方向は鉛直上方向を示す。後述する他の図におけるｘ，ｙ，ｚ軸の方向も、図１と同じ方向を示している。

非接触給電装置１００は、複数の送電共振回路１１０と、複数の送電共振回路１１０に交流電力を供給する複数の送電回路１２０と、複数の送電回路１２０に直流電力を供給する電源回路１３０と、受電コイル位置検出部１４０とを備えている。

複数の送電共振回路１１０は、車両２００の進行方向（「道路ＲＳの延在方向」とも呼ぶ）に沿って道路ＲＳの路面上あるいは路面中に設置されている。個々の送電共振回路１１０は、後述する送電コイルおよび共振コンデンサを含む。送電共振回路１１０は、送電コイルおよび共振コンデンサの両方が道路ＲＳの延在方向に沿って設置されている必要はなく、複数の送電コイルが道路ＲＳの延在方向に沿って設置されていればよい。

複数の送電回路１２０は、それぞれ、電源回路１３０から供給される直流電力を高周波の交流電力に変換して送電共振回路１１０の送電コイルに印加する回路である。送電回路１２０の具体的な構成例については後述する。電源回路１３０は、直流電力を送電回路１２０に供給する回路である。例えば、電源回路１３０は、外部電源の交流電圧を整流して直流電圧を出力するＡＣ／ＤＣコンバータ回路として構成される。

なお、送電共振回路１１０と、この送電共振回路１１０に交流電力を供給する送電回路１２０とは、１つのセグメント（「非接触給電セグメント」とも呼ぶ）として扱われる。図１には、ｉ－２番目のセグメントＳｅｇｉ－２～ｉ＋２番目のセグメントＳｅｇｉ＋２の５つのセグメントが示されている。

受電コイル位置検出部１４０は、後述する受電共振回路２１０の車両２００の底部に設置された受電コイルの位置を検出する。受電コイル位置検出部１４０は、例えば、複数の送電回路１２０における送電電力や送電電流の大きさから受電共振回路２１０の受電コイルの位置を検出しても良く、或いは、車両２００との無線通信や車両２００の位置を検出する位置センサを利用して受電共振回路２１０の受電コイルの位置を検出しても良い。複数の送電回路１２０は、受電コイル位置検出部１４０で検出された受電共振回路２１０の受電コイルの位置に応じて、受電共振回路２１０に近い１つ以上のセグメントの送電共振回路１１０を用いて送電を実行する。

車両２００は、非接触受電装置２０５と、メインバッテリ２３０と、モータジェネレータ２４０と、インバータ回路２５０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２６０と、補機バッテリ２７０と、補機２８０と、制御装置２９０とを備えている。非接触受電装置２０５は、受電共振回路２１０と受電回路２２０とを有している。

受電共振回路２１０は、後述する受電コイルおよび共振コンデンサを含んでおり、送電共振回路１１０との間の電磁誘導現象によって受電コイルに誘導された交流電力を得る装置である。受電回路２２０は、受電共振回路２１０から出力される交流電力を直流電力に変換する回路である。受電回路２２０の具体的な構成例については後述する。受電回路２２０から出力される直流電力は、負荷としてのメインバッテリ２３０の充電に利用することができ、また、補機バッテリ２７０の充電や、モータジェネレータ２４０の駆動、及び、補機２８０の駆動にも利用可能である。

メインバッテリ２３０は、モータジェネレータ２４０を駆動するための直流電力を出力する２次電池である。モータジェネレータ２４０は、３相交流モータとして動作し、車両２００の走行のための駆動力を発生する。モータジェネレータ２４０は、車両２００の減速時にはジェネレータとして動作し、３相交流電力を発生する。インバータ回路２５０は、モータジェネレータ２４０がモータとして動作するとき、メインバッテリ２３０の直流電力を３相交流電力に変換してモータジェネレータ２４０を駆動する。インバータ回路２５０は、モータジェネレータ２４０がジェネレータとして動作するとき、モータジェネレータ２４０が出力する３相交流電力を直流電力に変換してメインバッテリ２３０に供給する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２６０は、メインバッテリ２３０の直流電圧を、より低い直流電圧に変換して補機バッテリ２７０及び補機２８０に供給する。補機バッテリ２７０は、補機２８０を駆動するための直流電力を出力する２次電池である。補機２８０は、空調装置や電動パワーステアリング装置等の周辺装置である。

制御装置２９０は、車両２００内の各部を制御する。制御装置２９０は、走行中非接触給電を受ける際には、受電回路２２０を制御して受電を実行する。

非接触給電装置１００の１つのセグメントの送電回路１２０および送電共振回路１１０と、車両２００の非接触受電装置２０５の受電共振回路２１０および受電回路２２０は、例えば、図２に示す回路で構成されている。図２は、ｉ番目のセグメントＳｅｇｉと非接触受電装置２０５との間で送電が行なわれている状態を例に示している。図２において、ｉ番目のセグメントＳｅｇｉの構成要素を示す各符号の末尾には、ｉ番目のセグメントＳｅｇｉの構成要素であることを示すために、「ｉ」が付記されている。なお、他のセグメントの送電回路１２０および送電共振回路１１０も同様であるので図示および説明を省略する。なお、以下の説明において、特にセグメントを区別する必要がない場合には、末尾に付記する「ｉ」のような、何番目のセグメントであるかを示す符号を省略して示す場合もある。

送電共振回路１１０ｉは直列に接続された送電コイル１１２ｉと共振コンデンサ１１６ｉとを有している。受電共振回路２１０はＵ，Ｖ，Ｗの３相の受電共振回路部２１０ｕ，２１０ｖ，２１０ｗを有している。各受電共振回路部２１０ｕ，２１０ｖ，２１０ｗは、直列に接続された受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗと共振コンデンサ２１６ｕ，２１６ｖ，２１６ｗとを有している。送電共振回路１１０ｉおよび受電共振回路２１０の受電共振回路部２１０ｕ，２１０ｖ，２１０ｗには、一次直列二次直列コンデンサ方式（「ＳＳ方式」とも呼ばれる）の共振方式が適用されている。また、送電側が単相の送電コイル１１２ｉで構成され、受電側が受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗの３相の受電コイル２１２で構成された送電側単相－受電側３相の非接触給電方式が適用されている。なお、送電コイル１１２ｉのインダクタンスはＬｒ１ｉで表され、共振コンデンサ１１６ｉのキャパシタンスはＣｒ１ｉで表されている。各相の受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗのインダクタンスはＬｒ２ｕ，Ｌｒ２ｖ，Ｌｒ２ｗで表され、各相の共振コンデンサ２１６ｕ，２１６ｖ，２１６ｗのキャパシタンスはＣｒ２ｕ，Ｃｒ２ｖ，Ｃｒ２ｗで表されている。

送電回路１２０ｉは、電源回路１３０からの直流電力を交流電力に変換するインバータ回路１２２ｉと、２つのインダクタ１２４Ｌｉと１つのコンデンサ１２４Ｃｉを有するＴ－ＬＣＬ型のイミタンス変換回路１２４ｉとを備えている。なお、インダクタ１２４ＬｉのインダクタンスはＬ１ｉで表され、コンデンサ１２４ＣｉのキャパシタンスはＣ１ｉで表されている。イミタンス変換回路１２４ｉは、伝送する交流電力の基本角周波数ω０と等しくなるように設定される共振角周波数においては、入力側から見たインピーダンスを出力側のアドミタンスに変換するイミタンス特性に従って、入力される交流電力を調整する機能を有する。また、イミタンス変換回路１２４ｉは、共振周波数以外においてはローパスフィルタ回路として機能する。

