JP7468563B2 - ２線式伝送器 - Google Patents

Description

本発明は、２線式伝送器に関する。

２本の伝送線を介して外部回路に接続され、外部回路から供給される入力電圧及び電流信号を利用して動作する２線式伝送器が知られている（例えば特許文献１を参照）。

特開２０１２－９９０８８号公報

特許文献１の２線式伝送器では、入力電圧が変動しても内部回路の回路電圧が一定に保たれるので、入力電圧が大きい（高い）ときに、外部回路からの電力を有効に利用することができない。

本発明の一側面は、外部回路からの電力を有効に利用することが可能な２線式伝送器を提供する。

一側面に係る２線式伝送器は、２本の伝送線を介して外部回路に接続され、外部回路から供給される入力電圧及び電流信号を利用して動作する２線式伝送器であって、センサの検出結果に応じて電流信号を制御する定電流回路と、入力電圧に応じて回路電圧を制御するシャントレギュレータ回路と、を備え、シャントレギュレータ回路は、入力電圧が大きくなるに従い回路電圧が大きくなるように、回路電圧を制御する。

本発明によれば、外部回路からの電力を有効に利用することが可能になる。

実施形態に係る２線式伝送器の概略構成の例を示す図である。 ２線式伝送器の回路構成の例を示す図である。 回路構成の変形例を示す図である。 回路構成の変形例を示す図である。

以下、図面を参照しつつ実施形態について説明する。同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は適宜省略する。

図１は、実施形態に係る２線式伝送器の概略構成の例を示す図である。２線式伝送器１００は、外部回路２００に接続されて用いられる。

２線式伝送器１００は、伝送線Ｌ１及び伝送線Ｌ２の２本の伝送線を介して、外部回路２００に接続される。２線式伝送器１００における伝送線Ｌ１及び伝送線Ｌ２との接続箇所を、ノードＮ１１及びノードＮ１２と称し図示する。

２線式伝送器１００は、外部回路２００から供給される電圧及び電流を利用して動作する。外部回路２００から２線式伝送器１００に供給される電圧を、入力電圧Ｖｉｎと称し図示する。入力電圧Ｖｉｎは、後述のノードＮ２２を基準としたときのノードＮ１１の電圧である。外部回路２００から２線式伝送器１００に供給される電流を、電流信号Ｉｏｕｔと称し図示する。電流信号Ｉｏｕｔは、伝送線Ｌ１からノードＮ１１に向かって流れる電流である。詳細は後述するが、電流信号Ｉｏｕｔは、２線式伝送器１００によって制御される。

外部回路２００は、電源２０１と、抵抗器Ｒ１と含む。この例では、電源２０１は、電源電圧Ｅｂを有する電圧源である。電源２０１及び抵抗器Ｒ１は、伝送線Ｌ１と伝送線Ｌ２との間に直列に接続される。

なお、接続は、矛盾の無い範囲において、電気的に接続されることを意味してよい。また、要素同士の間に接続されるとは、それらの要素の機能を妨げない範囲内において、他の要素を介して電気的に接続されることを含んでよい。

電流信号Ｉｏｕｔが抵抗器Ｒ１を流れることによって、抵抗器Ｒ１に電圧が発生する。この電圧を検出することで、２線式伝送器１００によって制御される電流信号Ｉｏｕｔの大きさが検出される。このように電流信号Ｉｏｕｔを利用することで、２線式伝送器１００から外部回路２００に情報が伝送される。

２線式伝送器１００は、センサ１と、入力電圧測定回路２と、信号処理回路３と、定電流回路４と、基準電圧処理回路５と、シャントレギュレータ回路６と、コンパレータ回路７とを含む。なお、センサ１は２線式伝送器１００の外部に設けられてもよい。

センサ１は、物理量を検出する。物理量の例は、圧力、温度、流量等である。センサ１の例は圧力センサ、温度センサ、流量センサ等であり、２線式伝送器１００の例は圧力伝送器、温度伝送器、流量伝送器等である。センサ１は、検出結果に対応するセンサ信号Ｓ１を生成して出力する。例えば、センサ１による検出値が大きくなるに従い、センサ信号Ｓ１の電圧が大きくなる。

入力電圧測定回路２は、入力電圧Ｖｉｎに応じた電圧を測定する。この例では、入力電圧測定回路２は、ノードＮ１１と後述のノードＮ２２と間に接続され、入力電圧Ｖｉｎに対応する電圧信号Ｖｄを生成する。電圧信号Ｖｄは、入力電圧測定回路２から信号処理回路３に送られ、信号処理回路３に入力される。

信号処理回路３は、種々の信号処理を実行可能に構成される。一例について述べると、信号処理回路３は、センサ１からのセンサ信号Ｓ１に対して、直線性補正等の処理を実行してから、後述の電流制御信号Ｓ２を生成する。信号処理回路３は、専用に設計された回路であってもよいし、汎用のマイクロコントローラ等を含んで構成されてもよい。図１に示される例では、信号処理回路３は、定電流回路４、基準電圧処理回路５及びシャントレギュレータ回路６を制御するためのさまざまな信号を生成する。

定電流回路４の制御について説明する。信号処理回路３は、センサ１からのセンサ信号Ｓ１に基づいて、定電流回路４に電流信号Ｉｏｕｔを制御させるための電流制御信号Ｓ２を生成する。電流制御信号Ｓ２は、信号処理回路３から定電流回路４に送られ、定電流回路４に入力される。

