JP7511233B2 - 交流基準電圧波形生成回路 - Google Patents

Description

本発明は、交流定電圧電源装置、電子変圧器、並列運転または冗長運転等を行う商用電源系統連系運転用インバータ、ＤＣ／ＡＣインバータ等の電源機器に用いる回路に関し、特に、電源機器が所定の交流電圧を出力するための制御用の交流基準電圧波形を生成する回路に関する。

従来、交流定電圧電源装置、電子変圧器等の電源機器が商用電源に対して位相が一致する等の所定の特性を有する交流電圧を出力するために、当該交流電圧を制御する交流基準電圧波形を生成する装置が知られている。この装置は、ＣＰＵを用いたソフトウェアの演算により、商用電源から入力した交流入力電圧に基づいて、制御用の交流基準電圧波形を生成するものである。この制御用の交流基準電圧波形は、交流入力電圧に対して位相が一致する等の変動の少ない所定の特性を有する必要がある。

電源機器は、当該電源機器により出力される交流出力電圧から交流出力電圧波形を検出し、当該交流出力電圧波形と、前述の装置により生成された制御用の交流基準電圧波形との間の差が小さくなるように、交流入力電圧を交流出力電圧に変換する。このような動作により、交流入力電圧に対し、位相が一致する等の所定の特性を有する交流出力電圧を得ることができる。

一方、ＡＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータ等に用いる回路において、交流入力電圧波形の振幅に関わらず、簡易な構成により波形を精度高く再現する振幅正規化回路が提案されている（例えば特許文献１を参照）。

この振幅正規化回路は、交流入力電圧の全波整流電圧のピーク値を検出し、ピーク値を有する三角波電圧を発生し、全波整流電圧と三角波電圧とを比較することでＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成し、ＰＷＭ信号を波形変換して一定振幅の出力電圧を出力する。

特開２０１５－１２６６５３号公報

前述のとおり、電源機器が所望に交流電圧を出力するために必要な交流基準電圧波形は、ＣＰＵを用いたソフトウェアの演算による生成することができる。しかし、ＣＰＵを用いたソフトウェアの演算では、演算装置、メモリ等のハードウェアが必要となり、コストがかかるという問題があった。

また、前述の特許文献１の振幅正規化回路は、交流入力電圧波形の振幅に関わらず、その波形を再現するものである。しかし、この振幅正規化回路は、交流入力電圧波形を反映した一定振幅の出力電圧を生成するものであり、直流の電圧を出力する。

このため、前述の特許文献１の振幅正規化回路を、交流の電圧波形である交流基準電圧波形を生成する回路に、そのまま適用することができないという問題があった。

このように、電源機器が所定の特性を有する交流電圧を出力するために用いる制御用の電圧波形であって、交流入力電圧の位相と一致し、かつ振幅が一定となる等の所定の特性を有する交流基準電圧波形を生成する簡易な回路が所望されていた。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＣＰＵ等を用いない簡素化された回路構成により、交流入力電圧の位相と一致し、かつ振幅が一定となる等の所定の特性を有する交流基準電圧波形を生成可能な交流基準電圧波形生成回路を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の交流基準電圧波形生成回路は、交流入力電圧inから交流出力電圧outが生成される際に用いる交流基準電圧波形oを、前記交流入力電圧inに基づいて生成する交流基準電圧波形生成回路において、前記交流入力電圧inの変圧後の交流電圧を整流して得られた正側及び負側の整流直流電圧±rcを補正し、正側及び負側の制御電圧±Vを生成する補正回路と、前記補正回路により生成された前記制御電圧±Vをオペアンプの正電源及び負電源に用い、前記オペアンプから三角波triを出力する三角波生成回路と、前記三角波生成回路により出力された前記三角波tri、及び前記交流入力電圧inを分圧して得られた分圧電圧dvに基づいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成回路と、前記ＰＷＭ生成回路により生成された前記ＰＷＭ信号にＬＰＦを施し、前記交流基準電圧波形oを出力するＬＰＦ回路と、を備え、前記補正回路が、前記整流直流電圧±rc及び前記三角波生成回路により出力される前記三角波triの波高値が正比例の関係となるように、前記整流直流電圧±rcを補正し、前記制御電圧±Vを生成する、ことを特徴とする。

また、請求項２の交流基準電圧波形生成回路は、請求項１に記載の交流基準電圧波形生成回路において、前記補正回路が、所定の直流定電圧を分圧する分圧回路と、オペアンプ及び所定数の抵抗により構成され、前記整流直流電圧±rc及び前記三角波triの波高値が正比例の関係となるように、前記オペアンプのゲイン及び前記所定数の抵抗の抵抗値に従い、前記整流直流電圧±rc及び前記分圧回路により分圧された直流電圧の反転加算を行い、前記制御電圧±Vを生成する反転加算回路と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＣＰＵ等を用いない簡素化された回路構成により、交流入力電圧の位相と一致し、かつ振幅が一定となる等の所定の特性を有する交流基準電圧波形を生成することができる。

