JP7380382B2

JP7380382B2 - 測距計

Info

Publication number: JP7380382B2
Application number: JP2020059748A
Authority: JP
Inventors: 亮浩藤井
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2020-03-30
Filing date: 2020-03-30
Publication date: 2023-11-15
Anticipated expiration: 2040-03-30
Also published as: JP2021156823A

Description

この発明は、測距計、例えば、コヒーレント検波による位相差検出を行う、レーザー光を用いた測距計に関する。

物体の距離や変位を測定する測距計に用いられる技術として、位相差検出技術、ＴＯＦ（ＴｉｍｅｏｆＦｌｉｇｈｔ）技術、三角測距技術などがある（例えば、非特許文献１参照）。

これらの中で、位相差検出技術では、所定の基本周波数で振幅変調したレーザー光を測定対象物に照射する。測距計から出力されるレーザー光と、測定対象物から散乱された反射光との位相差を測定することにより、レーザー光の測距計からの出力から反射光の受光までの時間を求める。その時間に光速をかけることで、物体までの絶対距離、又は、変位を求める。

https://www.keyence.co.jp/ss/products/process/levelsensor/type/laser.jsp

位相差検出技術では、直接検波が用いられるため、散乱光の信号対雑音比は低くなる。従って、外乱や測定対象物の形状による反射光の減衰に対して敏感であり、安定した測定が困難である。このため、高い信号対雑音比を確保できる光コヒーレント検波による手法が望まれる。

しかしながら、光コヒーレント検波を実現するためには非常に高価な狭線幅光源が必要になる。

この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものである。この発明の目的は、安価な光源を用いた、光コヒーレント検波による測距計を提供することにある。

上述した目的を達成するために、この発明の測距計は、連続光を２分岐して一方を局発光とし、他方を所定周波数Δｆの正弦波で振幅変調してプローブ光とするプローブ光生成部と、プローブ光が測定対象物で散乱した散乱光と、局発光とをコヒーレント検波して干渉信号を生成する干渉信号生成部と、干渉信号を所定の標本化周波数でサンプリングしてディジタル信号に変換するディジタル信号生成部と、ディジタル信号から、散乱光と局発光との位相差を抽出して、測定対象物の位置又は変位を算出する信号処理部とを備える。

また、この発明の測距計の好適実施形態によれば、プローブ光生成部は、連続光を生成する連続光光源と、連続光を２分岐する分波器と、分波器で２分岐された連続光を、所定周波数Δｆの正弦波で振幅変調してプローブ光を生成するマッハツェンダー型強度変調器を備える。

また、この発明の測距計の好適実施形態によれば、信号処理部は、干渉信号に含まれる
第１干渉信号及び第２干渉信号が変換されたディジタル信号をそれぞれ２乗する、第１の２乗手段及び第２の２乗手段と、第１の２乗手段及び第２の２乗手段の演算結果を加算する加算手段と、加算手段の演算結果から、周波数４πΔｆの周波数成分を抽出するＦＩＲフィルタ手段と、ＦＩＲフィルタ手段で抽出された演算結果をダウンコンバージョンするダウンコンバージョン手段と、ダウンコンバージョン手段の演算結果の複素共役を取る複素共役手段と、複素共役手段の演算結果に対して位相アンラップを行う位相アンラップ手段と、位相アンラップ手段での演算結果から、測定対象物の位置又は変位を算出する乗算手段とを備える。

この発明の測距計によれば、安価な光源を用いて、光コヒーレント検波を行うことができる。

この発明の測距計を説明するための模式図である。マッハツェンダー型強度変調器における周波数スペクトルを示す模式図である。干渉信号生成部の動作を説明するための図である。信号処理部の模式図である。加算手段の演算結果に対応する周波数スペクトルを示す模式図である。

以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各構成要素の形状、大きさ及び配置関係については、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。

図１を参照して、この発明の測距計の一実施形態を説明する。図１は、この発明の測距計を説明するための模式図である。

測距計は、例えば、プローブ光生成部１００、光サーキュレータ２００、コリメーターレンズ３００、干渉信号生成部４００、ディジタル信号生成部５００、及び、信号処理部６００を備えて構成される。

プローブ光生成部１００は、連続光を所定周波数Δｆの正弦波で振幅変調してプローブ光を生成する。プローブ光生成部１００は、例えば、連続光光源１１０、分波器１２０、発振器１３０及びマッハツェンダー型強度変調器１４０を備えて構成される。

連続光光源１１０として、任意好適な従来公知のレーザー光源を用いることができる。連続光光源１１０は、連続光Ｓ１を生成する。連続光光源１１０が生成した連続光Ｓ１は、分波器１２０に送られる。連続光Ｓ１の電場ｙ（ｔ）は、以下の式（１）で与えられる。