受電回路２２０は、イミタンス変換回路２２４と、イミタンス変換回路２２４からの交流電力を直流電力に変換する整流回路２２６と、メインバッテリ２３０の充電に適した直流電圧の電力に変換する電力変換回路としてのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８とを備えている。

イミタンス変換回路２２４は、３相の受電共振回路部２１０ｕ，２１０ｖ，２１０ｗに対応する３相のイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗを有している。各イミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗは、Ｔ－ＬＣＬ型のイミタンス変換回路であり、２つのインダクタ２２４Ｌｕ，２２４Ｌｖ，２２４Ｌｗと１つのコンデンサ２２４Ｃｕ，２２４Ｃｖ，２２４Ｃｗとを有している。なお、インダクタ２２４Ｌｕ，２２４Ｌｖ，２２４ＬｗのインダクタンスはＬ２ｕ，Ｌ２ｖ，Ｌ２ｗで表され、コンデンサ２２４Ｃｕ，２２４Ｃｖ，２２４ＣｗのキャパシタンスはＣ２ｕ，Ｃ２ｖ，Ｃ２ｗで表されている。各イミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗは、それぞれ、送電回路１２０ｉのイミタンス変換回路１２４ｉと同様の機能を有している。

３相の受電共振回路部２１０ｕ，２１０ｖ，２１０ｗは、スター結線されており、それぞれの出力は対応する相のイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗの入力に接続されている。３相のイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗもスター結線されており、それぞれの出力は整流回路２２６に接続されている。なお、３相の受電共振回路部２１０ｕ，２１０ｖ，２１０ｗおよびイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗの結線は、Δ結線としてもよい。

図３に示すように、各セグメントの送電共振回路１１０は、送電コイル１１２と、磁性体ヨーク１１４とを有している。なお、図３には、ｉ－１番目～ｉ＋１番目のセグメントの送電コイル１１２ｉ－１～１１２ｉ＋１と、磁性体ヨーク１１４ｉ－１～１１４ｉ＋１が示されている。

受電共振回路２１０は、受電コイル２１２と、磁性体ヨーク２１４とを有している。受電コイル２１２は、Ｕ相の受電共振回路部２１０ｕの受電コイル２１２ｕと、Ｖ相の受電共振回路部２１０ｖの受電コイル２１２ｕと、Ｗ相の受電共振回路部２１０ｗの受電コイル２１２ｗを含む３相コイルとして構成されている。３つの受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗは、図４に示すように、Ｖ相の受電コイル２１２ｖ、Ｕ相の受電コイル２１２ｕ、Ｗ相の受電コイル２１２ｗの順で－ｚ方向に重なるとともに、＋ｘ方向に順にずれるように配置されている。なお、図３の受電共振回路２１０は、図４の３－３断面を模式的に示している。

なお、各コイル１１２，２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗは、通常、２以上の巻線を有する集中巻コイルとして構成されるが、図３，図４では簡略化して描かれている。各コイルのコイル線を示す丸の中に付されている黒丸「・」とバツ印「×」は、電流方向が逆方向であることを示している。

磁性体ヨーク１１４，２１４はいわゆるバックヨークであり、コイル１１２，２１２の周辺の磁束密度を高めるために使用されている。送電共振回路１１０の磁性体ヨーク１１４は、送電コイル１１２の裏側に配置されている。「送電コイル１１２の裏側」とは、送電コイル１１２と受電コイル２１２の間のギャップと反対の側を意味する。同様に、受電共振回路２１０の磁性体ヨーク２１４は、受電コイル２１２の裏側に配置されている。磁性体ヨーク１１４，２１４とは別に、送電コイル１１２と受電コイル２１２に磁性体コアを設けてもよい。また、磁性体ヨーク１１４，２１４の裏側に、非磁性金属製の磁気シールド板をそれぞれ設けてもよい。

図３には、受電コイル２１２の３つの受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗによる３相の受電電力波形Ｐｓｕ，Ｐｓｖ，Ｐｓｗが描かれている。送電コイル１１２に印加する交流電力の周波数は、送電コイル１１２から受電コイル２１２への送電に関して、車両２００の走行中にも受電コイル２１２がほぼ停止していると見なせる程度に十分に高い周波数に設定される。例えば、走行中非接触給電における受電コイル２１２の移動周波数が数十Ｈｚ～数百Ｈｚの範囲の場合には、送電コイル１１２に印加する交流電圧の周波数は数十ｋＨｚ～数百ｋＨｚの範囲の値に設定される。このように、送電コイル１１２に印加する交流電圧の周波数を受電コイル２１２の移動周波数ｆ２１２よりも十分に大きな値に設定すれば、送電コイル１１２から受電コイル２１２への送電に関しては、車両２００の走行中にも受電コイル２１２がほぼ停止していると見なすことができる。

ここで、図４に示したように、３つの受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗに、配置のずれや重なりがある場合、これらのずれや重なり方等（以下、「配置構造」とも呼ぶ）によって、それぞれのコイルにおける電気的特性や磁気的特性が異なるため、受電する３相の交流電力が不平衡となる。特に、車両に搭載する受電コイル２１２には小型化が求められるため、配置構造の影響が大きくなり、受電する交流電力に無視できないほどの不平衡生じる可能性が高い。図４に示した３つの受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗの配置関係では、図３に示した３相の受電電力波形Ｐｓｕ，Ｐｓｖ，Ｐｓｗのように、Ｕ相の受電電力Ｐｓｕが、他の相の受電電力Ｐｓｖ，Ｐｓｗに比べて大きくなる。このような不平衡となった３相の受電電力では、整流回路２２６によって変換された直流電力には、いわゆる脈動と呼ばれる電力の変動が発生する。この電力の変動は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８による出力電圧の制御によって吸収される。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８では、この吸収制御のために、その動作範囲が大きくなるため、損失の増加を招く。これにより、非接触受電装置２０５における受電効率が悪くなる。また、非接触給電装置１００から非接触受電装置２０５へ電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率が悪くなる。

そこで、本実施形態の非接触受電装置２０５は、以下で説明する構成を採用することにより、受電電力の変動を低減する。

なお、以下の説明では、イミタンス変換回路１２４ｉ，２２４に含まれるインダクタ（「コイル」とも呼ぶ）およびコンデンサや、送電共振回路１１０ｉおよび受電共振回路２１０に含まれるコイルおよびコンデンサを、説明の都合上、それぞれの値を示す記号を符号として用いて示す場合もある。例えば、イミタンス変換回路１２４ｉのインダクタ１２４ＬｉをそのインダクタンスＬ１ｉを用いて「インダクＬ１ｉ」と示し、コンデンサ１２４ＣｉをそのキャパシタンスＣ１ｉを用いて「コンデンサＣ１ｉ」と示す場合もある。また、以降の他の実施形態においても同様である。

図２に示した給電側（「送電側」とも呼ぶ）の電源回路１３０から受電側の受電回路２２０までの構成のうち、Ｕ相に関する構成は、図５に示した等価回路で表される。電源回路１３０およびインバータ回路１２２は、交流電源ＳＡＣに置き換えられる。送電共振回路１１０ｉおよび受電共振回路２１０の受電共振回路部２１０ｕで構成される送受電回路は、送電コイルＬｒ１ｉと受電コイルＬｒ２ｕとの間の相互インダクタンスＬｍｉｕを用いたＴ型等価回路ＴＥＣｕに置き換えられる。Ｒ１ｉ，Ｒ２ｕは巻線抵抗である。整流回路２２６およびＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８は、後述するインピーダンス特性Ｚ４に置き換えられる。