本発明の実施形態による交流基準電圧波形生成回路を含む電源機器の概略構成例を示すブロック図である。 交流基準電圧波形生成回路の入出力信号である交流入力電圧in及び交流基準電圧波形oの特性例を示す図である。 交流基準電圧波形生成回路の基本構成例を示すブロック図である。 交流基準電圧波形生成回路の全体構成例を示す回路図である。 ＰＷＭ生成回路に備えたコンパレータの入出力信号である三角波tri、比較信号d（分圧電圧dv）及びＰＷＭ信号の特性例を示す図である。 ＰＷＭ信号の信号幅を一定にするための三角波tri及び比較信号dの関係（正比例の関係）を説明する図である。 交流入力電圧inの振幅比が変動した場合の三角波tri等の特性例を示す図である。 補正回路を使用しない場合の三角波生成回路における制御電圧±V_a（整流直流電圧±rc）及び三角波triの特性例を示す図である。 制御電圧±V_a（整流直流電圧±rc）と三角波triを正比例の関係とした場合の特性例を示す図である。 補正回路の構成例を示す回路図である。 補正回路を使用する場合の三角波生成回路における制御電圧±V及び三角波triの特性例を示す図である。 交流入力電圧inの振幅比を変動させた場合のシミュレーション結果を示す図である。 交流入力電圧inの周波数を変動させた場合のシミュレーション結果を示す図である。 交流基準電圧波形生成回路を用いた実施例１の電源機器の全体構成例を示すブロック図である。 交流基準電圧波形生成回路を用いた実施例２の電源機器の全体構成例を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明は、オペアンプの正電源及び負電源に制御電圧±Vを用いて三角波triを生成し、三角波triと交流入力電圧inを分圧して得られた分圧電圧dvとに基づいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号にＬＰＦ（ローパスフィルタ）を施して交流基準電圧波形oを生成する交流基準電圧波形生成回路において、交流入力電圧inの変圧後の交流電圧を整流して得られた整流直流電圧±rc及び三角波triが正比例の関係となるように、整流直流電圧±rcを補正して制御電圧±Vを生成することを特徴とする。

これにより、交流入力電圧in及び整流直流電圧±rcが正比例の関係であり、交流入力電圧in及び分圧電圧dvが正比例の関係であるため、ＰＷＭ信号を生成するコンパレータに入力される三角波tri及び分圧電圧dvも正比例の関係となる。

ここで、正比例とは、二つの変量が相互に関連して変化し、その比が常に一定であることをいう。

したがって、電源機器が所定の特性を有する交流出力電圧outを生成する際に用いる基準となる電圧波形であって、ＣＰＵ、ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期）回路等を用いない簡素化された回路構成により、交流入力電圧inの位相と一致し、かつ振幅が一定となる等の所定の特性を有する交流基準電圧波形oを生成することができる。

〔電源機器〕
まず、本発明の実施形態による交流基準電圧波形生成回路を含む電源機器の概略について説明する。図１は、本発明の実施形態による交流基準電圧波形生成回路を含む電源機器の概略構成例を示すブロック図である。

この電源機器１００は、交流入力電圧inを入力し、当該交流入力電圧inを、所定の特性を有する交流出力電圧outに変換して出力する機器であり、交流基準電圧波形生成回路１、変換器１０１及び制御器１０２を備えている。

交流基準電圧波形生成回路１は、交流入力電圧inを入力し、交流入力電圧inに基づいて、当該交流入力電圧inの位相と一致し、かつ振幅が一定となる等の所定の特性を有する交流基準電圧波形oを生成し、交流基準電圧波形oを制御器１０２に出力する。交流基準電圧波形生成回路１の詳細については後述する。

制御器１０２は、変換器１０１から交流出力電圧outを入力すると共に、交流基準電圧波形生成回路１から交流基準電圧波形oを入力する。そして、制御器１０２は、交流出力電圧outの波形を検出し、当該波形と交流基準電圧波形oとの間の差が小さくなるように（０となるように）制御信号cを生成する。制御器１０２は、制御信号cを変換器１０１に出力する。

変換器１０１は、交流入力電圧inを入力すると共に、制御器１０２から制御信号cを入力する。そして、変換器１０１は、制御信号cに基づいて、交流入力電圧inを交流出力電圧outに変換し、交流出力電圧outを出力する。

このように、電源機器１００により、交流基準電圧波形生成回路１が生成した交流基準電圧波形oと同様の特性の波形を有する交流出力電圧outを得ることができる。つまり、交流基準電圧波形生成回路１が生成した交流基準電圧波形oを用いて、交流入力電圧inが、当該交流入力電圧inの位相と一致し、かつ振幅が一定となる等の所定の特性を有する交流出力電圧outに変換され出力される。

