JP7406246B2

JP7406246B2 - 静電容量式近接センサ

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Publication number: JP7406246B2
Application number: JP2020070704A
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Inventors: 守久保
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Priority date: 2020-04-10
Filing date: 2020-04-10
Publication date: 2023-12-27
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Description

本発明は、静電容量式近接センサに関し、特に、単一のセンサ電極からの放射電界強度を低減しつつ、センサ回路及び検出回路により人体の検出感度を向上させる静電容量式近接センサに関する。

従来の静電容量式近接センサ１００として、図９に示す構造が知られている。図９は、従来の静電容量式近接センサ１００の概要を説明する回路図である。

図９に示す如く、静電容量式近接センサ１００は、主に、センサ電極１０１と、センサ回路１０２と、検出回路１０３と、マイコン１０４と、を備える。センサ回路１０２は、ＬＣＲ直列共振回路である。そして、センサ電極１０１は、センサ回路１０２のコイルＬ１０５の下流側であり、且つコンデンサＣ１０６の上流側の接続点１０８にて、コンデンサＣ１０６と並列に接続される。

検出回路１０３は、主に、半波整流用のダイオードＤ１０９と、ローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ１１０及びコンデンサＣ１１１と、増幅器（バッファ回路）１１２と、を備える。そして、検出回路１０３は、センサ回路１０２から出力された電気信号に基づいて、センサ電極１０１の静電容量に応じた判定電圧信号Ｓ１００をマイコン１０４へと出力する。図示したように、検出回路１０３は、コンデンサＣ１０６の下流側であり、且つ抵抗Ｒ１０７の上流側の接続点１１３にてセンサ回路１０２と接続し、上記電気信号が検出回路１０３へと出力される。尚、ダイオードＤ１０９は、コンデンサＣ１０６と接続点１１３との間の接続点１１４にてセンサ回路１０２と接続し、上記電気信号を整流する。

マイコン１０４は、主に、ＡＤコンバータ１１５と、制御部１１６と、発信手段１１７と、を備え、車両からの制御信号Ｓ１０４を受けて動作する。ＡＤコンバータ１１５は、検出回路１０３から出力された判定電圧信号Ｓ１００をＡ／Ｄ変換した判定信号Ｓ１０１を制御部１１６へと出力する。そして、制御部１１６は、上記判定信号Ｓ１０１に基づき、ユーザーがドアハンドルの所定の面に近接若しくは接触したか、否かを判定する。制御部１１６が、上記近接等があったと判断した場合には、マイコン１０４は人の検知信号Ｓ１０２を車両の制御部へと出力する（例えば、特許文献１参照。）。

特開２０１９－１４３９８８号公報

上述したように、静電容量式近接センサ１００では、発信手段１１７は、高周波信号Ｓ１０３をセンサ回路１０２へと出力する。センサ電極１０１には、上記高周波信号Ｓ１０３に基づき所定の電圧が印加されることで、センサ電極１０１から検知用の放射電界が放出される。そして、ユーザーが、ドアハンドルの所定の面に近接若しくは接触することで、上記放射電界の発生領域に寄生容量の変化が生じ、センサ回路１０２では、上記寄生容量の変化に応じた電気信号を生成する。

静電容量式近接センサ１００では、センサ電極１０１における人体の検出感度を向上させるためには、センサ電極１０１に印加される電圧を増大させ、上記放射電界強度を増大させる必要がある。

しかしながら、上記放射電界は、車両のＴＶやラジオ等のオーディオ機器やユーザーの携帯電話等の電子機器に対してはノイズ源にも成り得るため、各自動車メーカーにて、放射電界強度に規格値が設定されている。その結果、センサ電極１０１からの放射電界強度には制限があり、人体の検出感度を向上させ難いという課題がある。特に、単一のセンサ電極１０１では、２本のセンサ電極を対向配置する構造と比較して、センサ電極１０１から放出される放射電界を吸収することが出来ず、放射電界強度を増大させることには制限があり、人体の検出感度を向上させ難いという課題がある。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、単一のセンサ電極からの放射電界強度を低減しつつ、センサ回路及び検出回路により人体の検出感度を向上させる静電容量式近接センサを提供するものである。

本発明の静電容量式近接センサは、人体の近接を検出するセンサ電極と、前記センサ電極へ高周波信号を発信する発信手段と、前記センサ電極での容量変化による検出結果を検出信号として出力するセンサ回路と、前記センサ回路から入力された前記検出信号を判定電圧信号として出力する検出回路と、前記検出回路から入力された前記判定電圧信号に基づいて、前記センサ電極への前記人体の近接を判定する制御部と、を備え、前記センサ回路は、コイルと第１のコンデンサとが並列に接続したＬＣ並列回路と、その上流側が前記コイルと直列に接続してＬＣ直列共振回路を構成し、その下流側が前記第１のコンデンサの下流側と接続した第２のコンデンサと、を有し、前記センサ電極は、前記ＬＣ並列回路の上流側に接続すると共に、単一の電極から成り、前記検出回路は、前記コイルの下流側で且つ前記第２のコンデンサの上流側に接続することを特徴とする。

また、本発明の静電容量式近接センサでは、前記検出回路は、ダイオードと抵抗とが並列接続された整流回路を有し、前記抵抗にて前記検出信号の周波数特性を調整することを特徴とする。