以下の説明において、インバータ回路１２２ｉ（図２参照）の出力側の端子対Ｐ１ｕ－Ｐ１ｕ＊からイミタンス変換回路１２４ｉの入力側を見た伝達特性を示すインピーダンス特性をＺ１ｕとする。インピーダンス特性Ｚ１ｕはＶ１ｕ／Ｉ１ｕで表される。Ｖ１ｕは端子対Ｐ１ｕ－Ｐ１ｕ＊間の電圧であり、Ｉ１ｕはイミタンス変換回路１２４ｉに流れる電流である。イミタンス変換回路１２４の特性インピーダンスをＺ０１ｉとする。イミタンス変換回路１２４の出力側の端子対Ｐ２ｕ－Ｐ２ｕ＊から後段側を見たインピーダンス特性をＺ２ｕとする。インピーダンス特性Ｚ２ｕはＶ２ｕ／Ｉ２ｕで表される。Ｖ２ｕは端子対Ｐ２ｕ－Ｐ２ｕ＊間の電圧であり、Ｉ２ｕは後段側に流れる電流である。受電側のイミタンス変換回路部２２４ｕの入力側の端子対Ｐ３ｕ－Ｐ３ｕ＊からイミタンス変換回路部２２４ｕの入力側を見たインピーダンス特性をＺ３とする。インピーダンス特性Ｚ３はＶ３／Ｉ３で表される。Ｖ３は端子対Ｐ３－Ｐ３＊間の電圧であり、Ｉ３はイミタンス変換回路部２２４ｕに流れる電流である。イミタンス変換回路部２２４ｕの特性インピーダンスをＺ０３ｕとする。イミタンス変換回路部２２４ｕの出力側の端子対Ｐ４ｕ－Ｐ４ｕ＊から後段側を見たインピーダンス特性は、Ｚ４ｕとする。インピーダンス特性Ｚ４ｕはＶ４ｕ／Ｉ４ｕで表される。Ｖ４ｕは端子対Ｐ４ｕ－Ｐ４ｕ＊間の電圧であり、Ｉ４ｕは後段側に流れる電流である。このインピーダンス特性Ｚ４ｕは、メインバッテリ２３０の状態に応じて変化するインピーダンス特性Ｚ４である。なお、インピーダンス特性Ｚ４が最も大きくなるのは、メインバッテリ２３０が満充電の状態であり、インピーダンス特性Ｚ４が最も小さくなるのは、メインバッテリ２３０の電圧が使用範囲として許容されている最も低い電圧において、許容されている最も大きい電流で充電が実行される場合である。

図示および説明は省略するがＶ相およびＷ相に関する等価回路も、Ｕ相と同様の等価回路で表される。なお、Ｖ相の等価回路ではＵ相の等価回路の添え字「ｕ」を「ｖ」に置き換えればよく、Ｗ相の等価回路ではＵ相の等価回路の添え字「ｕ」を「ｗ」に置き換えればよい。

図５に示したＵ相の等価回路の伝達特性であるインピーダンス特性Ｚ１ｕは、下式（１ｕ）で表される。
Ｚ１ｕ＝Ｚ０１ｉ^２／Ｚ２ｕ
＝（Ｚ０１ｉ^２・Ｚ０３ｕ^２）／（Ｚ０２ｉｕ^２・Ｚ４ｕ）・・・（１ｕ）
Ｚ０１ｉはイミタンス変換回路１２４ｉの特性インピーダンスであり、下式（２ｕ）で表される。Ｚ０２ｉｕはＵ相の送受電回路ＴＥＣｕの特性インピーダンスであり、下式（３ｕ）で表される。Ｚ０３ｕはＵ相のイミタンス変換回路部２２４ｕの特性インピーダンスであり、下式（４ｕ）で表される。Ｚ４ｕはインピーダンス特性Ｚ４である。
Ｚ０１ｉ＝ω０・Ｌ１ｉ＝１／（ω０・Ｃ１ｉ）・・・（２ｕ）
Ｚ０２ｉｕ＝ω０・Ｌｍｉｕ・・・（３ｕ）
Ｚ０３ｕ＝ω０・Ｌ２ｕ＝１／（ω０・Ｃ２ｕ）・・・（４ｕ）
ω０は伝送される交流電力の基本角周波数である。Ｌ１ｉおよびＣ１ｉは送電側のイミタンス変換回路１２４ｉのインダクタンスおよびキャパシタンスである。ＬｍｉｕはＵ相の送受電回路ＴＥＣｕの相互インダクタンスである。Ｌ２ｕおよびＣ２ｕは、受電側のＵ相のイミタンス変換回路部２２４ｕのインダクタンスおよびキャパシタンスである。

同様に、Ｖ相のインピーダンス特性Ｚ１ｖは下式（１ｖ）で表され、Ｗ相のインピーダンス特性Ｚ１ｗは下式（１ｗ）で表される。
Ｚ１ｖ＝Ｚ０１ｉ^２／Ｚ２ｖ
＝（Ｚ０１ｉ^２・Ｚ０３ｖ^２）／（Ｚ０２ｉｖ^２・Ｚ４ｖ）・・・（１ｖ）
Ｚ１ｗ＝Ｚ０１ｉ^２／Ｚ２ｗ
＝（Ｚ０１ｉ^２・Ｚ０３ｗ^２）／（Ｚ０２ｉｗ^２・Ｚ４ｗ）・・・（１ｗ）
Ｚ０２ｉｖはＶ相の送受電回路ＴＥＣｕの特性インピーダンスであり、下式（３ｖ）で表される。Ｚ０３ｖはＶ相のイミタンス変換回路部２２４ｖの特性インピーダンスであり、下式（４ｖ）で表される。Ｚ０２ｉｗはＷ相の送受電回路ＴＥＣｗの特性インピーダンスであり、下式（３ｗ）で表される。Ｚ０３ｗはＷ相のイミタンス変換回路部２２４ｗの特性インピーダンスであり、下式（４ｗ）で表される。Ｚ４ｖ，Ｚ４ｗはインピーダンス特性Ｚ４である。
Ｚ０２ｉｖ＝ω０・Ｌｍｉｖ・・・（３ｖ）
Ｚ０３ｖ＝ω０・Ｌ２ｖ＝１／（ω０・Ｃ２ｖ）・・・（４ｖ）
Ｚ０２ｉｗ＝ω０・Ｌｍｉｗ・・・（３ｗ）
Ｚ０３ｗ＝ω０・Ｌ２ｗ＝１／（ω０・Ｃ２ｗ）・・・（４ｗ）
ＬｍｉｖはＶ相の送受電回路ＴＥＣｖの相互インダクタンスである。Ｌ２ｖおよびＣ２ｖは、受電側のＶ相のイミタンス変換回路部２２４ｖのインダクタンスおよびキャパシタンスである。ＬｍｉｗはＷ相の送受電回路ＴＥＣｗの相互インダクタンスである。Ｌ２ｗおよびＣ２ｗは、受電側のＷ相のイミタンス変換回路部２２４ｗのインダクタンスおよびキャパシタンスである。