交流基準電圧波形生成回路１が入出力する交流入力電圧in及び交流基準電圧波形oの関係は、以下に示す（ａ）～（ｄ）の特性である。
（ａ）交流基準電圧波形oの位相は、交流入力電圧inの位相に一致していること。
（ｂ）交流基準電圧波形oの振幅は、交流入力電圧inの振幅に関わることなく、一定値であること。
（ｃ）交流基準電圧波形oは、交流入力電圧inの波形と近似または相似であること。
（ｄ）交流基準電圧波形oは、交流入力電圧inの周波数に依存しないこと（交流入力電圧inの周波数が変動しても、前記（ａ）～（ｃ）の特性を有すること）。

図２は、図１に示した交流基準電圧波形生成回路１の入出力信号である交流入力電圧in及び交流基準電圧波形oの特性例を示す図であり、前述の（ａ）～（ｄ）を図示したものである。横軸は時間ｔを示し、縦軸は電圧を示す。

（１）は、交流入力電圧inの振幅比（波高値）が８０％、１００％及び１２０％である場合の正弦波の特性を示し、（２）は、交流入力電圧inの周波数が５０Ｈｚ及び６０Ｈｚである場合の正弦波の特性を示す。また、（３）は、交流入力電圧inの振幅比が８０％、１００％及び１２０％である場合の台形波の特性を示す。

（１）に示すように、正弦波の交流入力電圧inの振幅比が８０％、１００％及び１２０％の３段間に変動した場合であっても、交流基準電圧波形oは、一定の電圧を維持する。また、交流基準電圧波形oは、交流入力電圧inとの間で位相ずれのない特性となる。

（２）に示すように、交流入力電圧inの周波数が５０Ｈｚ及び６０Ｈｚに切り換えられた場合であっても、交流基準電圧波形oは、一定の電圧を維持する。また、交流基準電圧波形oは、交流入力電圧inとの間で位相ずれのない特性となる。

（３）に示すように、台形波の交流入力電圧inの振幅比が８０％、１００％及び１２０％の３段間に変動した場合であっても、交流基準電圧波形oは、一定の電圧を維持する。また、交流基準電圧波形oは、交流入力電圧inとの間で位相ずれのない特性となる。さらに、（１）～（３）から、交流基準電圧波形oは、交流入力電圧inの波形と近似または相似しているといえる。

このように、図２から、交流入力電圧inの振幅比及び／または周波数が変動した場合であっても、交流基準電圧波形oは、一定の電圧を維持し、交流入力電圧inとの間で位相ずれがなく、かつ交流入力電圧inの波形と近似または相似することがわかる。

本発明の実施形態による交流基準電圧波形生成回路１は、交流入力電圧inに基づいて、前述の（ａ）～（ｄ）の特性を有する交流基準電圧波形o、すなわち図２に示した特性を有する交流基準電圧波形oを生成する。

このような特性を有する交流基準電圧波形oを生成するためには、後述する図３及び図４に示す交流入力電圧in、整流直流電圧±rc、三角波tri及び分圧電圧dvが正比例の関係となることが必要である。詳細については後述する。

〔交流基準電圧波形生成回路１〕
次に、図１に示した交流基準電圧波形生成回路１について詳細に説明する。図３は、交流基準電圧波形生成回路１の基本構成例を示すブロック図であり、図４は、交流基準電圧波形生成回路１の全体構成例を示す回路図である。

この交流基準電圧波形生成回路１は、整流回路１１、補正回路１２、三角波生成回路１３、ＰＷＭ（パルス幅変調）生成回路１４及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）回路１５を備えている。

交流分圧回路１０は、交流入力電源２から交流入力電圧inを入力し、交流入力電圧inを変圧し、変圧後の交流電圧を分圧することで、交流の分圧電圧dvを生成する。変圧後の交流電圧は整流回路１１へ供給され、分圧電圧dvは、ＰＷＭ生成回路１４へ供給される。

具体的には、交流分圧回路１０は、トランス２０及び抵抗２１，２２を備えている。交流分圧回路１０は、トランス２０にて交流入力電圧inを変圧し、変圧後の交流電圧を抵抗２１，２２にて分圧し、分圧電圧dvを生成する。交流分圧回路１０は既知の回路である。

整流回路１１は、交流分圧回路１０から変圧後の交流電圧を入力し、入力した交流電圧を整流することで、整流直流電圧±rcを生成する。整流直流電圧±rcは、補正回路１２へ供給される。

具体的には、整流回路１１は、ダイオード２３，２４，２５，２６、抵抗２７，２８及びコンデンサ２９，３０を備えている。整流回路１１は、４本のダイオード２３，２４，２５，２６にて交流電圧を整流し、整流後の電圧から抵抗２７，２８を用いて整流直流電圧±rcを生成する。抵抗２７，２８のそれぞれの一端は接地されており、それぞれの他端において整流直流電圧±rcが生成される。生成された整流直流電圧±rcの脈動を抑えて平滑化するために、コンデンサ２９，３０が設けられている。整流回路１１は既知の回路である。