また、本発明の静電容量式近接センサでは、前記第１のコンデンサの静電容量は、前記センサ電極からの放射ノイズを所望の範囲内に低減させると共に、前記センサ電極での検出感度を所望の範囲内に満たすように調整されていることを特徴とする。

また、本発明の静電容量式近接センサでは、前記制御部は、少なくとも前記高周波信号における検出周波数の較正ステップを有し、前記較正ステップでは、前記人体が前記センサ電極に近接していない時の前記検出周波数における前記判定電圧信号の電圧と予め設定された目標電圧とを対比し、当該判定電圧信号の電圧が、前記目標電圧を中心値とした所定の範囲より離れている場合には、前記検出周波数に所定の周波数幅を加算または減算し、当該判定電圧信号の電圧が、前記目標電圧に近づくように調整することを特徴とする。

また、本発明の静電容量式近接センサでは、前記制御部は、前記較正ステップと前記人体の近接を判定する検出ステップとを交互に繰り返すステップ制御を行うことを特徴とする。

本発明の静電容量式近接センサでは、センサ回路はＬＣ並列回路とＬＣ直列共振回路とを有し、単一のセンサ電極はＬＣ並列回路の上流側に接続し、検出回路はＬＣ直列共振回路内のコイルＬとコンデンサＣの接続点に接続する。この回路構成により、ＬＣ並列回路によりセンサ電極に印加される駆動電圧が低減され、センサ電極から発生する放射ノイズを低減すると共に、ＬＣ直列共振回路により検出信号を増幅することで、人体の検出感度を向上させることができる。

また、本発明の静電容量式近接センサでは、検出回路における整流回路の抵抗の抵抗値を調整することで、センサ回路の共振回路の鋭さを調整し、判定電圧信号の共振周波数より少し高い周波数の信号変化を大きくすることができる。この回路構成により、センサ電極に人体が近接する場合と近接しない場合での判定電圧信号における電圧変化を大きくし、人体の検出感度を向上させることができる。

また、本発明の静電容量式近接センサでは、第１のコンデンサの静電容量を増加させると、検出感度が低下する反面、放射ノイズが低減するメリットがある。第１のコンデンサの静電容量を適宜調整することで、所望の検出感度を確保しつつ、放射ノイズを低減することができる。

また、本発明の静電容量式近接センサでは、検出周波数の較正ステップにおいて、検出周波数における判定電圧信号の電圧を予め設定した目標電圧に近づける様に、判定電圧信号の電圧から検出周波数を適宜調整する。この較正ステップにより、周波数特性における電圧変化の大きな領域を用いて検出判定が行えることで、人体の検出精度を向上させることができる。

また、本発明の静電容量式近接センサでは、車両の周辺環境が変化しても、最新の検出周波数を用いて人体を検出できるので、誤検出や検出漏れを防止することができる。

本発明の一実施形態の静電容量式近接センサを説明する（Ａ）側面図、（Ｂ）側面図である。本発明の一実施形態の静電容量式近接センサを説明する回路図である。本発明の一実施形態の静電容量式近接センサにおける周波数特性を説明する特性図である。本発明の一実施形態の静電容量式近接センサにおける周波数特性を説明する（A）特性図、（B）特性図、（C）特性図である。本発明の一実施形態の静電容量式近接センサにおける検出方法を説明する特性図である。本発明の一実施形態の静電容量式近接センサにおけるステップ制御を説明するフローチャートである。本発明の一実施形態の静電容量式近接センサにおける検出周波数の較正ステップを説明するフローチャートである。本発明の一実施形態の静電容量式近接センサにおける検出周波数の較正ステップを説明する（A）特性図、（B）特性図、（C）特性図である。従来の静電容量式近接センサを説明する回路図である。

以下、本発明の一実施形態に係る静電容量式近接センサ１０（以下、「近接センサ１０」と呼ぶ。）を図面に基づき詳細に説明する。尚、本実施形態の説明の際には、同一の部材には原則として同一の符番を用い、繰り返しの説明は省略する。

図１（Ａ）は、本実施形態の近接センサ１０を説明する側面図である。図１（Ｂ）は、本実施形態の近接センサ１０の使用状況を説明する側面図である。図２は、本実施形態の近接センサ１０の概要を説明する回路図である。

図１（Ａ）に示す如く、近接センサ１０のセンサ電極１１は、単一の電極から成り、車両１２のリアバンパ１３の内側に配設される。近接センサ１０は、キーレスエントリーシステムにおけるバックドア１４の解錠用及び施錠用のセンサとして用いられる。図１（Ｂ）に示す如く、電子キー（図示せず）を携帯したユーザー１５が、リアバンパ１３の下側に足部１６を差し入れる動作をすることで、近接センサ１０が、センサ電極１１を介して足部１６を検出する。そして、車両１２のドア制御部（図示せず）では、近接センサ１０からユーザー１５の足部１６の検知信号Ｓ１２（図２参照）が入力されることで、バックドア１４の開閉操作を自動制御する。

尚、近接センサ１０の配設箇所は、車両１２のリアバンパ１３に限定するものではなく、例えば、車両１２側方の乗降用のステップ（図示せず）の内側に配設され、車両１２のドア制御部（図示せず）は、車両１２のスライドドア（図示せず）の開閉操作を自動制御する場合でも良い。また、近接センサ１０にて検出するものはユーザー１５の足部１６に限定するものではなく、近接センサ１０では、ユーザー１５の手や腕等、その他の部位も検出することができる。