定電流回路４は、信号処理回路３からの電流制御信号Ｓ２に応じて、すなわちセンサ信号Ｓ１さらにいうとセンサ１の検出結果に応じて、電流信号Ｉｏｕｔ（の大きさ）を制御する。例えば、電流信号Ｉｏｕｔは、４ｍＡ～２０ｍＡの範囲内で制御される。センサ１の検出値が設定スパンに対して０％のときに、電流信号Ｉｏｕｔが４ｍＡになるように制御される。センサ１の検出値が設定スパンに対して１００％のときに、電流信号Ｉｏｕｔの大きさが２０ｍＡになるように制御される。換言すると、このような電流信号Ｉｏｕｔの制御が定電流回路４によって行われるように、信号処理回路３が電流制御信号Ｓ２を生成する。

図１に示される例では、定電流回路４は、ノードＮ１１及びノードＮ１２と、信号処理回路３、基準電圧処理回路５、シャントレギュレータ回路６及びコンパレータ回路７との間に接続される。定電流回路４を挟んでノードＮ１１及びノードＮ１２とは反対側のノードを、ノードＮ２１及びノードＮ２２と称し図示する。ノードＮ２１及びノードＮ２２の間に、センサ１、信号処理回路３、基準電圧処理回路５、シャントレギュレータ回路６及びコンパレータ回路７が並列に接続される。

なお、以下では、信号処理回路３、定電流回路４、基準電圧処理回路５、シャントレギュレータ回路６及びコンパレータ回路７等を、内部回路と称する場合もある。センサ１も内部回路の１つであってよい。

ノードＮ２２は、内部回路に共通の基準電位（ＣＯＭ）を与える。ノードＮ２２を基準としたときのノードＮ２１の電圧を、回路電圧Ｖ１と称し図示する。回路電圧Ｖ１は、内部回路の動作電圧を与える。内部回路の動作電圧は、回路電圧Ｖ１そのものであってもよいし、回路電圧Ｖ１をＤＣＤＣ（DC to DC）コンバータ等で降圧して得られた電圧であってもよい。また、定電流回路４からノードＮ２１に向かって、電流信号Ｉｏｕｔに対応する電流が流れる。すなわち、内部回路は、それらの電圧及び電流を利用して動作する。なお、センサ１が、２線式伝送器１００の外部にあって、２線式伝送器１００に接続される場合、外部のセンサ１に対して回路電圧Ｖ１から電圧及び電流が供給される。

信号処理回路３による、基準電圧処理回路５及びシャントレギュレータ回路６の制御について説明する。信号処理回路３は、入力電圧測定回路２からの電圧信号Ｖｄに基づいて、基準電圧処理回路５及びシャントレギュレータ回路６に回路電圧Ｖ１を制御させるための電圧制御信号Ｖｓ１を生成する。電圧制御信号Ｖｓ１は、信号処理回路３から基準電圧処理回路５に送られ、基準電圧処理回路５に入力される。

基準電圧処理回路５は、信号処理回路３からの電圧制御信号Ｖｓ１に基づいて、参照電圧信号Ｖｒｅｆを生成する。参照電圧信号Ｖｒｅｆは、基準電圧処理回路５からシャントレギュレータ回路６に送られ、シャントレギュレータ回路６に入力される。

シャントレギュレータ回路６は、入力電圧測定回路２によって測定された電圧に基づいて、回路電圧Ｖ１を制御する。この例では、シャントレギュレータ回路６は、参照電圧信号Ｖｒｅｆに応じて、すなわち電圧制御信号Ｖｓ１、電圧信号Ｖｄさらにいうと入力電圧Ｖｉｎ（の大きさ）に応じて、回路電圧Ｖ１（の大きさ）を制御する。具体的に、シャントレギュレータ回路６は、参照電圧信号Ｖｒｅｆと回路電圧Ｖ１との比較結果に基づいて、回路電圧Ｖ１を制御する。シャントレギュレータ回路６は、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるに従い回路電圧Ｖ１が大きくなるように、回路電圧Ｖ１を制御する。換言すると、回路電圧Ｖ１の制御がシャントレギュレータ回路６によって行われるように、基準電圧処理回路５が参照電圧信号Ｖｒｅｆを生成し、また、信号処理回路３が電圧制御信号Ｖｓ１を生成する。

コンパレータ回路７は、回路電圧Ｖ１の異常検知に用いられる。詳細は後に図２を参照して説明する。

以上で説明した２線式伝送器１００では、シャントレギュレータ回路６が、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるに従い回路電圧Ｖ１が大きくなるように、内部回路の回路電圧Ｖ１を制御する。回路電圧Ｖ１が大きくなると、その分、内部回路が利用可能な電力も大きくなる。従って、外部回路２００からの電力を有効に利用することができる。

特許文献１の２線式伝送器では、外部回路２００の電源２０１の電源電圧Ｅｂが最小の場合に内部回路の動作が成り立つように、回路電圧Ｖ１が決められている。電源電圧Ｅｂが大きくなり入力電圧Ｖｉｎが大きくなっても、回路電圧Ｖ１の値は一定である。そのため、入力電圧Ｖｉｎが大きくなった分の電力、より具体的に、入力電圧Ｖｉｎに基づく電力と回路電圧Ｖ１に基づく電力との差の電力は、例えば定電流回路４内のトランジスタ（後述のトランジスタＱ４に相当）で熱として消費されるだけである。入力電圧Ｖｉｎが大きくなっても、内部回路が利用可能な電力は増えない。このような問題が、実施形態に係る２線式伝送器１００によって対処される。