補正回路１２は、整流回路１１から整流直流電圧±rcを入力すると共に、直流定電圧電源３から直流定電圧（±１５Ｖ）を入力する。補正回路１２は、整流直流電圧±rcと、三角波生成回路１３により生成される後述する三角波triとが正比例の関係となるように、整流直流電圧±rc及び直流定電圧（±１５Ｖ）を用いて整流直流電圧±rcを補正し、直流の制御電圧±Vを生成する。制御電圧±Vは、三角波生成回路１３に供給され、三角波triを生成するために用いられる。補正回路１２の詳細、並びに整流直流電圧±rc及び制御電圧±Vの特性については後述する。

ここで、交流入力電圧in及び整流直流電圧±rcは正比例の関係であり、交流入力電圧in及び分圧電圧dvも正比例の関係である。整流直流電圧±rcは、交流入力電圧inが変圧された交流電圧を整流した後に、抵抗２７，２８を用いて得られたプラス側及びマイナス側の電圧であり、分圧電圧dvは、交流入力電圧inが変圧された交流電圧を、抵抗２１，２２により分圧した電圧だからである。

このため、補正回路１２の処理にて、整流直流電圧±rcと三角波triとを正比例の関係とすることにより、交流入力電圧in、整流直流電圧±rc、三角波tri及び分圧電圧dvを正比例の関係とすることができる。

三角波生成回路１３は、補正回路１２から制御電圧±Vを入力し、当該制御電圧±Vを、三角波triを出力するオペアンプ３５の正電源及び負電源に供給し、当該オペアンプ３５から三角波triを出力する。三角波triはＰＷＭ生成回路１４へ出力される。

具体的には、三角波生成回路１３は、抵抗３１，３３，３６、コンデンサ３４及びオペアンプ３２，３５を備えている。制御電圧±Vは、オペアンプ３２，３５の正電源及び負電源に供給される。三角波生成回路１３は、図４に示した回路構成にて、オペアンプ３５の出力ピンから三角波triを出力する。三角波生成回路１３は既知の回路であるため、詳細な説明を省略する。制御電圧±V及び三角波triの特性については後述する。

ＰＷＭ生成回路１４は、三角波生成回路１３から三角波triを入力すると共に、交流分圧回路１０から分圧電圧dvを入力し、直流定電圧電源３から直流定電圧（±１５Ｖ）を入力する。ＰＷＭ生成回路１４は、直流定電圧（±１５Ｖ）をコンパレータ３７の正電源及び負電源に供給し、三角波tri及び分圧電圧dvを、コンパレータ３７の反転及び非反転入力ピンにそれぞれ入力し、コンパレータ３７の出力ピンからＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号はＬＰＦ回路１５へ出力される。

具体的には、ＰＷＭ生成回路１４は、コンパレータ３７及びダイオード３８，３９を備えている。直流定電圧（±１５Ｖ）は、コンパレータ３７の正電源及び負電源に供給される。ＰＷＭ生成回路１４は、図４に示した回路構成にて、コンパレータ３７の出力ピンからＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ生成回路１４は既知の回路であるため、詳細な説明を省略する。

ＬＰＦ回路１５は、ＰＷＭ生成回路１４からＰＷＭ信号を入力し、ＰＷＭ信号にＬＰＦを施すことで、所定の遮断周波数より高い周波数の成分を低減させ、ＬＰＦ後の信号を交流基準電圧波形oとして負荷４へ出力する。ＬＰＦ回路１５は、コイル４０及びコンデンサ４１を備えることで、ＬＣ回路を構成する。ＬＰＦ回路１５は既知の回路である。

（ＰＷＭ生成回路１４における三角波tri、分圧電圧dv及びＰＷＭ信号の関係）
次に、ＰＷＭ生成回路１４における三角波tri、分圧電圧dv（ここでは、比較信号dとする。）及びＰＷＭ信号の関係について説明する。

図５は、ＰＷＭ生成回路１４に備えたコンパレータ３７の入出力信号である三角波tri、比較信号d（分圧電圧dv）及びＰＷＭ信号の特性例を示す図である。（１）は、一般的なコンパレータの構成を示す図である。（２）は、比較信号dが一定の大きさで増加する場合の特性を示し、（３）は、比較信号dが正弦波の場合の特性を示す。（２）及び（３）において、横軸は時間ｔを示し、縦軸は電圧を示す。

ここでは、（１）に示すコンパレータの正電源及び負電源には±１２Ｖが供給されるものとする。コンパレータの反転入力ピンには比較信号d（分圧電圧dv）が入力され、非反転入力ピンには三角波triが入力され、出力ピンからＰＷＭ信号が出力される。このコンパレータは、図４に示したＰＷＭ生成回路１４のコンパレータ３７に対応する。

（２）に示すように、比較信号dが一定の大きさで増加すると、比較信号dの値（振幅）とＰＷＭ信号のプラス側（＋１２Ｖ）の信号幅とが比例するように、ＰＷＭ信号が出力される。

また、（３）に示すように、比較信号dが正弦波の場合、当該正弦波の電圧値の上がり下がりに応じたＰＷＭ信号が出力される。すなわち、（２）と同様に、当該比較信号dの値（振幅値）とＰＷＭ信号のプラス側（＋１２Ｖ）の信号幅とが比例するように、ＰＷＭ信号が出力される。