図１（Ａ）に示すように、センサ電極１１は、リアバンパ１３の車両１２の車幅方向に沿って直線状に配設され、例えば、その断面積は２ｍｍ^２であり、その長さは６０ｃｍである。そして、センサ電極１１の材料としては、特に限定されるものではなく、絶縁電線、同軸ケーブル、銅板等の導電性金属板、等が採用される。尚、絶縁電線や同軸ケーブルを用いる場合には、１往復以上となるように折り曲げて使用することで、容易に電極面積を増大させ、ユーザー１５の足部１６の検出感度を向上させることができる。

図２に示す如く、近接センサ１０は、主に、センサ電極１１と、センサ回路２０と、検出回路２１と、マイコン２２と、を備える。

センサ回路２０は、コイルＬ２３と第１のコンデンサＣ２４とが並列に接続されたＬＣ並列回路２５と、コイルＬ２３と第２のコンデンサＣ２６とが直列に接続されたＬＣ直列共振回路２７と、を有する。上記回路構成により、センサ回路２０は、並直列共振回路として用いられる。尚、本実施形態では、コイルＬ２３のインダクタンスは、例えば、３ｍＨとして設計され、第１のコンデンサＣ２４の静電容量は、例えば、４７ｐＦとして設計され、第２のコンデンサＣ２６の静電容量は、例えば、１５ｐＦとして設計される。

図示したように、第３のコンデンサＣ２８は、センサ回路２０とマイコン２２の発信手段３５との間に接続される。そして、第３のコンデンサＣ２８は、センサ回路２０をマイコン２２の低い出力インピーダンスから切り離し、インピーダンス変換素子として用いられる。尚、本実施形態では、第３のコンデンサＣ２８の静電容量は、例えば、７ｐＦとして設計される。

また、接続点Ｐ１において、センサ電極１１は、コイルＬ２３及び第１のコンデンサＣ２４の上流側に接続される。つまり、センサ電極１１は、センサ回路２０内のＬＣ並列回路２５と並列に接続される。

図１（Ｂ）に示すように、センサ電極１１は、地面１７から約１５ｃｍ～２５ｃｍ程度の高さに位置する。センサ電極１１と地面１７との間にユーザー１５の足部１６が挿入されることで、センサ電極１１と足部１６との間及び足部１６と地面１７との間に寄生容量が発生する。そして、近接センサ１０では、上記寄生容量の変化を検出してユーザー１５の足部１６を判定するため、ＬＣ並列回路２５では、センサ電極１１での上記寄生容量を合算することを考慮して、第１のコンデンサＣ２４の静電容量が設計される。

ここで、第１のコンデンサＣ２４は、センサ電極１１からの放射電界強度を調整する効果を有している。第１のコンデンサＣ２４の静電容量が大きくなると、第１のコンデンサＣ２４に流れる電流が増加するため、その分、センサ電極１１からの放射電界強度が低下し、放射ノイズの低減と検出感度の低下が生じる。これとは逆に、第１のコンデンサＣ２４の静電容量が小さくなると、センサ電極１１からの放射電界強度が増加し、放射ノイズの増加と検出感度の向上が生じる。

第１のコンデンサＣ２４の静電容量は、センサ電極１１での検出感度の向上と放射ノイズの低減とを考慮して、0を含む任意の設計が可能である。本実施形態では、放射ノイズの低減を優先し、第１のコンデンサＣ２４の静電容量が寄生容量に対して大きくなるように設計する。具体的には、第１のコンデンサＣ２４の静電容量は４７ｐＦ、センサ電極１１での上記寄生容量は１０ｐＦ～２０ｐＦとして設計する。

この回路構成により、マイコン２２の発信手段３５から入力される高周波信号Ｓ１３のパルス電圧は、ＬＣ並列回路２５により低減される。本実施形態では、高周波信号Ｓ１３のパルス電圧は、３．３Vであるが、センサ電極１１には、０．２V～０．３Vの駆動電圧しか印加されない。

その結果、センサ電極１１に印加される電圧が大幅に低減され、センサ電極１１からの放射電界強度も大幅に低減される。そして、センサ電極１１からの放射ノイズが低減されることで、車両１２のＴＶやラジオ等のオーディオ機器やユーザー１５の携帯電話等の電子機器に対するノイズ源も低減されると共に、各自動車メーカーにおける放射電界強度の規格値も十分に満たすことができる。更には、センサ電極１１として単一の電極構造が実現され、対向型の２本のセンサ電極構造と比較してコスト削減が実現される。

検出回路２１は、主に、半波整流用のダイオードＤ２９と、検出信号の周波数特性を調整する抵抗Ｒ３０と、増幅器（バッファ回路）３１と、増幅器３１からの判定電圧信号Ｓ１０を平滑化する第４のコンデンサＣ３２と、を有する。図示したように、接続点Ｐ２において、検出回路２１は、コイルＬ２３の下流側であり、且つ第２のコンデンサＣ２６の上流側にて、ＬＣ直列共振回路２７に対して接続される。そして、検出回路２１は、センサ回路２０から出力された検出信号に基づいて、センサ電極１１での静電容量の変化に応じた判定電圧信号Ｓ１０をマイコン２２へと出力する。尚、本実施形態では、第４のコンデンサＣ３２の静電容量は、例えば、０．１μＦとして設計される。