上式（１ｕ），（１ｖ），（１ｗ）で表されるインピーダンス特性Ｚ１ｕ，Ｚ１ｖ，Ｚ１ｗが同じ、すなわち、Ｚ１ｕ＝Ｚ１ｖ＝Ｚ１ｗであれば、各相の受電電力の特性は平衡となり、不平衡による電力の変動は理論的には発生しないと言える。この点に着目すると、上式（１ｕ），（１ｖ），（１ｗ）で共通するパラメータＺ０１ｉ，Ｚ４ｕ，Ｚ４ｖ，Ｚ４ｗは省略可能であり、インピーダンス特性Ｚ１ｕ，Ｚ１ｖ，Ｚ１ｗは、それぞれ、下式（５ｕ），（５ｖ），（５ｗ）で表されるインピーダンス特性Ｚｕ，Ｚｖ，Ｚｗに置き換えて表すことができる。従って、各相のインピーダンス特性Ｚｕ，Ｚｖ，Ｚｗの差が小さくなるように、すなわち、Ｚｕ≒Ｚｖ≒Ｚｗとなるように各構成要素を設定すれば、各相の受電電力の不平衡により発生する電力の変動の低減が可能と考えられる。
Ｚｕ＝Ｚ０３ｕ^２／Ｚ０２ｉｕ^２・・・（５ｕ）
Ｚｖ＝Ｚ０３ｖ^２／Ｚ０２ｉｖ^２・・・（５ｖ）
Ｚｗ＝Ｚ０３ｗ^２／Ｚ０２ｉｗ^２・・・（５ｗ）

ここで、上式（５ｕ），（５ｖ），（５ｗ）の特性インピーダンスＺ０２ｉｕ，Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗは、上式（３ｕ），（３ｖ），（３ｗ）で表されるように、それぞれの相互インダクタンスＬｍｉｕ，Ｌｍｉｖ，Ｌｍｉｗで表され、上記したように発生する受動コイルの配置構造等によって発生する不平衡に応じて変化するものである。そこで、このような不平衡に応じて発生する特性インピーダンスＺ０２ｉｕ，Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗの変動は、各相のイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗの特性インピーダンスＺ０３ｕ，Ｚ０３ｖ，Ｚ０３ｗを、Ｚｕ≒Ｚｖ≒Ｚｗとなるように設定することにより、低減が可能と考えられる。

なお、各相のイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗを構成するインダクタＬ２ｕ，Ｌ２ｖ，Ｌ２ｗのインダクタンスの値およびコンデンサＣ２ｕ，Ｃ２ｖ，Ｃ２ｗのキャパシタンスの値は、上式（４ｕ），（４ｖ），（４ｗ）から求めることができる。

ここで、Ｚｕ＞Ｚｖ＝Ｚｗの条件で、Ｕ相の特性インピーダンスＺ０２ｉｕを基準として、Ｖ，Ｗ相の特性インピーダンスＺ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗのパラメータを変化させて、出力電力の脈動およびＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８の電力損失について、シミュレーションした。具体的には、上記の各相のイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗの特性インピーダンスＺ０３ｕ，Ｚ０３ｖ，Ｚ０３ｗの調整により、特性インピーダンスＺ０２ｉｕ，Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗの誤差補償を行なった場合と、誤差補償を行なわなかった合について、シミュレーションした。なお、以下では、特性インピーダンスＺ０２ｉｕ，Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗの誤差補償を単に「特性インピーダンスＺ０２の誤差補償」とも呼ぶ。

図６は、Ｚ０２誤差率、具体的には、Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗにＺ０１ｉｕの比、に対する出力電力の脈動［Ｗ］の変化のシミュレーション結果の一例を示している。図７は、図６と同様のＺ０２誤差率に対するＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８の電力損失［Ｗ］の変化のシミュレーション結果の一例を示している。

図６に示すように、特性インピーダンスＺ０２の誤差補償の有無に関わらず、Ｚ０２誤差率の低下、すなわち、各相の特性インピーダンスＺ０２ｉｕ，Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗの誤差の増加に応じて、出力電力の脈動は増加の傾向にある。しかしながら、特性インピーダンスＺ０２の誤差補償を行うことにより、出力電力の脈動の低減が可能であることを確認した。また、出力電力の脈動は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８の制御動作範囲を拡大する。このため、図７に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８の電力損失も、特性インピーダンスＺ０２の誤差補償の有無に関わらず、Ｚ０２誤差率の低下に応じて増加の傾向にある。この電力損失の増加は、一般的に、出力電力に対して指数関数的に増加する特性を有している。但し、補償を行なうことにより、電力損失の増加量の低減が可能であることを確認した。

また、Ｚ０２誤差率が０．７以上であれば、電力損失の増加を許容増加率Ｒｐｌｓ以下とすることが可能であることを確認した。なお、許容増加率Ｒｐｌｓは、Ｚ０２誤差率が１、すなわち、誤差が無い場合の電力損失に対して許容できる増加量の割合を示している。この許容増加率Ｒｐｌｓは、あらかじめ定められており、本例では、Ｒｐｌｓ＝２０％とされている。また、Ｚ０２誤差率が０．７以上は、各相の特性インピーダンスＺ０２ｉｕ，Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗの誤差が±３０％以内であることを意味している。すなわち、各相の特性インピーダンスＺ０２ｉｕ，Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗの誤差が±３０％以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Ｒｐｌｓ以下とすることが可能であると言うことができる。

さらにまた、Ｚ０２の誤差率が０．９以上であれば、Ｚ０２誤差率が１、すなわち、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能であることを確認した。なお、Ｚ０２誤差率が０．９以上は、各相の特性インピーダンスＺ０２ｉｕ，Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗの誤差が±１０％以内であることを意味している。すなわち、各相の特性インピーダンスＺ０２ｉｕ，Ｚ０２ｉｖ，Ｚ０２ｉｗの誤差が±１０％以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能であると言うことができる。

以上説明したように、第１実施形態の非接触給電システムの非接触受電装置２０５では、３相の受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗによる３相の受電電力の不平衡を低減するように、３相のイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗのインピーダンス特性としての特性インピーダンスが、それぞれ、設定されている。具体的には、非接触給電装置１００の送電回路１２０のインバータ回路１２２から後段側を見た３相のインピーダンス特性Ｚｕ，Ｚｖ，Ｚｗの差が小さくなるように、各相のイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗのインピーダンス特性としての特性インピーダンスが、それぞれ、設定されている。これにより、整流回路２２６から出力される直流電力に発生する電力脈動、すなわち、電力の変動を低減することができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８において、整流回路２２６から出力される直流電力の変動を吸収するための制御によって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電装置１００から非接触受電装置２０５に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。

Ｂ．第２実施形態：
第１実施形態の非接触受電装置２０５は、図２に示すように３相の受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗを備える構成の場合を例に説明したが、図８に示すように、２相の受電コイル２１２ａ，２１２ｂを備える構成の非接触受電装置２０５Ｂであってもよい。なお、第２実施形態の非接触給電装置は、第１実施形態の非接触給電装置１００と同じである。

非接触受電装置２０５Ｂは、Ａ，Ｂの２相の受電共振回路部２１０ａ，２１０ｂを有する受電共振回路２１０Ｂを備えている。また、非接触受電装置２０５Ｂは、２相の受電共振回路部２１０ａ，２１０ｂに対応して、２相のイミタンス変換回路部２２４ａ，２２４ｂを有するイミタンス変換回路２２４Ｂと、整流回路部２２６ａ，２２６ｂを有する整流回路２２６Ｂと、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８と、を有する受電回路２２０Ｂを備えている。