図６は、ＰＷＭ信号の信号幅を一定にするための三角波tri及び比較信号dの関係（正比例の関係）を説明する図である。横軸は時間ｔを示し、縦軸は電圧を示す。

図５（２）及び（３）の特性を考慮すると、ＰＷＭ信号の信号幅を一定にする（プラス側（＋１２Ｖ）の信号幅を一定とし、かつマイナス側（－１２Ｖ）の信号幅も一定とする）ためには、三角波triの波高値が０から順次大きくなると、これに対応して比較信号dの値も０から順次大きくなる必要がある。また、三角波triの波高値が０へ向けて順次小さくなると、これに対応して比較信号dの値も０へ向けて順次小さくなる必要がある。つまり、ＰＷＭ信号の信号幅を一定にするためには、三角波tri及び比較信号dは、正比例の関係にある必要がある。

したがって、三角波triと、比較信号dである分圧電圧dvとが正比例の関係にある場合には、時間ｔのタイミングにおける三角波triの振幅（時間ｔの三角波triの電圧値）及び分圧電圧dvの振幅（時間ｔの分圧電圧dvの電圧値）の比率が一定である限り、ＰＷＭ信号の信号幅は常に一定となる。図６の場合、全ての時間ｔのタイミングにおいて、三角波triの振幅及び比較信号dの振幅の比率は一定である。

（交流入力電圧in、三角波tri、分圧電圧dv、ＰＷＭ信号及び交流基準電圧波形oの関係）
次に、交流入力電圧in、三角波tri、分圧電圧dv、ＰＷＭ信号及び交流基準電圧波形oの関係について説明する。

図７は、交流入力電圧inの振幅比が変動した場合の三角波tri等の特性例を示す図である。（１）は、基準の交流入力電圧inに対して、その振幅比が変動した場合の三角波tri、分圧電圧dv、ＰＷＭ信号及び交流基準電圧波形oの特性を示し、（２）は、そのときの分圧電圧dv及び交流基準電圧波形oの関係を示す。横軸は時間ｔを示し、縦軸は電圧を示す。

（１）に示すように、交流入力電圧inの振幅比が０．８，１．０，１．２に変動すると、分圧電圧dvの振幅比も同様に変動し、三角波triの振幅比も同様に変動する。これは、交流入力電圧in、分圧電圧dv及び三角波triが正比例の関係にあるからである。

一方で、図６に示したとおり、三角波tri及び比較信号dが正比例の関係にある場合には、時間ｔのタイミングにおける三角波triの振幅及び比較信号dの振幅の比率が一定である限り、ＰＷＭ信号の信号幅は常に一定となる。

そうすると、交流入力電圧inの振幅比の変動に伴い、これに対応して三角波triの振幅比及び比較信号dの振幅比も同様に変動した場合であっても、三角波triの振幅及び比較信号dの振幅の比率が一定である限り、ＰＷＭ信号の信号幅は常に一定である。

つまり、交流入力電圧inの振幅比が０．８，１．０，１．２に変動したとしても、ＰＷＭ生成回路１４のコンパレータ３７に入力される三角波triの振幅及び分圧電圧dv（比較信号d）の振幅の比率は、時間軸上の同一タイミングにおいて、三角波tri＞分圧電圧dvであって同一となる。

例えば、図７のα１，α２，α３のタイミングは、交流入力電圧in（分圧電圧dv）の振幅が変化する時間軸上において同一である。α１，α２，α３のタイミングでは、三角波triの振幅及び分圧電圧dvの振幅の比率は同じであり、その結果、図６に示したとおり、ＰＷＭ信号の信号幅も同じになる。

したがって、交流入力電圧inの振幅比が０．８，１．０，１．２に変動したとしても、図７に示すように、コンパレータ３７から出力されるＰＷＭ信号の波形は同様となり、結果として、交流基準電圧波形oの波形も同様となる。

また、（２）に示すように、分圧電圧dvの振幅比が０．８，１．０，１．２に変動したとしても、結果として、交流基準電圧波形oの波形も同様となる。つまり、交流基準電圧波形oは、交流入力電圧inの振幅比が変動した場合であっても、一定の電圧を維持し、交流入力電圧inとの間で位相ズレがなく、かつ交流入力電圧inの波形と近似または相似の特性を有することとなる。このため、交流基準電圧波形oは、図１に示した電源機器１００において、交流入力電圧inを交流出力電圧outに変換する際の基準電圧として用いることができる。

（補正回路１２を使用しない場合）
次に、図３及び図４に示した交流基準電圧波形生成回路１において、補正回路１２を使用しない場合について説明する。

前述のとおり、補正回路１２を使用することで、整流直流電圧±rc及び三角波triを正比例の関係とし、三角波tri及び分圧電圧dvを正比例の関係とすることができる。これに対し、補正回路１２を使用しない場合には、整流直流電圧±rc及び三角波triは正比例の関係とはならないため、三角波tri及び分圧電圧dvも正比例の関係とはならない。以下、詳細に説明する。