上述したように、センサ電極１１へと印加する電圧を低減し、センサ電極１１からの放射電界強度を低減することで、センサ電極１１での検出感度も低下する。しかしながら、上記回路構成により、センサ回路２０からの検出信号は、ＬＣ直列共振回路２７により増幅して出力される。本実施形態では、１．０Ｖ程度の検出信号電圧を得られる。その結果、センサ電極１１での放射ノイズを低減させつつ、センサ回路２０からの検出信号を増幅することで、近接センサ１０の検出感度を向上させる。

また、検出回路２１では、抵抗Ｒ３０が、ＬＣ直列共振回路２７と増幅器３１との間であり、ダイオードD２９と並列に接続される。詳細は後述するが、抵抗Ｒ３０の抵抗値を調整し、センサ回路２０での共振回路の共振の鋭さが調整されることで、上記検出信号及び判定電圧信号Ｓ１０では、センサ電極１１にユーザー１５の足部１６が近接していない場合の共振周波数ｆ_ｒｅｓ（図５参照）及びセンサ電極１１にユーザー１５の足部１６が近接している場合の共振周波数ｆ_ｈｕｍ（図５参照）より少し高い周波数の信号変化が大きくなり、近接センサ１０での検出精度が向上する。

尚、増幅器３１から出力された判定電圧信号Ｓ１０は、第４のコンデンサＣ３２により平滑化され、検出回路２１から直流の判定電圧信号Ｓ１０としてマイコン２２へと出力される。

マイコン２２は、主に、ＡＤコンバータ３３と、制御部３４と、発信手段３５と、を備え、車両１２からの制御信号Ｓ１４を受けて動作する。そして、ＡＤコンバータ３３は、検出回路２１から入力された判定電圧信号Ｓ１０をＡ／Ｄ変換した近接判定信号Ｓ１１を制御部３４へと出力する。

制御部３４は、近接判定信号Ｓ１１に基づき、ユーザー１５（図１（Ｂ）参照）の足部１６（図１（Ｂ）参照）が、センサ電極１１に近接したか、否かを判定する。そして、制御部３４が、上記足部１６が近接したと判断した場合には、マイコン２２は、車両１２のドア制御部（図示せず）へと、上記足部１６を検出したという人の検知信号Ｓ１２を出力する。また、詳細は後述するが、制御部３４は、検出周波数の較正ステップと検出ステップとを交互に実行するステップ制御を行う。

発信手段３５は、制御部３４による制御により、所望のタイミングにて、所定の周波数及びデューティー比の高周波信号Ｓ１３をセンサ回路２０へと出力する。尚、本実施形態では、高周波信号Ｓ１３として、矩形形状の高周波信号を用いるが、高周波信号Ｓ１３の周波数は、特に限定されるものではない。そして、本実施形態のように、センサ電極１１をリアバンパ１３（図１（Ａ）参照）内に配設してユーザー１５の足部１６を検出する場合には、検出領域や検出感度を考慮して２００ｋＨｚ以上１０００ｋＨｚ以下の高周波信号Ｓ１３が好ましい。また、高周波信号Ｓ１３としては、矩形波に限らず、正弦波や三角波の場合でも良い。

図３は、本実施形態の近接センサ１０における周波数特性を説明する特性図である。図４（Ａ）～図４（Ｃ）は、本実施形態の近接センサ１０における周波数特性に関し、検出回路２１の抵抗Ｒ３０の抵抗値を変化させた場合の周波数特性を説明する特性図である。図５は、本実施形態の近接センサ１０のセンサ電極１１にユーザー１５の足部１６が近接した場合の周波数特性と近接していない場合の周波数特性とを説明する特性図である。尚、図３～図５の説明の際には、適宜、図１及び図２を参照する。

図３は、ある一定の周囲環境下において、センサ回路２０に入力される高周波信号Ｓ１３と判定電圧信号Ｓ１０との関係を示す。図３では、横軸はマイコン２２の発信手段３５からセンサ回路２０へと入力される高周波信号Ｓ１３の周波数ｆ（ｋＨｚ）を示し、縦軸は検出回路２１から出力される判定電圧信号Ｓ１０の電圧（Ｖ）を示す。尚、図３は、センサ電極１１にユーザー１５の足部１６が近接していない場合の周波数特性を示す特性曲線Ｇ１である。また、図３では、高周波信号Ｓ１３の周波数掃引を２００ｋＨｚ～６００ｋＨｚまで指定された掃引速度にて行うことで得られた特性曲線の一部を示す。

図３に示す如く、高周波信号Ｓ１３の共振周波数ｆ_ｒｅｓは約４６０ｋＨｚであり、その共振時の電圧Ｖ_ｒｅｓは約２．９Ｖである。そして、その共振周波数ｆ_ｒｅｓより少し高い周波数にて大きな信号変化である電圧の急峻な変化が発生している。そして、図３に示す高周波信号Ｓ１３では、その共振周波数ｆ_ｒｅｓを中心として左右非対称の波形が示される。この特性曲線Ｇ１の波形や、上述したようにセンサ回路２０は並直列共振回路として構成されることからも、センサ回路２０での共振周波数ｆ_ｒｅｓは直列共振点であり、その直列共振点よりも高周波帯に並列共振点を有するものと推測される。