２線式伝送器１００の具体的な回路構成の例について、図２を参照して説明する。

図２は、２線式伝送器の回路構成の例を示す図である。入力電圧測定回路２、定電流回路４、基準電圧処理回路５及びシャントレギュレータ回路６の回路構成が例示される。また、２線式伝送器１００は、ダイオードＤ１と、基準電圧源Ｐ_Ｒ１とを含む。なお、２線式伝送器１００は、ダイオードＤ１が無くても動作可能であり、また、基準電圧源Ｐ_Ｒ１さらには後述の抵抗器Ｒ６及び抵抗器Ｒ７が無くても、増幅器Ｑ２の反転端子を基準電位（ＣＯＭ）と接続すれば動作可能である。

ダイオードＤ１は、伝送線Ｌ１からノードＮ１１に向かって電流が流れるように、伝送線Ｌ１とノードＮ１１との間に接続される逆流防止ダイオードである。基準電圧源Ｐ_Ｒ１は、基準電圧Ｖ_Ｒ１を出力する。基準電圧Ｖ_Ｒ１は、基準電圧源Ｐ_Ｒ１から定電流回路４に供給され、後述の抵抗器Ｒ６及び抵抗器Ｒ７によって分圧され、増幅器Ｑ２の反転端子に入力される。

入力電圧測定回路２は、抵抗器Ｒ１５と、抵抗器Ｒ１６と、ＡＤ（Analog to Digital）コンバータ２１とを含む。抵抗器Ｒ１５及び抵抗器Ｒ１６は、入力電圧Ｖｉｎを分圧測定するための抵抗器であり、ノードＮ１１とノードＮ２２との間に直列に接続される。入力電圧Ｖｉｎは、抵抗器Ｒ１５及び抵抗器Ｒ１６によって分圧され、電圧Ｖｄｉｖとなる。電圧Ｖｄｉｖは、ＡＤコンバータ２１に入力される。ＡＤコンバータ２１は、アナログの電圧Ｖｄｉｖをディジタルの電圧信号Ｖｄに変換して出力する。先に説明したように、電圧信号Ｖｄは、入力電圧測定回路２から信号処理回路３に送られ、信号処理回路３に入力される。

電圧ＶｄｉｖをＡＤコンバータ２１に入力することで、入力電圧Ｖｉｎを直接ＡＤコンバータ２１に入力する場合よりも、ＡＤコンバータ２１の入力耐電圧を小さく（低く）することができる。ＡＤコンバータ２１の入力耐電圧が入力電圧Ｖｉｎよりも大きい場合には、入力電圧Ｖｉｎが直接ＡＤコンバータ２１に入力されてもよい。入力電圧Ｖｉｎの分圧は不要であり、抵抗器Ｒ１５及び抵抗器Ｒ１６は無くてもよい。

また、ＡＤコンバータ２１の機能が、信号処理回路３に含まれていてもよい。その場合には、電圧Ｖｄｉｖが直接信号処理回路３に入力され、信号処理回路３内で電圧信号Ｖｄが得られる。ＡＤコンバータ２１による変換は不要であり、ＡＤコンバータ２１は無くてもよい。抵抗器Ｒ１５、抵抗器Ｒ１６及びＡＤコンバータ２１のいずれもが無い場合、入力電圧測定回路２は、ノードＮ１１と信号処理回路３とを接続する配線だけで構成されてよい。

図２には示されないが、抵抗器Ｒ１６と並列に、コンデンサが接続されてよい。入力電圧Ｖｉｎに含まれるノイズ等を低減し、ＡＤコンバータ２１に入力される電圧の短時間変動を抑制することができる。

定電流回路４は、ＤＡコンバータ４１と、抵抗器Ｒ３～抵抗器Ｒ８と、増幅器Ｑ２と、トランジスタＱ３と、トランジスタＱ４と、ダイオード４２とを含む。なお、ダイオード４２が無くその部分が直接基準電位（ＣＯＭ）に接続されてもよい。

ＤＡコンバータ４１は、信号処理回路３からのディジタルの電流制御信号Ｓ２を、アナログの電圧信号Ｖａに変換して出力する。抵抗器Ｒ４は、ＤＡコンバータ４１と増幅器Ｑ２の非反転端子との間に接続される。抵抗器Ｒ５は、抵抗器Ｒ４及び増幅器Ｑ２の非反転端子の接続点と、ノードＮ１２との間に接続される。抵抗器Ｒ３は、抵抗器Ｒ５及び抵抗器Ｒ７を挟んで増幅器Ｑ２とは反対側において抵抗器Ｒ５及び抵抗器Ｒ７の間に接続される、増幅器Ｑ２への帰還抵抗器である。ＤＡコンバータ４１によって出力された電圧信号Ｖａは、抵抗器Ｒ４と抵抗器Ｒ５と抵抗器Ｒ３とによって分圧され、増幅器Ｑ２の非反転端子に入力される。