図８は、補正回路１２を使用しない場合の三角波生成回路１３における制御電圧±V_a（整流直流電圧±rc）及び三角波triの特性例を示す図である。図８に示すように、補正回路１２を使用しない場合、三角波生成回路１３に備えたオペアンプ３５には、制御電圧±V_a（整流直流電圧±rc）が正電源及び負電源に供給される。図８に示す特性において、横軸は時間ｔを示し、縦軸は電圧を示す。

時間ｔ＝０～１０ｍｓにおいて、制御電圧±V_a（整流直流電圧±rc）を０Ｖから±１５Ｖまでスイープ上昇及びスイープ下降させるものとする。

そうすると、図８に示すように、三角波生成回路１３は、制御電圧±V_a（整流直流電圧±rc）＝±１．５Ｖとなったタイミング（ｔ＝１ｍｓ）から、三角波triの発振を開始する（α）。

三角波triの波高値をｖ（tri）とし、ｔ＝１ｍｓのときｖ（tri）＝０Ｖ、ｔ＝１０ｍｓのときｖ（tri）＝＋９Ｖとする。三角波triの波高値ｖ（tri）は、制御電圧＋V_a（整流直流電圧＋rc）を用いて、以下の式で表される。
［数１］
ｖ（tri）＝＋V_a(＋rc)／１．５－１ ・・・（１）

前記式（１）は、制御電圧＋V_a（整流直流電圧＋rc）が上昇すれば三角波triの波高値も大きくなる関係にあるが、両者は正比例の関係にないことを示している。すなわち、補正回路１２を使用しない場合、整流直流電圧±rc及び三角波triは正比例の関係とはならない。つまり、ＰＷＭ生成回路１４に備えたコンパレータ３７において、三角波tri及び分圧電圧dvも正比例の関係とはならない。

この場合、図７を参照して、交流入力電圧inの振幅比が変動した場合には、それぞれの振幅比の同じタイミングにおいて、三角波triの振幅及び分圧電圧dvの振幅の比率は一定にはならず、ＰＷＭ信号の信号幅も一定にはならない。

したがって、交流入力電圧inの振幅比が変動した場合、ＰＷＭ生成回路１４のコンパレータ３７に入力される三角波tri及び分圧電圧dvは、三角波tri＞分圧電圧dvとなるが、コンパレータ３７から出力されるＰＷＭ信号の波形は異なるものとなる。つまり、交流入力電圧inの振幅比が変動した場合、交流基準電圧波形oの波形は異なるものとなる。

したがって、交流基準電圧波形oは、交流入力電圧inの振幅比が変動した場合に、一定の電圧を維持することができない。このため、交流基準電圧波形oは、図１に示した電源機器１００において、交流入力電圧inを交流出力電圧outに変換する際の基準電圧として用いることができない。

そこで、補正回路１２を使用することで、整流直流電圧±rc及び三角波triを正比例の関係とし、三角波tri及び分圧電圧dvも正比例の関係とするようにした。これにより、交流基準電圧波形oを基準電圧として用いることができる。

図９は、制御電圧±V_a（整流直流電圧±rc）と三角波triを正比例の関係とした場合の特性例を示す図である。横軸は時間ｔを示し、縦軸は電圧を示す。細線は、制御電圧＋V_a（＋rc）、及び当該制御電圧＋V_aに対応する三角波triの波高値を示す。太線は、補正回路１２により制御電圧＋V_a（＋rc）が補正された制御電圧＋V、及び当該制御電圧＋Vに対応する三角波triの波高値を示す。

図９に示す制御電圧＋V_a（＋rc）、及びこれに対応する三角波triの波高値の特性（細線）は、図８に示した特性に相当し、三角波triは、制御電圧＋V_a（＋rc）＝１．５Ｖとなったタイミング（ｔ＝１ｍｓ）から発振を開始する。

これに対し、補正回路１２により制御電圧＋V_a（＋rc）が補正された制御電圧＋V、及びこれに対応する三角波triの波高値の特性（太線）では、制御電圧＋Vは、ｔ＝０ｍｓにて１．５Ｖから立ち上がるようにし、ｔ＝１０ｍｓにて１５Ｖとなるようにする。

そうすると、三角波triは、制御電圧＋V＝１．５Ｖのタイミング（ｔ＝０ｍｓ）から発振を開始するようになる。

図９に示す制御電圧＋Vに対応する三角波triの波高値ｖ（tri）は、整流直流電圧＋rcを用いて、以下の式で表される。
［数２］
ｖ（tri）＝＋rc×０．６ ・・・（２）

前記式（２）は、整流直流電圧＋rcが上昇すれば三角波triの波高値も大きくなる関係にあり、両者は正比例の関係にあることを示している。すなわち、補正回路１２が、細線に示した制御電圧＋V_aである整流直流電圧＋rcを、太線に示した制御電圧＋Vに補正することにより（整流直流電圧±rcを制御電圧±Vに補正することにより）、整流直流電圧±rc及び三角波triは正比例の関係となる。つまり、ＰＷＭ生成回路１４に備えたコンパレータ３７において、三角波tri及び分圧電圧dvも正比例の関係となる。