詳細は後述するが、高周波信号Ｓ１３の共振周波数ｆ_ｒｅｓより少し高い周波数における大きな信号変化を用いることで、センサ電極１１における寄生容量の小さい変化に対して、検出回路２１にて大きな電圧変化ΔＶ（図５参照）を発生させることができる。その結果、近接センサ１０では、放射ノイズを低減しつつ、ユーザー１５の足部１６を精度良く判定することができる。

図４（Ａ）～図４（Ｃ）では、抵抗Ｒ３０の抵抗値を変えた場合のセンサ回路２０に入力される高周波信号Ｓ１３と判定電圧信号Ｓ１０との関係を示す。尚、図４（Ａ）～図４（Ｃ）は、図３と同様に、センサ電極１１にユーザー１５の足部１６が近接していない場合の特性曲線Ｇ１を示し、横軸はマイコン２２の発信手段３５からセンサ回路２０へと入力される高周波信号Ｓ１３の周波数ｆ（ｋＨｚ）を示し、縦軸は検出回路２１から出力される判定電圧信号Ｓ１０の電圧（Ｖ）を示す。

検出回路２１に抵抗Ｒ３０を配置することで、センサ回路２０の共振回路の共振の鋭さが低減する。図４（Ａ）では抵抗Ｒ３０の抵抗値は３３ｋΩであり、抵抗Ｒ３０の抵抗値を小さく設定する場合には、上記共振の鋭さも低減し、共振周波数ｆ_ｒｅｓより少し高い周波数帯の特性曲線Ｇ１の波形はなだらかな信号変化となる。

一方、図４（Ｂ）では抵抗Ｒ３０の抵抗値は１２０ｋΩであり、抵抗Ｒ３０の抵抗値を適切に設定する場合には、上記共振の鋭さが増し、図３を用いて上述したように、共振周波数ｆ_ｒｅｓより少し高い周波数の特性曲線Ｇ１の波形は大きな信号変化となる。尚、図４（Ｃ）では、抵抗Ｒ３０を配置せず、オープン回路（抵抗Ｒ３０＝無限大とみなせる）とした場合であり、共振周波数ｆ_ｒｅｓより少し高い周波数の特性曲線Ｇ１の波形は急峻過ぎる信号変化となるため、信号変化が大きいところに、後述する検出周波数ｆ_１（図５参照）を合わせることが著しく困難となる。本実施形態では、抵抗Ｒ３０の抵抗値を１２０ｋΩとすることで、共振周波数ｆ_ｒｅｓ４６０ｋH～４７０ｋＨｚの間で、約２．９Ｖ～約０．８Ｖという大きな電圧変化ΔＶを得ている。

図５は、センサ回路２０に入力される高周波信号Ｓ１３と判定電圧信号Ｓ１０との関係を示す。そして、実線は、センサ電極１１にユーザー１５の足部１６が近接していない場合の特性曲線Ｇ１を示し、点線は、センサ電極１１にユーザー１５の足部１６が近接した場合の特性曲線Ｇ２を示す。尚、横軸はマイコン２２の発信手段３５からセンサ回路２０へと入力される高周波信号Ｓ１３の周波数ｆ（ｋＨｚ）を示し、縦軸は検出回路２１から出力される判定電圧信号Ｓ１０の電圧（Ｖ）を示す。

図５に示す如く、ユーザー１５の足部１６が、センサ電極１１に近接することで、センサ電極１１での寄生容量が増大し、ユーザー１５の足部１６がセンサ電極１１に近接している場合の共振周波数ｆ_ｈｕｍは、ユーザー１５の足部１６がセンサ電極１１に近接していない場合の共振周波数ｆ_ｒｅｓよりも少し低い周波数となる。そして、一点鎖線３２は、マイコン２２の発信手段３５からセンサ回路２０へと入力される検出周波数ｆ_１を示すが、検出周波数ｆ_１では、ユーザー１５の足部１６がセンサ電極１１に近接している場合の電圧値とユーザー１５の足部１６がセンサ電極１１に近接していない場合の電圧値との間に、大きな電圧変化ΔＶが発生する。

上述したように、本実施形態では、センサ回路２０におけるそれぞれの共振周波数ｆ_ｒｅｓ、共振周波数ｆ_ｈｕｍより少し高い周波数における大きな信号変化が発生する領域を用いることで、近接センサ１０での検出精度を向上させる。

本実施形態では、図４（Ａ）～図４（Ｃ）を用いて上述したように、抵抗Ｒ３０の抵抗値を小さく設定した場合には、特性曲線Ｇ１の波形がなだらかになり、検出周波数ｆ_１での上記電圧変化ΔＶが小さくなることで、検出精度が悪化する。また、検出回路２１の抵抗Ｒ３０を大きく設定した場合には、特性曲線Ｇ１の波形が過剰に急峻となるため、検出周波数ｆ_１の設定自体が困難となる。一方、検出回路２１の抵抗Ｒ３０の抵抗値を適切な大きさに設定することで、特性曲線Ｇ１の波形に大きな信号変化が発生し、検出周波数ｆ_１での上記電圧変化ΔＶが大きくなり、検出精度が向上する。

つまり、近接センサ１０では、上記大きな電圧変化ΔＶが発生する周波数を検出周波数ｆ_１として設定し、判定電圧信号Ｓ１０からの上記電圧変化ΔＶが閾値以上であるか、否かにより、センサ電極１１へのユーザー１５の足部１６の近接の有無を判定することで、検出精度を向上させることができる。