２相の受電共振回路部２１０ａ，２１０ｂの構成は、３相の受電共振回路部２１０ｕ，２１０ｖ，２１０ｗ（図３参照）と同じであり、直列に接続された受電コイル２１２ａ，２１２ｂと共振コンデンサ２１６ａ，２１６ｂとを有している。受電コイル２１２ａ，２１２ｂのインダクタンスはＬｒ２ａ，Ｌｒ２ｂで表され。共振コンデンサ２１６ａ，２１６ｂのキャパシタンスはＣｒ２ａ，Ｃｒ２ｂで表されている。２相のイミタンス変換回路部２２４ａ，２２４ｂも３相のイミタンス変換回路部２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗ（図３参照）と同じであり、２つのインダクタ２２４Ｌａ，２２４Ｌｂと１つのコンデンサ２２４Ｃａ，２２４Ｃｂとを有している。インダクタ２２４Ｌａ，２２４ＬｂのインダクタンスはＬ２ａ，Ｌ２ｂで表され、コンデンサ２２４Ｃａ，２２４ＣｂのキャパシタンスはＣ２ａ，Ｃ２ｂで表されている。

Ａ相の整流回路部２２６ａはＡ相のイミタンス変換回路部２２４ａから出力される交流電力を直流電力に変換し、Ｂ相の整流回路部２２６ｂはＢ相のイミタンス変換回路部２２４ｂから出力される交流電力を直流電力に変換する。

２相の受電コイル２１２ａ，２１２ｂを有する構成の場合にも、受電する２相の交流電力の不平衡によって整流回路２２６Ｂから出力される直流電力に電力脈動が発生し、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８の電力損失の増加が発生する。そこで、第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、２相の受電コイル２１２ａ，２１２ｂによる２相の受電電力の不平衡を低減するように、２相のイミタンス変換回路部２２４ａ，２２４ｂの特性インピーダンスＺ０３ａ，Ｚ０３ｂが、それぞれ、設定されているようにすれば良い。２相のイミタンス変換回路部２２４ａ，２２４ｂの特性インピーダンスＺ０３ａ，Ｚ０３ｂは、具体的には、以下のように設定することができる。

図８に示した回路において、インバータ回路１２２ｉから後段側のＡ，Ｂの各相の伝達特性を示すインピーダンス特性Ｚ１ａ，Ｚ１ｂは表す下式（６ａ），（６ｂ）で表される。
Ｚ１ａ＝（Ｚ０１ｉ^２・Ｚ０３ａ^２）／（Ｚ０２ｉａ^２・Ｚ４ａ）・・・（６ａ）
Ｚ１ｂ＝（Ｚ０１ｉ^２・Ｚ０３ｂ^２）／（Ｚ０２ｉｂ^２・Ｚ４ｂ）・・・（６ｂ）
Ｚ０１ｉはイミタンス変換回路１２４ｉの特性インピーダンスであり、下式（７）で表される。Ｚ０２ｉａはＡ相の送受電回路の特性インピーダンスであり、下式（８ａ）で表される。Ｚ０２ｉｂはＢ相の送受電回路の特性インピーダンスであり、下式（８ｂ）で表される。Ｚ０３ａはＡ相のイミタンス変換回路部２２４ａの特性インピーダンスであり、下式（９ａ）で表される。Ｚ０３ｂはＢ相のイミタンス変換回路部２２４ｂの特性インピーダンスであり、下式（９ｂ）で表される。Ｚ４ａ，Ｚ４ｂは、整流回路部２２６ａ，２２６ｂから後段側を見たインピーダンス特性であり、メインバッテリ２３０の状態に応じて変化するインピーダンス特性Ｚ４である。
Ｚ０１ｉ＝ω０・Ｌ１ｉ＝１／（ω０・Ｃ１ｉ）・・・（７）
Ｚ０２ｉａ＝ω０・Ｌｍｉａ・・・（８ａ）
Ｚ０２ｉｂ＝ω０・Ｌｍｉｂ・・・（８ｂ）
Ｚ０３ａ＝ω０・Ｌ２ａ＝１／（ω０・Ｃ２ａ）・・・（９ａ）
Ｚ０３ｂ＝ω０・Ｌ２ｂ＝１／（ω０・Ｃ２ｂ）・・・（９ｂ）
ω０は伝送される交流電力の基本角周波数である。Ｌ１ｉおよびＣ１ｉは送電側のイミタンス変換回路１２４ｉのインダクタンスおよびキャパシタンスである。ＬｍｉａはＡ相の送受電回路の相互インダクタンスである。ＬｍｉｂはＢ相の送受電回路の相互インダクタンスである。Ｌ２ａおよびＣ２ａは、受電側のＡ相のイミタンス変換回路部２２４ａのインダクタンスおよびキャパシタンスである。Ｌ２ｂおよびＣ２ｂは、受電側のＢ相のイミタンス変換回路部２２４ｂのインダクタンスおよびキャパシタンスである。

なお、第１実施形態で説明したように、上式（６ａ），（６ｂ）に共通するパラメータＺ０１ｉ，Ｚ４ａ，Ｚ４ｂは省略可能であり、インピーダンス特性Ｚ１ａ，Ｚ１ｂは、それぞれ、下式（１０ａ），（１０ｂ）で表されるインピーダンス特性Ｚａ，Ｚｂに置き換えて表すことができる。従って、２相の特性インピーダンスＺａ，Ｚｂの差が小さくなるように、すなわち、Ｚａ≒Ｚｂとなるように、２相のイミタンス変換回路部２２４ａ，２２４ｂの特性インピーダンスＺ０３ａ，Ｚ０３ｂを設定すればよい。
Ｚａ＝Ｚ０３ａ^２／Ｚ０２ｉａ^２・・・（１０ａ）
Ｚｂ＝Ｚ０３ａ^２／Ｚ０２ｉｂ^２・・・（１０ｂ）

なお、上式（１０ａ），（１０ｂ）の特性インピーダンスＺ０２ｉａ，Ｚ０２ｉｂは、上式（８ａ），（８ｂ）で表されるように、送電コイル１１２ｉと受電コイル２１２ａ，２１２ｂの相互インダクタンスＬｍｉａ，Ｌｍｉｂで表され、上記したように発生する受動コイルの配置等によって発生する不平衡に応じて変化するものである。

また、各相のイミタンス変換回路部２２４ａ，２２４ｂを構成するインダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂのインダクタンスの値およびコンデンサＣ２ａ，Ｃ２ｂのキャパシタンスの値は、上式（９ａ），（９ｂ）から求めることができる。

以上説明したように、第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、整流回路２２６Ｂから出力される直流電力に発生する電力脈動、すなわち、電力の変動を低減することができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８において、整流回路２２６Ｂから出力される直流電力の変動を吸収するための制御によって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電装置１００から非接触受電装置２０５Ｂに非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。

なお、第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、各相の特性インピーダンスＺ０２の誤差が±３０％以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Ｒｐｌｓ以下とすることが可能である。また、各相の特性インピーダンスＺ０２の誤差が±１０％以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能である。