ここで、ｐは連続光Ｓ１の平均強度、ｆ_０は連続光Ｓ１の周波数、及び、θ（ｔ）は連続光光源１１０における位相雑音である。なお、初期位相については本質的でないため省略している。

分波器１２０は、連続光Ｓ１を２分岐する。分波器１２０で２分岐された一方の連続光Ｓ２は、局発光として、干渉信号生成部４００に送られる。局発光Ｓ２の電場ｙ_ＬＯ（ｔ）は、以下の式（２）で与えられる。ここで、ｐ_ＬＯは、局発光Ｓ２の平均強度である。

分波器１２０で２分岐された他方の連続光Ｓ３は、マッハツェンダー型強度変調器１４０に送られる。

マッハツェンダー型強度変調器１４０には、発振器１３０で生成された所定周波数Δｆの正弦波の電気信号が入力される。マッハツェンダー型強度変調器１４０は、入力された連続光Ｓ３を、所定周波数Δｆの正弦波で振幅変調して、プローブ光Ｓ４を生成する。

図２を参照して、マッハツェンダー型強度変調器１４０に入力される連続光Ｓ３と、マッハツェンダー型強度変調器１４０から出力されるプローブ光Ｓ４の周波数スペクトルを説明する。図２は、マッハツェンダー型強度変調器における周波数スペクトルを示す模式図である。図２（Ａ）は、マッハツェンダー型強度変調器１４０に入力される連続光Ｓ３の周波数スペクトルを示し、図２（Ｂ）は、マッハツェンダー型強度変調器１４０から出力されるプローブ光Ｓ４の周波数スペクトルを示している。図２（Ａ）に示すように、連続光Ｓ３の周波数スペクトルは、連続光光源１１０が生成する連続光の周波数ｆ_０を成分として含む。また、図２（Ｂ）に示すように、プローブ光Ｓ４の周波数スペクトルは、連続光光源１１０が生成する連続光の周波数ｆ_０と、発振器１３０で生成された所定周波数Δｆとの和（ｆ_０＋Δｆ）及び差（ｆ_０－Δｆ）を成分として含む。

プローブ光Ｓ４の出力ｙ_４（ｔ）は、以下の式（３）で与えられる。

プローブ光Ｓ４は、プローブ光生成部１００から出力され、光サーキュレータ２００、及び、光出射部としてのコリメーターレンズ３００を経て、測定対象物１０００に照射される。なお、ここでは、光サーキュレータ２００及びコリメーターレンズ３００を用いる例を説明するが、単なる一例にすぎず、これらに限定されない。

測定対象物１０００からの散乱光Ｓ５は、プローブ光と同じ経路を戻り、コリメーターレンズ３００及び光サーキュレータ２００を経て、干渉信号生成部４００に送られる。散乱光Ｓ５の電場ｙ_Ｓ（ｔ）は、以下の式（４）で与えられる。

ここで、ｐ_Ｓは干渉信号生成部４００における受光時の散乱光Ｓ５の平均強度、ｃは光速、ｎはプローブ光Ｓ４及び散乱光Ｓ５の光路の平均屈折率である。また、ｄ、ｘ（ｔ）及びｖ（ｔ）は、それぞれ、測距計から測定対象物１０００までの初期距離、測定対象物１０００の初期距離からの変位、及び、測定対象物１０００の速度である。ここで、ｃ＞＞ｖ（ｔ）の近似を用いると、上記式（４）から以下の式（５）が得られる。

干渉信号生成部４００は、プローブ光生成部１００で生成された局発光Ｓ２と、測定対象物１０００からの散乱光Ｓ５とをコヒーレント検波して干渉信号を生成する。干渉信号生成部４００は、例えば、光ハイブリッドカプラ４１０及びバランス検波器４２０を備えて構成される。また、干渉信号生成部４００は、必要に応じて、増幅器４３０及びバンドパスフィルタ４４０を備える。

図３を参照して、干渉信号生成部４００の動作を説明する。図３は、干渉信号生成部４００の動作を説明するための図である。図３では、光ハイブリッドカプラ４１０とバランス検波器４２０を示している。

光ハイブリッドカプラ４１０に入力された入力信号光Ｓ_Ｓは２分岐され、一方は、第１方向性結合器４１１に送られ、他方は第２方向性結合器４１２に送られる。また、光ハイブリッドカプラ４１０に入力された局発光Ｓ_ＬＯは２分岐され、一方は、第１方向性結合器４１１に送られ、他方は９０°移相器４１３で９０°の位相変化を受けた後、第２方向性結合器４１２に送られる。第１方向性結合器４１１は、光ハイブリッドカプラ４１０の２つの出力として、Ｅ_１及びＥ_２を出力する。また、第２方向性結合器４１２は、光ハイブリッドカプラ４１０の２つの出力として、Ｅ_３及びＥ_４を出力する。