図６は、本実施形態の近接センサ１０におけるステップ制御を説明するフローチャートである。図７は、本実施形態の近接センサ１０における検出周波数の較正ステップを説明するフローチャートである。図８（Ａ）～図８（Ｃ）は、本実施形態の近接センサ１０における検出周波数の較正ステップを説明する特性図である。尚、図６～図８の説明の際には、適宜、図１～図５を参照する。

図６に示すステップＳ０では、電子キーを携帯したユーザー１５が車両１２に近づくと、車両１２の電子キー認証システムと電子キーとの間にて無線通信が行われ、電子キーが車両１２の正規の電子キーであることの認証が行われる。そして、車両１２にて正規の電子キーであることが認証されることで、近接センサ１０が駆動する。尚、上記電子キーの認証は、スマートエントリーシステムにおける公知の認証方法が採用される。

ステップＳ１では、マイコン２２の発信手段３５は、最新の検出周波数ｆ_１及びデューティー比の高周波信号Ｓ１３をセンサ回路２０へと出力する。そして、マイコン２２のＡＤコンバータ３３には、検出回路２１から出力された最新の判定電圧信号Ｓ１０が入力され、ＡＤコンバータ３３では、入力された判定電圧信号Ｓ１０をＡ／Ｄ変換した近接判定信号Ｓ１１を制御部３４へと出力する。

ステップＳ２では、マイコン２２の制御部３４は、近接判定信号Ｓ１１（最新の検出周波数ｆ_１）の電圧Ｖ１から予め設定された目標電圧Ｖ０（図８（Ａ）参照）を減算した算出結果の絶対値が、予め設定された許容電圧差ΔＶ０（図８（Ａ）参照）より大きいか、否かを判定する。尚、目標電圧Ｖ０及び許容電圧差ΔＶ０は、近接センサ１０を車両１２に設置する際に、予め設定された固定値である。

ステップＳ２のＹＥＳにて、制御部３４が、上記絶対値が許容電圧差ΔＶ０より大きいと判定した場合には、ステップＳ３では、制御部３４は、カウンタの数に１を加算する。そして、ステップＳ４では、制御部３４は、上記カウンタの数がＮ回より大きいか、否かを判定する。一方、ステップＳ２のＮＯにて、制御部３４が、上記絶対値が許容電圧差ΔＶ０以下であると判定した場合には、上記カウンタの数を０とし、ステップＳ６へと進む。

ステップＳ４のＹＥＳにて、制御部３４が、上記カウンタの数がＮ回より大きいと判定した場合には、ステップＳ５では、制御部３４が、周波数制御フラグを１に設定する。一方、ステップＳ４のＮＯにて、制御部３４が、上記カウンタの数がＮ回以下であると判定した場合には、ステップＳ６へと進む。尚、周波数制御フラグの１は、検出周波数の較正ステップを実行するフラグであり、周波数制御フラグの０は、検出ステップを実行するフラグである。

ステップＳ６では、制御部３４は、モードフラグが１であるか、否かを判定する。尚、モードフラグの１は、検出周波数の較正ステップを実行するフラグであり、モードフラグの０は、検出ステップを実行するフラグである。

ステップＳ６のＹＥＳにて、制御部３４が、モードフラグが１であると判定した場合には、ステップＳ７では、制御部３４は、周波数制御フラグが１であるか、否かを判定する。

ステップＳ７のＹＥＳにて、制御部３４が、周波数制御フラグが１であると判定した場合には、ステップＳ８では、制御部３４は、検出周波数ｆ_１の較正ステップを実行する。その後、ステップＳ９では、制御部３４が、モードフラグを０に設定し、ステップＳ１へと戻る。尚、検出周波数ｆ_１の較正ステップの説明に関しては、図７及び図８を用いて後述する。

一方、ステップＳ６のＮＯにて、制御部３４が、モードフラグが０であると判定した場合、あるいはステップＳ７のＮＯにて、制御部３４が、周波数制御フラグが０であると判定した場合には、ステップＳ１０では、制御部３４は、検出ステップを実行する。その後、ステップＳ１１では、制御部３４が、モードフラグを１に設定し、ステップＳ１へと戻る。

本実施形態の検出ステップでは、制御部３４は、例えば、ユーザー１５の足部１６が、センサ電極１１の下方を所定時間内に移動した場合であり、且つ、図５を用いて上述したように、制御部３４では、検出周波数ｆ_１における上記電圧変化ΔＶが規定の閾値以上である場合に、センサ電極１１での静電容量の変化がユーザー１５の足部１６であると判定する。尚、検出ステップでの検出方法は、任意の設計変更が可能である。

上述したように、ステップＳ６にてモードフラグを判定し、ステップＳ７にて周波数制御フラグを判定すると共に、ステップＳ８にて検出周波数ｆ_１の較正ステップ後にはモードフラグを０に設定し、ステップＳ１１にて検出ステップ制御後にはモードフラグを１に設定する。つまり、本実施形態では、検出周波数ｆ_１の較正ステップと検出ステップとを交互に実行するステップ制御を行うことで、車両１２の周囲の環境の変化に応じて、検出周波数ｆ_１を再設定することが出来る。その結果、車両１２の周辺環境が変化しても、最新の検出周波数ｆ_１にてユーザー１５の足部１６の検出を行うことができ、誤検出や検出漏れを防止し、近接センサ１０の検出精度を高めることができる。