抵抗器Ｒ６は、基準電圧源Ｐ_Ｒ１と増幅器Ｑ２の反転端子との間に接続される。抵抗器Ｒ７は、増幅器Ｑ２の反転端子と、ノードＮ２２との間に接続される。基準電圧源Ｐ_Ｒ１からの基準電圧Ｖ_Ｒ１は、抵抗器Ｒ６及び抵抗器Ｒ７によって分圧され、増幅器Ｑ２の反転端子に入力される。

増幅器Ｑ２は、電圧信号Ｖａを抵抗器Ｒ４と、抵抗器Ｒ５と、抵抗器Ｒ３とによって分圧した電圧と、基準電圧Ｖ_Ｒ１を抵抗器Ｒ６及び抵抗器Ｒ７で分圧した電圧との差（誤差）を検出する誤差増幅器である。この誤差に基づいて、増幅器Ｑ２は、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ４とともに内部回路を流れる電流を制御する。

トランジスタＱ３は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ３のベースは、増幅器Ｑ２の出力端に接続される。トランジスタＱ３のコレクタは、トランジスタＱ４のべースに接続される。トランジスタＱ３のエミッタは、ダイオード４２を介して、ノードＮ１２に接続される。ダイオード４２は、トランジスタＱ３のエミッタからノードＮ１２に向かって電流が流れるように、トランジスタＱ３のエミッタとノードＮ１２との間に接続される。

トランジスタＱ４は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ４は、コレクタエミッタ間の電流が伝送線Ｌ１からシャントレギュレータ回路６に向かって流れるように、伝送線Ｌ１とシャントレギュレータ回路６との間に接続される。トランジスタＱ４のベースは、トランジスタＱ３のコレクタに接続される。トランジスタＱ４のコレクタは、ノードＮ２１に接続される。トランジスタＱ４のエミッタは、ノードＮ１１に接続される。トランジスタＱ４のコレクタエミッタ間の電圧を、電圧Ｖｃｅと称し図示する。回路電圧Ｖ１は、入力電圧Ｖｉｎよりも電圧Ｖｃｅだけ小さくなる。

抵抗器Ｒ８は、トランジスタＱ４のコレクタとエミッタとの間に接続される。抵抗器Ｒ８は、トランジスタＱ４に対して並列に接続される、内部回路を起動させるための起動抵抗器である。

トランジスタＱ４のエミッタ電流の大きさを制御することで、電流信号Ｉｏｕｔの大きさが制御される。トランジスタＱ４のエミッタ電流の大きさは、トランジスタＱ４のベース電流によって制御される。トランジスタＱ４のベース電流は、トランジスタＱ３のコレクタ電流によって制御される。トランジスタＱ３のコレクタ電流は、トランジスタＱ３のベース電流によって制御される。トランジスタＱ３のベース電流は、増幅器Ｑ２によって制御される。増幅器Ｑ２の非反転端子には、電圧信号Ｖａ、すなわち電流制御信号Ｓ２、センサ信号Ｓ１さらにいうとセンサ１の検出値に応じた電圧が入力される。例えばこのような回路構成により、電流信号Ｉｏｕｔが、センサ１の検出値に応じて制御される。

基準電圧処理回路５は、ＤＡコンバータ５１と、増幅器Ｑ５と、抵抗器Ｒ１０と、抵抗器Ｒ１１とを含む。先にも述べたように、信号処理回路３からの電圧制御信号Ｖｓ１が、基準電圧処理回路５に供給される。電圧制御信号Ｖｓ１は、トランジスタＱ４の電圧Ｖｃｅが、トランジスタＱ４が飽和しない所定電圧になるように、回路電圧Ｖ１をシャントレギュレータ回路６によって制御させるための信号である。所定電圧は、一定電圧（例えば２Ｖ）であってもよいし、一定でない電圧であってもよい。電圧制御信号Ｖｓ１は、回路電圧Ｖ１が内部回路の耐電圧を上回らないように制限されてもよい。

ＤＡコンバータ５１は、信号処理回路３からのディジタルの電圧制御信号Ｖｓ１を、アナログの電圧制御信号Ｖｓ２に変換して出力する。電圧制御信号Ｖｓ２は、増幅器Ｑ５の非反転端子に入力され、また、後述のコンパレータ回路７の比較器Ｑ８の反転端子に入力される。

抵抗器Ｒ１０及び抵抗器Ｒ１１は、増幅器Ｑ５の出力端子とノードＮ２２との間に直列に接続される。抵抗器Ｒ１０及び抵抗器Ｒ１１の間は、増幅器Ｑ５の反転端子に接続される。これにより、増幅器Ｑ５は、電圧制御信号Ｖｓ２を負帰還増幅する。増幅器Ｑ５によって出力される電圧を、参照電圧信号Ｖｒｅｆと称し図示する。参照電圧信号Ｖｒｅｆは、この後で説明するシャントレギュレータ回路６の増幅器Ｑ６の非反転端子に入力される。

シャントレギュレータ回路６は、この例では、トランジスタＱ４の電圧Ｖｃｅが所定電圧（例えば２Ｖ）になるように、及び、回路電圧Ｖ１が入力電圧ＶｉｎよりもトランジスタＱ４の電圧Ｖｃｅだけ小さくなるように、回路電圧Ｖ１を制御する。シャントレギュレータ回路６は、抵抗器Ｒ１３と、抵抗器Ｒ１４と、増幅器Ｑ６と、トランジスタＱ７とを含む。