入力信号光の平均強度、角周波数及び位相をそれぞれ、ｐ_Ｓ、ω_Ｓ及びθ_Ｓとし、局発光の平均強度、角周波数及び位相をそれぞれ、ｐ_ＬＯ、ω_ＬＯ及びθ_ＬＯとすると、入力信号光の電場Ｅ_Ｓ（ｔ）及び局発光の電場Ｅ_ＬＯ（ｔ）は、以下の式（６）で与えられる。

このとき、光ハイブリッドカプラ４１０からの４つの出力光Ｅ_１～Ｅ_４は、それぞれ以下の式（７）で与えられる。

また、バランス検波器４２０の出力は、以下の式（８）で与えられる。

ここで、Ｉ_Ｉ（ｔ）及びＩ_Ｑ（ｔ）は、それぞれバランス検波器４２０から出力される電流である。バランス検波器４２０から出力される電流Ｉは、バランス検波器４２０に入力される電場Ｅの２乗に比例する。Ｒは、この比例定数であり、変換効率と呼ばれる。なお、図示を省略しているが、バランス検波器４２０の後段には、通常、負荷抵抗ｒ（Ω）の抵抗が接続され、最終的には、電圧信号Ｖ_Ｉ（ｔ）及びＶ_Ｑ（ｔ）が出力される。

上記式（２）で与えられる局発光Ｓ２、及び、上記式（５）で与えられる散乱光Ｓ５を、それぞれ、図３を参照して説明した干渉信号生成部４００に入力される、局発光Ｓ_ＬＯ及び入力信号光Ｓ_Ｓとして、上記式（７）及び式（８）の計算を行うと、干渉信号生成部４００の出力である干渉信号は、以下の式（９）及び（１０）で与えられる。

上記式（９）及び（１０）に示されるように、散乱光は局発光との干渉により増幅されており、いわゆるコヒーレント検波となっている。干渉信号生成部４００の出力は、ディジタル信号生成部５００に送られる。

ディジタル信号生成部５００は、例えば、アナログーデジタル変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－ＤｉｇｉｇａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）を用いて構成される。ディジタル信号生成部５００は、干渉信号を、所定の標本化周波数でサンプリングして、ディジタル信号を生成する。このディジタル信号生成部５００でのサンプリングに対応して、時間ｔを離散時間ｔ_ｉ（ｉは整数）とする。ディジタル信号生成部５００で生成されたディジタル信号は、信号処理部６００に送られる。

図４を参照して信号処理部６００を説明する。図４は、信号処理部６００の模式図である。

信号処理部６００は、第１の２乗手段６１１、第２の２乗手段６１２、加算手段６２０、有限インパルス応答（ＦＩＲ：ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ手段６３０、ダウンコンバージョン手段６４０、複素共役手段６５０、位相アンラップ手段６６０、及び、乗算手段６７０を備えて構成される。信号処理部６００は、ディジタル信号処理をする部分であり、各手段を実現する任意好適な構成にすることができる。例えば、信号処理部６００を、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）で構成することができる。また、ＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）がプログラムを実行することにより、各手段を実現する構成にすることもできる。信号処理部６００は、ディジタル信号から、散乱光と局発光の位相差を抽出して、当該測距計から測定対象物までの距離、又は、測定対象物の変位を算出する。

第１の２乗手段６１１はＶ_Ｉを２乗して、その演算結果を加算手段６２０に送る。また、第２の２乗手段６１２はＶ_Ｑを２乗して、その演算結果を加算手段６２０に送る。加算手段６２０は、第１の２乗手段６１１及び第２の２乗手段６１２の出力結果を加算する。加算手段６２０の演算結果は、以下の式（１１）で与えられる。また、以下の式（１１）を複素数信号表示で示すと、以下の式（１２）となる。

図５は、この加算手段６２０の演算結果である上記式（１２）に対応する周波数スペクトルを示す図である。図５中、周波数０の成分（Ｉ）は、上記式（１２）の第１項に対応し、周波数４πΔｆの成分（ＩＩ）は、上記式（１２）の第２項に対応し、周波数－４πΔｆの成分（ＩＩＩ）は、上記式（１２）の第３項に対応する。

加算手段６２０の演算結果は、ＦＩＲフィルタ手段６３０に送られる。ＦＩＲフィルタ手段６３０は、複素数係数のバンドパスフィルタである。ＦＩＲフィルタ手段６３０は、上記式（１２）の第２項を抽出する。

ＦＩＲフィルタ手段６３０で抽出された演算結果は、ダウンコンバージョン手段６４０に送られる。ダウンコンバージョン手段６４０は、ｅｘｐ（－Δｆｔ_ｉｊ）で、ＦＩＲフィルタ手段６３０の演算結果をダウンコンバージョンする。ダウンコンバージョン手段６４０の演算結果は、複素共役手段６５０に送られる。