図７に示す如く、ステップＳ８では、検出周波数ｆ_１の較正を行うことで、車両１２の周囲の環境の変化に応じて変化した検出周波数ｆ_１を再設定する。一般に、検出周波数ｆ_１を再設定する際には、所定の周波数範囲を掃引して最新の共振周波数を求め、求められた最新の共振周波数に所定の周波数を加算（もしくは減算）して最新の検出周波数ｆ_１とする手法が用いられる。一方、本実施形態では、共振周波数ｆ_ｒｅｓより少し高い周波数を検出周波数ｆ_１としているが、当該周波数付近の信号変化が急峻であるため、前述の再設定方法を採用することができない。そこで、本実施形態では、人体未検出時における判定電圧信号Ｓ１０の電圧Ｖ１を目標電圧Ｖ０に近づけるように、検出周波数ｆ_１を微調整する手法を用いる。具体的には、以下のステップＳ２０～ステップＳ２６に基づいた制御フローにより、検出周波数ｆ_１を再設定する。

ここで、図８（Ａ）～図８（Ｃ）は、センサ回路２０に入力される高周波信号Ｓ１３と判定電圧信号Ｓ１０との関係を示し、センサ電極１１にユーザー１５の足部１６が近接していない場合の周波数特性の特性曲線Ｇ１を示している。そして、横軸はマイコン２２の発信手段３５からセンサ回路２０へと入力される高周波信号Ｓ１３の周波数ｆ（ｋＨｚ）を示し、縦軸は検出回路２１から出力される判定電圧信号Ｓ１０の電圧（Ｖ）を示す。

ステップＳ２０では、マイコン２２の制御部３４は、最新の検出周波数ｆ_１が、予め設定された暫定周波数Ｆ０よりも低い周波数か、否かを判定する。

図８（Ａ）に示す如く、暫定周波数Ｆ０は、高周波信号Ｓ１３の共振周波数ｆ_ｒｅｓよりも若干高い周波数であり、検出周波数ｆ_１の微調整に先立って、検出周波数ｆ_１を共振周波数ｆ_ｒｅｓよりも高い周波数帯にとりあえず設定するための目安の周波数であり、予め設定された固定値である。そして、調整用周波数幅ΔＦ０は、制御フローの中にて、検出周波数ｆ_１を暫定周波数Ｆ０よりも高い周波数とするための周波数幅であり、予め設定された固定値である。

更には、目標電圧Ｖ０は、共振周波数ｆ_ｒｅｓの電圧Ｖ_ｒｅｓに対して予め設定された固定値であり、図５にて上述した大きな電圧変化ΔＶを確保するために電圧Ｖ_ｒｅｓの半値程度に設定される。また、調整用電圧幅ΔＶ０は、目標電圧Ｖ０に対する人体未検出時の判定電圧信号Ｓ１０の許容範囲を設定するための電圧幅であり、予め設定された固定値である。

図７にて上述したように、車両１２の周辺環境により、共振周波数ｆ_ｒｅｓも変化するため、常に、人体未検出時の判定電圧信号Ｓ１０が、目標電圧Ｖ０を中心とした調整用電圧幅ΔＶ０の範囲内に設定されるように検出周波数ｆ_１を較正することで、周囲環境の変化に対応し、近接センサ１０の検出精度を高めることができる。尚、固定値とは、近接センサ１０を車両１２に設置する際に設定される値であり、車種毎にその値が異なる場合もある。

ステップＳ２０のＹＥＳにて、制御部３４が、検出周波数ｆ_１が暫定周波数Ｆ０よりも低いと判定した場合には、ステップＳ２１では、制御部３４は、検出周波数ｆ_１に予め設定された調整用周波数幅ΔＦ０を加算し、図７に示すステップ制御のステップＳ９へと戻る。調整用周波数幅ΔＦ０を加算しても、なお暫定周波数Ｆ０より低い場合は、次周のステップＳ２０にて、再度、検出周波数ｆ_１に調整用周波数幅ΔＦ０が加算される。

ステップＳ２０のＮＯにて、制御部３４が、検出周波数ｆ_１が暫定周波数Ｆ０よりも高いと判定した場合には、ステップＳ２２では、制御部３４は、検出周波数ｆ_１の電圧Ｖ１から予め設定された目標電圧Ｖ０を減算した算出結果の絶対値が、予め設定された調整用電圧幅ΔＶ０より小さいか、否かを判定する。

ステップＳ２２のＹＥＳにて、制御部３４が、上記算出結果の絶対値が調整用電圧幅ΔＶ０より小さいと判定した場合には、ステップＳ２３では、制御部３４は、周波数制御フラグを０に設定し、図７に示すステップ制御のステップＳ９へと戻る。

ステップＳ２２のＮＯにて、制御部３４が、上記算出結果の絶対値が調整用電圧幅ΔＶ０以上であると判定した場合には、ステップＳ２４では、制御部３４は、検出周波数ｆ_１の判定電圧信号Ｓ１０の電圧Ｖ１が目標電圧Ｖ０よりも大きいか、否かを判定する。