抵抗器Ｒ１３及び抵抗器Ｒ１４は、ノードＮ２１とノードＮ２２との間に直列に接続される。抵抗器Ｒ１３は、ノードＮ２１と増幅器Ｑ６の反転端子との間に接続される。抵抗器Ｒ１４は、増幅器Ｑ６の反転端子とノードＮ２２との間に接続される。回路電圧Ｖ１は、抵抗器Ｒ１３及び抵抗器Ｒ１４によって分圧され、増幅器Ｑ６の反転端子に入力され、また、コンパレータ回路７の比較器Ｑ８の非反転端子に入力される。

増幅器Ｑ６の非反転端子には、基準電圧処理回路５の増幅器Ｑ５からの参照電圧信号Ｖｒｅｆが入力される。増幅器Ｑ６は、回路電圧Ｖ１を抵抗器Ｒ１３及び抵抗器Ｒ１４で分圧した電圧と、参照電圧信号Ｖｒｅｆとの差（誤差）に基づいて、トランジスタＱ７とともに回路電圧Ｖ１を制御する誤差増幅器である。

トランジスタＱ７は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）であり、この例ではＰＮＰ型ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）ＦＥＴである。トランジスタＱ７のゲート（Ｇ）は、増幅器Ｑ６の出力端子に接続される。トランジスタＱ７のソース（Ｓ）は、ノードＮ２１に接続される。トランジスタＱ７のドレイン（Ｄ）は、ノードＮ２２に接続される。トランジスタＱ７を流れる電流（ソースドレイン間の電流）が小さくなるに従い、回路電圧Ｖ１は大きくなる。トランジスタＱ７を流れる電流は、トランジスタＱ７のゲート電圧によって制御される。トランジスタＱ７のゲート電圧は、増幅器Ｑ６によって制御される。増幅器Ｑ６の非反転端子には、参照電圧信号Ｖｒｅｆ、すなわち電圧制御信号Ｖｓ２、電圧制御信号Ｖｓ１、電圧信号Ｖｄさらにいうと入力電圧Ｖｉｎに対応する電圧が入力される。例えばこのような回路構成により、回路電圧Ｖ１が、入力電圧Ｖｉｎに応じて制御される。

より具体的に、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるに従い、回路電圧Ｖ１が大きくなる。その結果、２線式伝送器１００の内部回路が利用可能な電力が増える。例えば、回路電圧Ｖ１と電流信号Ｉｏｕｔとを乗じて求められる電力が利用可能である。先にも述べたように、内部回路において、回路電圧Ｖ１が、例えば図示しないＤＣＤＣコンバータ等で変換されてから用いられてよい。その場合は、ＤＣＤＣコンバータの出力側（２次側）の電流が増加し、その分、利用可能な電力が増える。

コンパレータ回路７は、比較器Ｑ８を含む。比較器Ｑ８の非反転端子には、回路電圧Ｖ１を抵抗器Ｒ１３及び抵抗器Ｒ１４で分圧した電圧が入力される。比較器Ｑ８の反転端子には、基準電圧処理回路５からの電圧、この例では電圧制御信号Ｖｓ２が入力される。電圧制御信号Ｖｓ２の代わりに参照電圧信号Ｖｒｅｆが入力されてもよい。比較器Ｑ８は、それらの電圧を比較し、比較結果に応じた電圧（例えばロー電圧又はハイ電圧）を出力する。比較器Ｑ８の出力電圧は、信号処理回路３に入力される。

回路電圧Ｖ１が低下すると、比較器Ｑ８の非反転端子に入力される電圧が低下し、比較器Ｑ８の出力電圧が反転する。信号処理回路３は、比較器Ｑ８の出力電圧の反転を検出することにより、回路電圧Ｖ１の低下（異常）を検出する。例えば回路電圧Ｖ１の低下が続くと、内部回路が正常に動作しなくなったり停止したりする。信号処理回路３は、そのような事態に事前に対処するための処理、例えばセンサ信号Ｓ１の現在値を保持する等の処理を実行する。

２線式伝送器１００が入力電圧測定回路２を含むので、信号処理回路３は、入力電圧Ｖｉｎの異常を検知することもできる。例えば、入力電圧Ｖｉｎが定電流回路４の耐電圧以上である場合に、入力電圧Ｖｉｎの異常が検知される。入力電圧Ｖｉｎの異常の検知結果は、２線式伝送器１００から外部回路２００に通知（アラーム通知）されてよい。この通知に、電流信号Ｉｏｕｔが用いられてよい。信号処理回路３は、電圧信号Ｖｄに基づいて耐電圧値以上であると検知すると、電流信号Ｉｏｕｔの大きさが通常の４ｍＡ～２０ｍＡの範囲以外の大きさ（例えば３ｍＡ等）になるように、電流信号Ｉｏｕｔを制御する。外部回路２００において通常の範囲外の電流信号Ｉｏｕｔが検出され、それによって入力電圧Ｖｉｎの異常が通知される。外部回路２００から２線式伝送器１００への電圧、電流の供給が停止される、或いは入力電圧Ｖｉｎを耐電圧値以下になるように低下させる等して、異常な入力電圧Ｖｉｎが定電流回路４に印加される時間を短くすることができる。２線式伝送器１００の故障確率の低減等の効果が得られる。

先にも述べたように、２線式伝送器１００では、入力電圧Ｖｉｎが大きくなると内部回路の回路電圧Ｖ１も大きくなり、従って、外部回路２００からの電力を有効に利用することができる。計算の一例について述べる。