（補正回路１２）
次に、補正回路１２について詳細に説明する。前述のとおり、補正回路１２は、整流回路１１から入力した整流直流電圧±rcと、三角波生成回路１３により生成される三角波triとが正比例の関係となるように、整流直流電圧±rcを補正し、直流の制御電圧±Vを生成する。つまり、補正回路１２は、図９に示した細線の整流直流電圧＋rcを、太線に示した制御電圧＋Vに補正する（整流直流電圧±rcを制御電圧±Vに補正する）。

図１０は、補正回路１２の構成例を示す回路図である。この補正回路１２は、負電源補正回路１２－１及び正電源補正回路１２－２を備えている。負電源補正回路１２－１は、抵抗５０，５１を有する分圧回路５６、並びにオペアンプ５２及び抵抗５３，５４，５５を有する反転加算回路５７を備えている。正電源補正回路１２－２は、抵抗６０，６１を有する分圧回路６６、並びにオペアンプ６２及び抵抗６３，６４，６５を有する反転加算回路６７を備えている。

±１５Ｖは、直流定電圧電源３から入力した電圧である。分圧回路５６の抵抗５０，５１は、＋１５Ｖを分圧し、α１の箇所（以下、α１点という。）に＋１．５Ｖの電圧を生じさせる。つまり、α１点の電圧は、＋１５Ｖを、抵抗５０の抵抗値Ｒ５０＝１２．５ｋ（Ω）及び抵抗５１の抵抗値Ｒ５１＝１．５ｋにて分圧した＋１．５Ｖである。

また、分圧回路６６の抵抗６０，６１は、－１５Ｖを分圧し、α２の箇所（以下、α２点という。）に－１．５Ｖの電圧を生じさせる。つまり、α２点の電圧は、－１５Ｖを、抵抗６０の抵抗値Ｒ６０＝１２．５ｋ及び抵抗６１の抵抗値Ｒ６１＝１．５ｋにて分圧した－１．５Ｖである。

反転加算回路５７は、オペアンプ５２のゲイン及び抵抗５３，５４，５５の値に従い、α１点の＋１．５Ｖの電圧及び整流直流電圧＋rcの反転加算を行い、オペアンプ５２から制御電圧－Ｖを出力する。

オペアンプ５２のゲインを１、抵抗５３の抵抗値をＲ５３、抵抗５４の抵抗値をＲ５４、抵抗５５の抵抗値をＲ５５、α１点の電圧をα１ｖとすると、制御電圧－Ｖは、以下の式にて表される。つまり、反転加算回路５７は、以下の式に示す反転加算の演算を行うように動作する。
［数３］
－Ｖ＝－｛(Ｒ５３／Ｒ５４)×α１ｖ＋(Ｒ５３／Ｒ５５)×(＋rc)｝ ・・・（３）

ここで、Ｒ５３＝１０ｋ，Ｒ５４＝１０ｋ，Ｒ５５＝１１．１１ｋ、α１ｖ＝＋１．５Ｖとすると、前記式（３）は、以下の式にて表される。
［数４］
－Ｖ≒－（１．５＋０．９×rc） ・・・（４）

同様に、反転加算回路６７は、オペアンプ６２のゲイン及び抵抗６３，６４，６５の値に従い、α２点の－１．５Ｖの電圧及び整流直流電圧－rcの反転加算を行い、オペアンプ６２から制御電圧＋Ｖを出力する。

オペアンプ６２のゲインを１、抵抗６３の抵抗値をＲ６３、抵抗６４の抵抗値をＲ６４、抵抗６５の抵抗値をＲ６５、α２点の電圧をα２ｖとすると、制御電圧＋Ｖは、以下の式にて表される。つまり、反転加算回路６７は、以下の式に示す反転加算の演算を行うように動作する。
［数５］
＋Ｖ＝－｛(Ｒ６３／Ｒ６４)×α２ｖ＋(Ｒ６３／Ｒ６５)×(－rc)｝ ・・・（５）

ここで、Ｒ６３＝１０ｋ，Ｒ６４＝１０ｋ，Ｒ６５＝１１．１１ｋ、α２ｖ＝－１．５Ｖとすると、前記式（５）は、以下の式にて表される。
［数６］
＋Ｖ≒１．５＋０．９×rc ・・・（６）

前記式（４）及び前記式（６）は、図９に示した細線の制御電圧＋V_aである整流直流電圧＋rcと太線の制御電圧＋Vとの間の関係、すなわち整流直流電圧±rcと制御電圧±Vとの間の関係を示している。

このように、補正回路１２は、整流回路１１から入力した整流直流電圧±rc及び直流定電圧電源３から入力した直流定電圧（±１５Ｖ）を用いて、整流直流電圧±rcを制御電圧±Vに補正し、制御電圧±VをＰＷＭ生成回路１４に出力する。この場合の整流直流電圧±rcと、三角波生成回路１３により制御電圧±Vを用いて生成される三角波triとは、図９にて説明したとおり、正比例の関係にある。