Ｃ．第３実施形態：
第１実施形態では３相の受電コイル２１２ｕ，２１２ｖ，２１２ｗを備える非接触受電装置２０５（図２参照）において、３相の受電コイルによる受電電力の不平衡によって発生する電力脈動の低減、および、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８の電力損失の増加の低減を可能とする構成について説明した。また、第２実施形態では２相の受電コイル２１２ａ，２１２ｂを備える非接触受電装置２０５Ｂ（図８参照）において、２相の受電コイルによる受電電力の不平衡によって発生する電力脈動の低減、および、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２２８の電力損失の増加の低減を可能とする構成について説明した。非接触受電装置としては、２相あるいは３相の受電コイルを備える非接触受電装置２０５，２０５Ｂに限定されるものではない。４相以上の複数相の受電コイルを備える非接触受電装置であってもよい。このような非接触受電装置においても、同様に、非接触給電装置の送電回路のインバータ回路から後段を見た各相の伝達特性を示すインピーダンス特性の差が小さくなり、等しくなるように、非接触受電装置の各相のイミタンス変換回路部の特性インピーダンスを設定すればよい。このようにすれば、各相のイミタンス変換回路部から出力される交流電力の不平衡を低減することができ、整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動を低減することができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、整流回路から出力される直流電力の変動を吸収するための制御によって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電装置から非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。

なお、第３実施形態においても、第１実施形態と同様に、各相の特性インピーダンスＺ０２の誤差が±３０％以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Ｒｐｌｓ以下とすることが可能である。また、各相の特性インピーダンスＺ０２の誤差が±１０％以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能である。

Ｄ．第４実施形態：
第１～第３実施形態では、非接触給電装置１００（図１，図２，図８参照）の各セグメントＳｅｇｎ（ｎはセグメントの番号、例えば、１，・・・ｉ，・・・を示す）は、インバータ回路１２２ｎの後段の伝達特性を示すインピーダンス特性Ｚ１ｎ（Ｚ１ｎは、Ｚ１１，・・・Ｚ１ｉ，・・・を示す）が同じであることを前提として説明した。具体的には、ｉ番目のセグメントＳｅｇｉと非接触受電装置２０５，２０５Ｂについて説明した。

ここで、図９は、ｉ番目のセグメントＳｅｇｉ（図２参照）のインバータ回路１２２ｉの出力端に相当する端子対Ｐ１ｉ－Ｐ１ｉ＊から送電共振回路１１０ｉまでの回路について、配線を考慮した回路図を示している。イミタンス変換回路１２４ｉは、Ｔ－ＬＣＬ型の回路であり、２つのインダクタンスＬ１ｉ，Ｌ１１ｉと１つのコンデンサＣ１ｉとで構成される。なお、２つのインダクタンスＬ１ｉ，Ｌ１１ｉは、通常、図２に示すように、同じインダクタンスの値に設定されるが、本実施形態では、後述するように、イミタンス変換回路１２４ｉの特性インピーダンスＺ０１ｉの調整を明確にするため、異なる符号で示している。インバータ回路１２２ｉとイミタンス変換回路１２４ｉとの間、および、イミタンス変換回路１２４ｉと送電共振回路１１０ｉとの間は、実際には、それぞれの間を繋ぐ配線によって接続されている。そして、これらの配線はインダクタンス成分Ｌｗｐ１ｉ，Ｌｗｐ２ｉおよび抵抗成分Ｒｗｐ１ｉ，Ｒｗｐ２ｉを有している。また、送電共振回路１１０ｉの直列に接続された共振コンデンサＣｒ１ｉと送電コイルＬｒ１ｉの間の配線および送電コイルＬｒ１ｉの巻線は抵抗成分Ｒ２ｉを有している。

上記配線等のインダクタンス成分および抵抗成分を考慮した場合における端子対Ｐ１ｉ－Ｐ１ｉ＊から後段の伝達特性を示すインピーダンス特性Ｚ１ｉは、下式（１１）で表される。
Ｚ１ｉ＝（Ｒｗｐ１ｉ^２＋Ｒｗｐ１ｉ（Ｒｗｐ２ｉ＋Ｒ２ｉ）＋Ｚ０１ｉ^２）／（Ｒｗｐ１ｉ＋Ｒｗｐ２ｉ＋Ｒ２ｉ）・・・（１１）
Ｚ０１ｉは、ｉ番目のセグメントＳｅｇｉのイミタンス変換回路１２４ｉの特性インピーダンスであり、下式（１２）で表される。
Ｚ０１ｉ＝ω０（Ｌ１ｉ＋Ｌｗｐ１ｉ）＝ω０（Ｌ１１ｉ＋Ｌｗｐ２ｉ）＝１／（ω０・Ｃ１ｉ）・・・（１２）

なお、図示は省略するが他のセグメントも同様である。

各セグメントＳｅｇｎの配線等のインダクタンス成分および抵抗成分が同じである場合、あるいは、小さい場合には、各セグメントＳｅｇｎのインピーダンス特性Ｚ１ｎは同じ、あるいは、同じとして扱ってもよい。

しかしながら、道路ＲＳ（図１参照）に配置される各セグメントＳｅｇｎは、それぞれの送電能力を高めるためには、送電回路１２０ｎが大型化する傾向にある。各セグメントＳｅｇｎの送電回路１２０ｎが大型化した場合、配線の長さや太さ配置環境に依存して、配線に有するインダクタンス成分および抵抗成分が大きくなるとともに、セグメント間でのインダクタンス成分および抵抗成分のばらつきが無視できないほど大きくなる可能性が高い。このセグメント間でのインダクタンス成分および抵抗成分のばらつきは、各セグメントＳｅｇｎのインピーダンス特性Ｚ１ｎにばらつきを発生させる。各セグメントＳｅｇｎのインピーダンス特性Ｚ１ｎのばらつきは、第１～第３実施形態で説明したように、非接触受電装置の受電コイルによる不平衡を抑制したとしても、送電するセグメントの違いによって、受電コイルの不平衡の場合と同様な受電電力の変動を招くことになる。

そこで、各セグメントＳｅｇｎのインピーダンス特性Ｚ１ｎの差が小さくなって、等しくなるように、各セグメントＳｅｇｎのイミタンス変換回路１２４ｎの特性インピーダンスＺ０１ｎを、それぞれ、設定することが好ましい。このようにすれば、送電するセグメントの違いによる受電電力の変動を低減することができる。これにより、非接触受電装置の整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動を低減することができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、整流回路から出力される直流電力の変動を吸収するための制御によって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。

なお、第１～第３実施形態で説明した各相の特性インピーダンスＺ０２の誤差の条件は、第４実施形態の各セグメントのインピーダンス特性Ｚ１ｎの誤差にも同様に適用可能である。すなわち、各セグメントのインピーダンス特性Ｚ１ｎの誤差が±３０％以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Ｒｐｌｓ以下とすることが可能である。また、各セグメントのインピーダンス特性Ｚ１ｎの誤差が±１０％以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能である。

Ｅ．第５実施形態：
上記第４実施形態は、上記第１実施形態（図２参照）と同様に、各セグメントＳｅｇｎが単相の送電コイルを有する構成において、各セグメントＳｅｇｎのインピーダンス特性Ｚ１ｎの差が小さくなるように、各イミタンス変換回路１２４ｎの特性インピーダンスＺ０１ｎを設定する構成について説明した。これに対して、各セグメントＳｅｇｎが複数相の送電コイルを有する構成の場合も考えられる。例えば、図１０は、Ｕ，Ｖ，Ｗの３相の送電コイル１１２ｕｉ，１１２ｖｉ，１１２ｗｉを有する構成のｉ番目のセグメントＳｅｇｉの回路構成の例を示している。セグメントＳｅｇｉは、３相の送電共振回路部１１０ｕｉ，１１０ｖｉ，１１０ｗｉを有する送電共振回路１１０Ｅｉと、３相のイミタンス変換回路部１２４ｕｉ，１２４ｖｉ，１２４ｗｉを有するイミタンス変換回路１２４Ｅｉと、３相の交流電力を出力する整流回路１２２Ｅｉと、を備えている。