＜計算の例＞
条件は以下のとおりである。
(ア)電源電圧Ｅｂの最小値＝１６．６Ｖ、最大値＝４２Ｖ
(イ)抵抗器Ｒ１の抵抗値＝２５０Ω
(ウ)抵抗器Ｒ３の抵抗値＝１００Ω
(エ)ダイオードＤ１の順方向電圧＝１Ｖ
(オ)抵抗器Ｒ１５の抵抗値及び抵抗器Ｒ１６の抵抗値の比率＝９：１（Ｖｄｉｖ＝Ｖｉｎ／１０）
(カ)抵抗器Ｒ１０の抵抗値は抵抗器Ｒ１１の抵抗値よりも十分に小さい（増幅器Ｑ５のゲイン＝１）
(キ)抵抗器Ｒ１３の抵抗値及び抵抗器Ｒ１４の抵抗値の比率＝９：１（Ｖ１＝１０Ｖｒｅｆ）
(ク)トランジスタＱ４が飽和しないための電圧Ｖｃｅ＝２Ｖ

トランジスタＱ４の電圧Ｖｃｅは、下記の式（１）のように、入力電圧Ｖｉｎから回路電圧Ｖ１を減算することで計算される。
Ｖｃｅ＝Ｖｉｎ－Ｖ１ （１）

入力電圧Ｖｉｎは、電圧Ｖｄｉｖを用いて下記の式（２）のように計算される。
Ｖｉｎ＝Ｖｄｉｖ×１０ （２）

基準電圧処理回路５の増幅器Ｑ５のゲインが１であるので、電圧制御信号Ｖｓ２と参照電圧信号Ｖｒｅｆとが等しい。また、シャントレギュレータ回路６のゲインが１０であるので、回路電圧Ｖ１は、電圧制御信号Ｖｓ２を用いて下記の式（３）のように計算される。
Ｖ１＝Ｖｓ２×１０ （３）

上記の式（１）に、式（２）及び式（３）を代入し、さらにＶｃｅ＝２Ｖを代入すると、電圧制御信号Ｖｓ２は、下記の式（４）のように計算される。
Ｖｓ２＝Ｖｄｉｖ－０．２ （４）

信号処理回路３は、上記の式（４）の電圧制御信号Ｖｓ２が得られるように、電圧制御信号Ｖｓ１を生成して出力する。これにより、電圧Ｖｃｅ＝２Ｖを保ったまま、入力電圧Ｖｉｎに比例して回路電圧Ｖ１を大きくすることができる。

利用可能な電力を計算する。電源電圧Ｅｂ＝１６．６Ｖ（最小値）、電流信号Ｉｏｕｔ＝４ｍＡの場合、入力電圧Ｖｉｎは、下記の式（５）のように計算される。式中のＥｂ＿ｍｉｎは、電源電圧Ｅｂの最小値である。Ｒ１及びＲ３は、抵抗器Ｒ１の抵抗値及び抵抗器Ｒ３の抵抗値である。
Ｖｉｎ＝Ｅｂ＿ｍｉｎ－Ｉｏｕｔ×（Ｒ１＋Ｒ３）－１Ｖ （５）

上記の式（５）に上述の条件に示される数値を代入すると、入力電圧Ｖｉｎは１４．２Ｖになる。回路電圧Ｖ１は、１２．２Ｖに制御される。このときに利用可能な電力は、４８．８ｍＷ（＝Ｖ１×Ｉｏｕｔ）である。特許文献１の技術においても同様である。

一方で、電源電圧Ｅｂ＝４２Ｖ（最大値）、電流信号Ｉｏｕｔ＝４ｍＡの場合、上記の式（５）より、入力電圧Ｖｉｎは３９．６Ｖになる。回路電圧Ｖ１は３７．６Ｖに制御される。利用可能な電力は、１５０．４ｍＷ（＝Ｖ１×Ｉｏｕｔ）である。利用可能な電力は大きくなる。特許文献１の技術では、電源電圧Ｅｂが大きくなっても回路電圧Ｖ１が変わらないので、利用可能な電力は４８．８ｍＷのままである。実施形態に係る２線式伝送器１００によれば、特許文献１の技術と比較して、利用可能な電力を約３倍に増やすことができる。

同様の計算を電流信号Ｉｏｕｔ＝２０ｍＡについて行うと、電源電圧Ｅｂが最小値のときに利用可能な電力は、実施形態に係る２線式伝送器１００及び特許文献１の技術のいずれにおいても１７２ｍＷである。一方で、電源電圧Ｅｂが最大値のときに利用可能な電力は、実施形態に係る２線式伝送器１００では６８０ｍＷになり、特許文献１の技術では１７２ｍＷのままである。実施形態に係る２線式伝送器１００によれば、特許文献１の技術と比較して、利用可能な電力を約４倍に増やすことができる。

２線式伝送器１００の回路構成は、先に説明した図２の構成に限られない。いくつかの変形例について説明する。

＜第１変形例＞
図３は、回路構成の変形例を示す図である。図３に示される２線式伝送器１００は、先に説明した図２の構成と比較して、とくに、基準電圧処理回路５を含まない点、入力電圧測定回路２が抵抗器Ｒ１５に代えて基準電圧源ＲＥＦを含む一方でＡＤコンバータ２１は含まない点、入力電圧測定回路２からの電圧Ｖｄｉｖが増幅器Ｑ６の非反転端子に入力される点、増幅器Ｑ６の反転端子がノードＮ２１に接続される点において相違する。