ステップＳ２４のＹＥＳにて、制御部３４が、検出周波数ｆ_１の電圧Ｖ１が目標電圧Ｖ０よりも大きいと判定した場合には、ステップＳ２５では、制御部３４は、検出周波数ｆ_１に予め設定された微調整用周波数幅ΔＦを加算し、図７に示すステップ制御のステップＳ９へと戻る。微調整用周波数幅ΔＦを加算しても、なお検出周波数ｆ_１の電圧Ｖ１が目標電圧Ｖ０を中心とした調整用電圧幅ΔＶ０の範囲内に入らない場合は、次周のステップＳ２５にて、再度、検出周波数ｆ_１に微調整用周波数幅ΔＦが加算される。

ここで、図８（Ｂ）に示す如く、ステップＳ２４のＹＥＳの状況では、検出周波数ｆ_１は、暫定周波数Ｆ０より高く、目標電圧Ｖ０の周波数ｆ_０よりも低くなる。そのため、ステップＳ２５では、検出周波数ｆ_１に微調整用周波数幅ΔＦを加算し、検出周波数ｆ_１を目標電圧Ｖ０の周波数ｆ_０に近づけることで、近接センサ１０の検出精度を高めることができる。

ステップＳ２４のＮＯにて、制御部３４が、検出周波数ｆ_１の電圧Ｖ１が目標電圧Ｖ０以下であると判定した場合には、ステップＳ２６では、制御部３４は、検出周波数ｆ_１から予め設定された微調整用周波数幅ΔＦを減算し、図７に示すステップ制御のステップＳ９へと戻る。微調整用周波数幅ΔＦを減算しても、なお検出周波数ｆ_１の電圧Ｖ１が目標電圧Ｖ０を中心とした調整用電圧幅ΔＶ０の範囲内に入らない場合は、次周のステップＳ２６にて、再度、検出周波数ｆ_１に微調整用周波数幅ΔＦが減算される。

ここで、図８（Ｃ）に示す如く、ステップＳ２４のＮＯの状況では、検出周波数ｆ_１は、目標電圧Ｖ０の周波数ｆ_０よりも高くなる。そのため、ステップＳ２６では、検出周波数ｆ_１から微調整用周波数幅ΔＦを減算し、検出周波数ｆ_１を目標電圧Ｖ０の周波数ｆ_０に近づけることで、近接センサ１０の検出精度を高めることができる。

尚、本実施形態では、リアバンパ１３や乗降用のステップ内に近接センサ１０を配し、ユーザー１５の足部１６を検出してバックドア１４やスライドドアを開閉する場合について説明したが、例えば、スライドドアの可動側ドアパネルに近接センサ１０を配し、人体の存在を検出することで、ドアへの人体の挟込みを防止する挟込みセンサとして利用してもよい。また、近接センサ１０は、常時駆動されるものとは限定されず、例えば、消費電力の低減のために、あるいは、放射ノイズの時間的な分散のために、間欠動作されるものとしてもよい。その他、本発明の要旨を逸脱しない範囲にて種々の変更が可能である。

１０静電容量式近接センサ
１１センサ電極
１５ユーザー
１６足部
２０センサ回路
２１検出回路
２２マイコン
２４第１のコンデンサＣ
２５ＬＣ並列回路
２７ＬＣ直列共振回路
３０抵抗Ｒ
３４制御部
３５発信手段

Claims

人体の近接を検出するセンサ電極と、
前記センサ電極へ高周波信号を発信する発信手段と、
前記センサ電極での容量変化による検出結果を検出信号として出力するセンサ回路と、
前記センサ回路から入力された前記検出信号を判定電圧信号として出力する検出回路と、
前記検出回路から入力された前記判定電圧信号に基づいて、前記センサ電極への前記人体の近接を判定する制御部と、を備え、
前記センサ回路は、
コイルと第１のコンデンサとが並列に接続したＬＣ並列回路と、
その上流側が前記コイルと直列に接続してＬＣ直列共振回路を構成し、その下流側が前記第1のコンデンサの下流側と接続した第２のコンデンサと、を有し、
前記センサ電極は、前記ＬＣ並列回路の上流側に接続すると共に、単一の電極から成り、
前記検出回路は、前記コイルの下流側で且つ前記第２のコンデンサの上流側に接続することを特徴とする静電容量式近接センサ。
前記検出回路は、ダイオードと抵抗とが並列接続された整流回路を有し、前記抵抗にて前記検出信号の周波数特性を調整することを特徴とする請求項１に記載の静電容量式近接センサ。
前記第１のコンデンサの静電容量は、前記センサ電極からの放射ノイズを所望の範囲内に低減させると共に、前記センサ電極での検出感度を所望の範囲内に満たすように調整されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の静電容量式近接センサ。
前記制御部は、少なくとも前記高周波信号における検出周波数の較正ステップを有し、
前記較正ステップでは、
前記人体が前記センサ電極に近接していない時の前記検出周波数における前記判定電圧信号の電圧と予め設定された目標電圧とを対比し、
当該判定電圧信号の電圧が、前記目標電圧を中心値とした所定の範囲より離れている場合には、前記検出周波数に所定の周波数幅を加算または減算し、当該判定電圧信号の電圧が、前記目標電圧に近づくように調整することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の静電容量式近接センサ。
前記制御部は、前記較正ステップと前記人体の近接を判定する検出ステップとを交互に繰り返すステップ制御を行うことを特徴とする請求項４に記載の静電容量式近接センサ。