複素共役手段６５０は、ダウンコンバージョン手段６３０の演算結果の複素共役を取る。複素共役手段６５０の演算結果は、以下の式（１３）で与えられる。

複素共役手段６５０の演算結果は、位相アンラップ手段６６０に送られる。位相アンラップ手段６６０は、上記式（１３）で与えられる、複素共役手段６５０の演算結果に対して位相アンラップを行う。その結果、位相アンラップ手段６６０の演算結果は、以下の式（１４）で与えられる。

位相アンラップ手段６６０の演算結果は、乗算手段６７０に送られる。乗算手段６７０は、上記式（１４）で与えられる、位相アンラップ手段６６０の演算結果に対して、Δｆ、ｃ、８π、ｎを乗算又は除算することにより、測定対象物の当該測距計からの距離ｄ＋ｘ（ｔ_ｉ）や、変位ｘ（ｔ_ｉ）、又は、速度ｖ（ｔ）を算出することができる。

ここで、位相アンラップ手段６６０において位相アンラップを行う前提として、以下の式（１５）を要請する。

上記式（１５）で与えられる条件が満たされている限り、サンプリング時間周期で変位の計測が可能であるため、それらを積算することで、対象物の正味の変位を計測することができる。

また、以下の式（１６）で与えられる条件が満たされている限り、距離ｄ＋ｘ（ｔ_ｉ）を求めることで、この発明の測距計を、絶対距離計として利用することができる。

ここで、上記式（１４）には、連続光光源１１０における位相雑音θ（ｔ）に関わる成分が含まれていない。すなわち、連続光光源１１０の位相雑音θ（ｔ）に無依存に測定結果が得られる。

従来、光コヒーレント検波を実現するために、連続光光源１１０として非常に高価な狭線幅光源を必要とされてきた。これが、光コヒーレントの実現の大きな障壁となっていた。しかし、上述したこの発明の測距計によれば、連続光光源１１０の位相雑音に無依存に測定できるので、高価な狭線幅光源が必要ではない。従って、従来の測距計に比べて安価な光源を用いた、光コヒーレント検波による測距計が実現できる。

１００プローブ光生成部
１１０連続光光源
１２０分波器
１３０マッハツェンダー型光強度変調器
１４０発振器
２００光サーキュレータ
３００コリメーターレンズ
４００干渉信号生成部
５００ディジタル信号生成部
６００信号処理部
６１１、６１２２乗手段
６２０加算手段
６３０ＦＩＲフィルタ手段
６４０ダウンコンバージョン手段
６５０複素共役手段
６６０位相アンラップ手段
６７０乗算手段

Claims

連続光を２分岐して一方を局発光とし、他方を所定周波数Δｆの正弦波で振幅変調してプローブ光とするプローブ光生成部と、
前記プローブ光が測定対象物で散乱した散乱光と、前記局発光とをコヒーレント検波して干渉信号を生成する干渉信号生成部と、
前記干渉信号を所定の標本化周波数でサンプリングしてディジタル信号に変換するディジタル信号生成部と、
前記ディジタル信号から、前記散乱光と前記局発光との位相差を抽出して、前記測定対象物の位置又は変位を算出する信号処理部と
を備え、
前記信号処理部は、
前記干渉信号に含まれる第１干渉信号及び第２干渉信号が変換されたディジタル信号をそれぞれ２乗する、第１の２乗手段及び第２の２乗手段と、
前記第１の２乗手段及び前記第２の２乗手段の演算結果を加算して以下の式（Ｉ）に示される演算結果を取得する加算手段と、
以下の式（Ｉ）に示される前記加算手段の演算結果から、周波数４πΔｆの周波数成分を抽出するＦＩＲフィルタ手段と、
前記ＦＩＲフィルタ手段で抽出された演算結果をダウンコンバージョンするダウンコンバージョン手段と、
前記ダウンコンバージョン手段の演算結果の複素共役を取り、以下の式（ＩＩ）に示される演算結果を取得する複素共役手段と、
以下の式（ＩＩ）に示される前記複素共役手段の演算結果に対して位相アンラップを行って、以下の式（ＩＩＩ）に示される演算結果を取得する位相アンラップ手段と、
以下の式（ＩＩＩ）に示される前記位相アンラップ手段での演算結果から、前記測定対象物の位置又は変位を算出する乗算手段と
を備えることを特徴とする測距計。
前記プローブ光生成部は、
前記連続光を生成する連続光光源と、
前記連続光を２分岐する分波器と、
前記分波器で２分岐された連続光の一方を、所定周波数Δｆの正弦波で振幅変調して前記プローブ光を生成するマッハツェンダー型強度変調器と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の測距計。