基準電圧源ＲＥＦの電圧を、基準電圧ＶＲＥＦと称し図示する。この例では、基準電圧源ＲＥＦは、ツェナーダイオードである。基準電圧ＶＲＥＦは、先に説明したトランジスタＱ４の電圧Ｖｃｅと同じであってよい。入力電圧Ｖｉｎよりも基準電圧ＶＲＥＦだけ小さい電圧が、電圧Ｖｄｉｖとして生成される。電圧Ｖｄｉｖは、シャントレギュレータ回路６の増幅器Ｑ６の非反転端子に入力される。

シャントレギュレータ回路６の増幅器Ｑ６は、回路電圧Ｖ１が電圧Ｖｄｉｖになるように、回路電圧Ｖ１を制御する。例えば基準電圧ＶＲＥＦが２Ｖであれば、トランジスタＱ４の電圧Ｖｃｅを２Ｖに保ったまま、入力電圧Ｖｉｎに比例して回路電圧Ｖ１を大きくすることができる。

なお、図３に示される例では、電圧制御信号Ｖｓ２は、信号処理回路３によって直接生成される。ただし、先に説明した図２と同様に、信号処理回路３は、電圧制御信号Ｖｓ１を生成してもよい。信号処理回路３とコンパレータ回路７との間にＤＡコンバータ（図２のＤＡコンバータ５１に相当）を設けることで、電圧制御信号Ｖｓ１が電圧制御信号Ｖｓ２に変換され、コンパレータ回路７の比較器Ｑ８の反転端子に入力されてよい。

図３に示される２線式伝送器１００によれば、先に図１及び図２を参照して説明したような基準電圧処理回路５を介した信号処理回路３によるシャントレギュレータ回路６の制御は不要である。従って、基準電圧処理回路５を不要にすることができる。また、入力電圧測定回路２のＡＤコンバータ２１（図２）も不要である。部品の削減効果が得られる。

＜第２変形例＞
図４は、回路構成の変形例を示す図である。図４に示される２線式伝送器１００は、先に説明した図２の構成と比較して、とくに、基準電圧処理回路５を含まない点、入力電圧測定回路２がＡＤコンバータ２１を含まない点、入力電圧測定回路２からの電圧Ｖｄｉｖがシャントレギュレータ回路６の増幅器Ｑ６の非反転端子に入力される点において相違する。

入力電圧測定回路２のゲインすなわち抵抗器Ｒ１５の抵抗値及び抵抗器Ｒ１６の抵抗値の比率、並びに、シャントレギュレータ回路６のゲインすなわち抵抗器Ｒ１３の抵抗値及び抵抗器Ｒ１４の抵抗値の比率を変えることにより、回路電圧Ｖ１が制御される。

例えば、入力電圧Ｖｉｎを１０Ｖ、抵抗器Ｒ１５の抵抗値及び抵抗器Ｒ１６の抵抗値の比率を９：１、シャントレギュレータ回路６の抵抗器Ｒ１３の抵抗値及び抵抗器Ｒ１４の抵抗値の比率を７：１とすると、電圧Ｖｄｉｖ、回路電圧Ｖ１及び電圧Ｖｃｅは、下記の式（６）～式（８）のよう計算される。
Ｖｄｉｖ＝Ｖｉｎ×１／１０＝１Ｖ （６）
Ｖ１＝Ｖｄｉｖ×８＝８Ｖ （７）
Ｖｃｅ＝Ｖｉｎ－Ｖ１＝２Ｖ （８）

トランジスタＱ４の電圧Ｖｃｅが２Ｖになり、回路電圧Ｖ１は、入力電圧Ｖｉｎよりも２Ｖだけ小さい電圧に制御される。図４に示される２線式伝送器１００の構成では、先に説明した図３の構成と比較して、シャントレギュレータ回路６の増幅器Ｑ６の入力電圧を小さくすることができる。その分、低耐電圧の部品を使用することができる。

＜他の変形例＞
各信号の生成については、上記の実施形態に限らず、さまざまな手法が用いられてよい。例えば、上記実施形態では、電圧信号Ｖａ及び電圧制御信号Ｖｓ２の生成に、ＤＡコンバータ４１及びＤＡコンバータ５１が用いられる場合を例に挙げて説明した。ただし、ＤＡコンバータ４１及びＤＡコンバータ５１に代えて、例えば特許文献１に示されるようなＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御及びＬＰＦ（Low Pass Filter）が用いられてもよいし、他の種々の公知の手法が用いられてもよい。ＤＡコンバータ４１及びＤＡコンバータ５１の機能が信号処理回路３内で実現されてもよい。

以上で説明した技術は、例えば次のように特定される。開示される技術の１つは、２線式伝送器１００である。図１等を参照して説明したように、２線式伝送器１００は、２本の伝送線Ｌ１及び伝送線Ｌ２を介して外部回路２００に接続され、外部回路２００から供給される入力電圧Ｖｉｎ及び電流信号Ｉｏｕｔを利用して動作する。２線式伝送器１００は、センサ１の検出結果に応じて電流信号Ｉｏｕｔを制御する定電流回路４と、入力電圧Ｖｉｎに応じて回路電圧Ｖ１を制御するシャントレギュレータ回路６と、を備える。シャントレギュレータ回路６は、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるに従い回路電圧Ｖ１が大きくなるように、回路電圧Ｖ１を制御する。