各相の送電共振回路部１１０ｕｉ，１１０ｖｉ，１１０ｗｉは、直列に接続される送電コイル１１２ｕｉ，１１２ｖｉ，１１２ｗｉと共振コンデンサ１１６ｕｉ，１１６ｖｉ，１１６ｗｉとを有している。送電コイル１１２ｕｉ，１１２ｖｉ，１１２ｗｉのインダクタンスはＬｒ１ｕｉ，Ｌｒ１ｖｉ，Ｌｒ１ｗｉで表され、共振コンデンサ１１６ｕｉ，１１６ｖｉ，１１６ｗｉのキャパシタンスはＣｒ１ｕｉ，Ｃｒ１ｖｉ，Ｃｒ１ｗｉで表されている。

各相のイミタンス変換回路部１２４ｕｉ，１２４ｗｉ，１２４ｖｉは、２つのインダクタ１２４Ｌｕｉ，１２４Ｌｖｉ，１２４Ｌｗｉと１つのコンデンサ１２４Ｃｕｉ，１２４Ｃｖｉ，１２４Ｃｗｉとを有している。インダクタ１２４Ｌｕｉ，１２４Ｌｖｉ，１２４ＬｗｉのインダクタンスはＬ１ｕｉ，Ｌ１ｖｉ，Ｌ１ｗｉで表され、コンデンサ１２４Ｃｕｉ，１２４Ｃｖｉ，１２４ＣｗｉのキャパシタンスはＣ１ｕｉ，Ｃ１ｖｉ，Ｃ１ｗｉで表されている。

なお、図１０に示した回路図は、配線のインダクンス成分および抵抗成分は省略して示しており、実際には、各相の配線等には、図９と同様のインダクタンス成分および抵抗成分が存在する。

このように複数相の送電コイルを備える構成の場合も、第４実施形態の各セグメントと同様に、例えば、ｉ番目のセグメントＳｅｇｉの各相のインピーダンス特性Ｚ１ｕｉ，Ｚ１ｖｉ，Ｚ１ｖｗについて、ずれが発生する可能性が高く、これによっても、受電コイルの不平衡の場合と同様に受電電力の変動を招くことになる。

そこで、各セグメントＳｅｇｎの各相のインピーダンス特性Ｚ１ｕｎ，Ｚ１ｖｎ，Ｚ１ｗｎの差が小さくなり、各相の送電共振回路部１１０ｕｎ，１１０ｖｎ，１１０ｗｎが非接触受電装置に供給する交流電力の特性の差が小さくなるように、各セグメントＳｅｇｎの各相のイミタンス変換回路部１２４ｕｎ，１２４ｖｎ，１２４ｗｎの特性インピーダンスＺ０１ｕｎ，Ｚ０１ｖｎ，Ｚ０１ｗｎを、それぞれ設定することが好ましい。このようにすれば、送電するセグメントの違いおよび相の違いによる受電電力の変動を低減することができる。これにより、非接触受電装置の整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動を低減することができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、入力側の電圧の変動を吸収することによって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。

なお、第１～第３実施形態で説明した各相の特性インピーダンスＺ０２の誤差の条件は、第５実施形態の各セグメントの各相のインピーダンス特性Ｚ１ｕｎ，Ｚ１ｖｎ，Ｚ１ｗｎの誤差にも同様に適用可能である。すなわち、各セグメントの各相のインピーダンス特性Ｚ１ｕｎ，Ｚ１ｖｎ，Ｚ１ｗｎの誤差が±３０％以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Ｒｐｌｓ以下とすることが可能である。また、各セグメントの各相のインピーダンス特性Ｚ１ｕｎ，Ｚ１ｖｎ，Ｚ１ｗｎの誤差が±１０％以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能である。

また、上記説明では、３相の送電コイルの場合例に説明したが、これに限定されるものではなく、２相あるいは４相以上の送電コイルを備える構成においても同様に適用可能である。

Ｆ．他の実施形態：
（１）上記第１～第３実施形態では、非接触給電システムを構成する非接触受電装置の複数相の受電コイルによる受電電力の不平衡を低減する構成について説明した。また、第４～第５実施形態では、非接触給電システムを構成する非接触給電装置の複数のセグメントの間の伝達特性としてのインピーダンス特性のずれにより、非接触受電装置において発生する受電電力の変動を低減する構成について説明した。さらに第５実施形態では、各セグメントにおいて複数相の送電コイルを備え構成によって、それぞれの相の伝達特性のインピーダンス特性のずれにより、非接触受電装置において発生する受電電力の変動を低減する構成について説明した。第１～第３実施形態の非接触受電装置と、第４～第５実施形態の非接触給電装置とを組み合わせて構成される非接触給電システムとして適用するようにしてもよい。なお、第４～第５実施形態の非接触給電装置に組み合わせる非接触受電装置としては、第１～第３実施形態の非接触受電装置だけでなく、単相の受電コイルを備える非接触受電装置であってもよい。

（２）上記第１～第３実施形態では、非接触受電装置のフィルタ回路を構成する各相のフィルタ回路部としてＴ－ＬＣＬ型のイミタンス変換回路を用いた場合を例に説明した。しかしながら、これに限定されるものではない。例えば、各相のフィルタ回路部としてＴ－ＣＬＣ型のイミタンス変換回路や、他のローパスフィルタ回路、バンドパスフィルタ回路を用いてもよい。また、第４～第５実施形態でも、各セグメントのフィルタ回路あるいは各相のフィルタ回路部としてＴ－ＬＣＬ型のイミタンス変換回路を用いた場合を例に説明したが、同様に、各相のフィルタ回路部としてＴ－ＣＬＣ型のイミタンス変換回路や、他のローパスフィルタ回路、バンドパスフィルタ回路を用いてもよい。

（３）上記実施形態では、直列共振を利用した送電共振回路および受電共振回路を例に説明したが、これに限定されるものではなく、並列共振を利用した送電共振回路および受電共振回路としてもよく、いずれか一方は直列共振で他方は並列共振を利用した共振回路としてもよい。

本開示は、上述の実施形態に限られるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の構成で実現することができる。例えば、発明の概要の欄に記載した各形態中の技術的特徴に対応する実施形態中の技術的特徴は、上述の課題の一部又は全部を解決するために、あるいは、上述の効果の一部又は全部を達成するために、適宜、差し替えや、組み合わせを行うことが可能である。また、その技術的特徴が本明細書中に必須なものとして説明されていなければ、適宜、削除することが可能である。

１００…非接触給電装置、１１０…送電共振回路、１２０…送電回路、１２２…インバータ回路、１２４…イミタンス変換回路、１３０…電源回路、２０５，２０５Ｂ…非接触受電装置、２１０，２１０Ｂ…受電共振回路、２１０ｕ，２１０ｖ，２１０ｗ，２１０ａ，２１０ｂ…受電共振回路部、２２０，２２０Ｂ…受電回路、２２４，２２４Ｂ…イミタンス変換回路、２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗ，２２４ａ，２２４ｂ…イミタンス変換回路部、２２６，２２６Ｂ…整流回路、２２８…ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、Ｓｅｇ…非接触給電セグメント