上記の２線式伝送器１００によれば、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるに従い回路電圧Ｖ１が大きくなる。回路電圧Ｖ１が大きくなると、その分、内部回路が利用可能な電力も大きくなる。従って、外部回路２００からの電力を有効に利用することができる。

図１、図２及び図４等を参照して説明したように、２線式伝送器１００は、入力電圧Ｖｉｎに応じた電圧を測定する入力電圧測定回路２を備え、シャントレギュレータ回路６は、入力電圧測定回路２によって測定された電圧に基づいて、回路電圧Ｖ１を制御してよい。例えばこのような入力電圧測定回路２による電圧測定結果を用いて、回路電圧Ｖ１を制御することができる。

図２等を参照して説明したように、定電流回路４は、コレクタエミッタ間の電流が伝送線Ｌ１からシャントレギュレータ回路６に向かって流れるように、伝送線Ｌ１とシャントレギュレータ回路６との間に接続されたトランジスタＱ４を含み、シャントレギュレータ回路６は、定電流回路４のトランジスタＱ４のコレクタエミッタ間の電圧Ｖｃｅが所定電圧になるように、及び、回路電圧Ｖ１が入力電圧ＶｉｎよりもトランジスタＱ４のコレクタエミッタ間の電圧Ｖｃｅだけ小さくなるように、回路電圧Ｖ１を制御してよい。これにより、トランジスタＱ４の飽和を抑制しつつ、回路電圧Ｖ１を制御することができる。

図３等を参照して説明したように、入力電圧測定回路２は、入力電圧Ｖｉｎから所定電圧（例えば基準電圧源ＲＥＦの基準電圧ＶＲＥＦ）だけ小さい電圧Ｖｄｉｖを生成し、シャントレギュレータ回路６は、回路電圧Ｖ１が入力電圧測定回路２によって生成された電圧Ｖｄｉｖになるように、回路電圧Ｖ１を制御してよい。これにより、例えば、シャントレギュレータ回路６に参照電圧信号Ｖｒｅｆを供給する基準電圧処理回路５を不要にすることができる。また、入力電圧測定回路２のＡＤコンバータ２１も不要である。部品の削減効果が得られる。なお、図４では、基準電圧処理回路５とＡＤコンバータ２１は不要になり、部品の削減効果が得られる。

Ｌ１ 伝送線
Ｌ２ 伝送線
１００ ２線式伝送器
１ センサ
２ 入力電圧測定回路
Ｒ１５ 抵抗器
Ｒ１６ 抵抗器
２１ ＡＤコンバータ
ＲＥＦ 基準電圧源
３ 信号処理回路
４ 定電流回路
４１ ＤＡコンバータ
Ｒ４ 抵抗器
Ｒ５ 抵抗器
Ｒ６ 抵抗器
Ｒ７ 抵抗器
Ｑ２ 増幅器
Ｑ３ トランジスタ
Ｑ４ トランジスタ
Ｒ８ 抵抗器
４２ ダイオード
５ 基準電圧処理回路
５１ ＤＡコンバータ
Ｑ５ 増幅器
Ｒ１０ 抵抗器
Ｒ１１ 抵抗器
６ シャントレギュレータ回路
Ｒ１３ 抵抗器
Ｒ１４ 抵抗器
Ｑ６ 増幅器
Ｑ７ トランジスタ
７ コンパレータ回路
Ｑ８ 比較器
２００ 外部回路
２０１ 電源
Ｒ１ 抵抗器

Claims (4)

1. ２本の伝送線を介して外部回路に接続され、前記外部回路から供給される入力電圧及び電流信号を利用して動作する２線式伝送器であって、
   センサの検出結果に応じて前記電流信号を制御する定電流回路と、
   前記入力電圧に応じて回路電圧を制御するシャントレギュレータ回路と、
   を備え、
   前記シャントレギュレータ回路は、前記入力電圧が大きくなるに従い前記回路電圧が大きくなるように、前記回路電圧を制御する、
   ２線式伝送器。
2. 前記入力電圧に応じた電圧を測定する入力電圧測定回路を備え、
   前記シャントレギュレータ回路は、前記入力電圧測定回路によって測定された電圧に基づいて、前記回路電圧を制御する、
   請求項１に記載の２線式伝送器。
3. 前記定電流回路は、コレクタエミッタ間の電流が前記伝送線から前記シャントレギュレータ回路に向かって流れるように、前記伝送線と前記シャントレギュレータ回路との間に接続されたトランジスタを含み、
   前記シャントレギュレータ回路は、前記定電流回路の前記トランジスタのコレクタエミッタ間の電圧が所定電圧になるように、及び、前記回路電圧が前記入力電圧よりも前記トランジスタの前記コレクタエミッタ間の電圧だけ小さくなるように、前記回路電圧を制御する、
   請求項２に記載の２線式伝送器。
4. 前記入力電圧測定回路は、前記入力電圧よりも前記所定電圧だけ小さい電圧を生成し、
   前記シャントレギュレータ回路は、前記回路電圧が前記入力電圧測定回路によって生成された電圧になるように、前記回路電圧を制御する、
   請求項３に記載の２線式伝送器。

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