Claims

非接触給電装置から非接触で供給される電力を受電する非接触受電装置（２０５，２０５Ｂ）であって、
複数相の受電共振回路部（２１０ｕ,２１０ｖ，２１０ｗ，２１０ａ，２１０ｂ）を有する受電共振回路（２１０，２１０Ｂ）と、
前記受電共振回路で受電された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する受電回路（２２０，２２０Ｂ）と、
を備え、
前記受電回路は、
各相の受電共振回路部から入力される交流電力を調整する複数相の受電側フィルタ回路部（２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗ，２２４ａ，２２４ｂ）を有する受電側フィルタ回路（２２４，２２４Ｂ）と、
各相の受電側フィルタ回路部から入力される各相の交流電力を１つの直流電力に変換する整流回路（２２６，２２６Ｂ）と、
前記整流回路から入力される直流電力を、前記負荷に供給される電力に変換する電力変換回路（２２８）と、
を備え、
前記複数相の受電側フィルタ回路部のうちの少なくとも２つは、互いに異なるインピーダンス特性を有し、
前記各相の受電側フィルタ回路部は、それぞれ、前記各相の受電側フィルタ回路部から前記整流回路に入力される前記各相の交流電力の特性が互いに平衡になるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触受電装置。
請求項１に記載の非接触受電装置であって、
前記各相の受電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、それぞれ、前記非接触給電装置側から前記非接触受電装置の前記各相の受電共振回路部側を見た各相のインピーダンス特性のそれぞれが同じ特性になるように設定される、非接触受電装置。
請求項２に記載の非接触受電装置であって、
前記各相の受電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、前記各相のインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±３０％以下となるように調整されている、非接触受電装置。
請求項２に記載の非接触受電装置であって、
前記各相の受電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、前記各相のインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±１０％以下となるように調整されている、非接触受電装置。
請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載の非接触受電装置であって、
前記受電側フィルタ回路部はイミタンス変換回路であり、前記受電側フィルタ回路部のインピーダンス特性として前記イミタンス変換回路の特性インピーダンスが利用される、非接触受電装置。
非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電装置（１００）であって、
前記非接触受電装置の受電共振回路に交流電力を送電する送電共振回路（１１０，１１０Ｅ）と、
電源回路（１３０）から供給される直流電力を交流電力に変換して前記送電共振回路に供給する送電回路（１２０，１２０Ｅ）と、
を有する複数の非接触給電セグメント（Ｓｅｇ）を備え、
前記送電回路は、
前記電源回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路（１２２，１２２Ｅ）と、
前記インバータ回路の交流電力を調整して前記送電共振回路に供給する送電側フィルタ回路（１２４，１２４Ｅ）と、
を備え、
前記複数の非接触給電セグメントのうちの少なくとも２つは、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性が互いに異なり、
各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの送電共振回路が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電装置。
請求項６に記載の非接触給電装置であって、
前記各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路のインピーダンス特性は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントにおける前記インバータ回路から前記送電側フィルタ回路を見たインピーダンス特性の差が低減されるように、設定される、非接触給電装置。
請求項７に記載の非接触給電装置であって、
前記各非接触給電セグメントの前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性は、前記各非接触給電セグメントのインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±３０％以下となるように調整されている、非接触給電装置。
請求項７に記載の非接触給電装置であって、
前記各非接触給電セグメントの前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性は、前記各非接触給電セグメントのインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±１０％以下となるように調整されている、非接触給電装置。
請求項６から請求項９までのいずれか一項に記載の非接触給電装置であって、
前記送電側フィルタ回路はイミタンス変換回路であり、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性として前記イミタンス変換回路の特性インピーダンスが利用される、非接触給電装置。
請求項６から請求項９のいずれか一項に記載の非接触給電装置であって、
前記送電共振回路（１１０Ｅ）は、複数相の送電共振回路部（１１０ｕ，１１０ｖ，１１０ｗ）を有し、
前記インバータ回路（１２２Ｅ）は、前記電源回路の直流電力を複数相の交流電力に変換する回路であり、
前記送電側フィルタ回路（１２４Ｅ）は、前記インバータ回路から入力される前記複数相の交流電力を調整して前記複数相の送電共振回路部に供給する複数相の送電側フィルタ回路部（１２４ｕ，１２４ｖ，１２４ｗ）を有し、
各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの各相の送電共振回路部が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電装置。
請求項１１に記載の非接触給電装置であって、
前記各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、それぞれ、前記インバータ回路から前記各相の送電側フィルタ回路部を見たインピーダンス特性の差が低減されるように設定される、非接触給電装置。
請求項１２に記載の非接触給電装置であって、
前記各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、前記各相の送電側フィルタ回路部を見たインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±３０％以下となるように調整されている、非接触給電装置。
請求項１２に記載の非接触給電装置であって、
前記各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、前記各相の送電側フィルタ回路部を見たインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±１０％以下となるように調整されている、非接触給電装置。
請求項１１から請求項１４までのいずれか一項に記載の非接触給電装置であって、
前記送電側フィルタ回路部はイミタンス変換回路であり、前記送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性として前記イミタンス変換回路の特性インピーダンスが利用される、非接触給電装置。
非接触給電装置（１００）から非接触受電装置（２０５，２０５Ｂ）に非接触で電力を供給する非接触給電システムであって、
前記非接触受電装置は、
受電共振回路（２１０，２１０Ｂ）と、
前記受電共振回路で受電された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する受電回路（２２０，２２０Ｂ）と、
を備え、
前記非接触給電装置は、
前記非接触受電装置の受電共振回路に交流電力を送電する送電共振回路（１１０，１１０Ｅ）と、
電源回路（１３０）から供給される直流電力を交流電力に変換して前記送電共振回路に供給する送電回路（１２０，１２０Ｅ）と、
を有する複数の非接触給電セグメント（Ｓｅｇ）を備え、
前記送電回路は、
前記電源回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路（１２２，１２２Ｅ）と、
前記インバータ回路の交流電力を調整して前記送電共振回路に供給する送電側フィルタ回路（１２４，１２４Ｅ）と、
を備え、
前記複数の非接触給電セグメントのうちの少なくとも２つは、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性が互いに異なり、
各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの送電共振回路が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電システム。
請求項１６に記載の非接触給電システムであって、
前記受電共振回路は、複数相の受電共振回路部（２１０ｕ,２１０ｖ，２１０ｗ，２１０ａ，２１０ｂ）を有し、
前記受電回路は、
各相の受電共振回路部から入力される交流電力を調整する複数相の受電側フィルタ回路部（２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗ，２２４ａ，２２４ｂ）を有する受電側フィルタ回路（２２４，２２４Ｂ）と、
前記受電側フィルタ回路から入力される交流電力を直流電力に変換する整流回路（２２６，２２６Ｂ）と、
前記整流回路から入力される直流電力を、前記負荷に供給される電力に変換する電力変換回路（２２８）と、
を備え、
前記各相の受電側フィルタ回路部は、それぞれ、前記整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動を低減するように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電システム。
請求項１６または請求項１７に記載の非接触給電システムであって、
前記送電共振回路（１１０Ｅ）は、複数相の送電共振回路部（１１０ｕ，１１０ｖ，１１０ｗ）を有し、
前記インバータ回路（１２２Ｅ）は、前記電源回路の直流電力を複数相の交流電力に変換する回路であり、
前記送電側フィルタ回路（１２４Ｅ）は、前記インバータ回路から入力される前記複数相の交流電力を調整して前記複数相の送電共振回路部に供給する複数相の送電側フィルタ回路部（１２４ｕ，１２４ｖ，１２４ｗ）を有し、
各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの各相の送電共振回路部が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電システム。