図１１は、補正回路１２を使用する場合の三角波生成回路１３における制御電圧±V及び三角波triの特性例を示す図である。図４に示したとおり、補正回路１２を使用する場合、三角波生成回路１３に備えたオペアンプ３５には、補正回路１２により生成された制御電圧±Vが正電源及び負電源に供給される。図１１において、横軸は時間ｔを示し、縦軸は電圧を示す。

時間ｔ＝０～１０ｍｓにおいて、整流直流電圧±rcを０Ｖから±１５Ｖまでスイープ上昇及びスイープ下降させる。そうすると、制御電圧±Vは、±１．５Ｖから±１５Ｖまで上昇及び下降し、三角波生成回路１３は、制御電圧±V＝±１．５Ｖのタイミング（ｔ＝０ｍｓ）から、三角波triの発振を開始する（β）。これは、前述の図８に示した補正回路１２を使用しない場合において、三角波triの発振がｔ＝１ｍｓのタイミングから開始する点で相違する。

この場合の三角波triの波高値ｖ（tri）は、整流直流電圧±rcを用いて、以下の式で表される。この式は前記式（２）に対応している。
［数７］
ｖ（tri）＝±rc×０．６ ・・・（７）

前記式（７）は、制御電圧±Vが上昇または下降すれば三角波triの波高値も大きくなるという関係にあり、両者は正比例の関係にあることを示している。

〔シミュレーション結果〕
次に、計算機によるシミュレーション結果について説明する。図１２は、交流入力電圧inの振幅比を変動させた場合のシミュレーション結果を示す図であり、図１３は、交流入力電圧inの周波数を変動させた場合のシミュレーション結果を示す図である。

（１）及び（６）は交流入力電圧in、（２）は整流直流電圧±rc、（３）は制御電圧±V、（４）は三角波tri及び分圧電圧dv、（５）及び（７）は交流基準電圧波形oをそれぞれ示す。横軸は時間ｔを示し、縦軸は電圧を示す。

（１）の交流入力電圧inの振幅比を反映した波高値を２００Ｖｒｍｓ±３０％変動させた場合、（２）の整流直流電圧±rc、（３）の制御電圧±V、（４）の三角波tri及び分圧電圧dv、及び（５）の交流基準電圧波形oの特性がそれぞれ得られる。ｃ１は、交流入力電圧inの振幅比を２００Ｖｒｍｓ＋３０％とした場合の特性を示し、ｃ２は、交流入力電圧inの振幅比を２００Ｖｒｍｓとした場合の特性を示し、ｃ３は、交流入力電圧inの波高値を２００Ｖｒｍｓ－３０％とした場合の特性を示す。

また、（６）の交流入力電圧inの周波数を５０Ｈｚ及び６０Ｈｚに変動させた場合、（７）の交流基準電圧波形oの特性が得られる。ｄ１は、交流入力電圧inの周波数を５０Ｈｚとした場合の特性を示し、ｄ２は、交流入力電圧inの周波数を６０Ｈｚとした場合の特性を示す。

（１）～（７）から、交流入力電圧inの振幅比または周波数が変動した場合であっても、交流基準電圧波形oの振幅は一定値に制御され、位相のズレがないことがわかる。すなわち、図２にて説明したとおり、交流基準電圧波形oは、前述の（ａ）～（ｄ）の特性を有することとなる。

以上のように、本発明の実施形態による交流基準電圧波形生成回路１によれば、交流分圧回路１０は、交流入力電源２から入力した交流入力電圧inを変圧し、変圧後の交流電圧を分圧することで、分圧電圧dvを生成する。整流回路１１は、交流分圧回路１０から入力した変圧後の交流電圧を整流することで、整流直流電圧±rcを生成する。

補正回路１２は、整流回路１１から入力した整流直流電圧±rcと、後段の三角波生成回路１３により生成される三角波triとが正比例の関係となるように、整流直流電圧±rc及び直流定電圧電源３から入力した直流定電圧（±１５Ｖ）を用いて整流直流電圧±rcを補正し、制御電圧±Vを生成する。

三角波生成回路１３は、補正回路１２から入力した制御電圧±Vをオペアンプ３５の正電源及び負電源に供給し、当該オペアンプ３５から三角波triを出力する。

ＰＷＭ生成回路１４は、三角波生成回路１３から入力した三角波tri及び交流分圧回路１０から入力した分圧電圧dvを、コンパレータ３７の反転及び非反転入力ピンにそれぞれ入力し、当該コンパレータ３７の出力ピンからＰＷＭ信号を出力する。

ＬＰＦ回路１５は、ＰＷＭ生成回路１４から入力したＰＷＭ信号にＬＰＦを施すことで、ＬＰＦ後の信号を交流基準電圧波形oとして出力する。

ここで、交流入力電圧in及び整流直流電圧±rcは正比例の関係であり、交流入力電圧in及び分圧電圧dvも正比例の関係である。このため、補正回路１２により、整流直流電圧±rc及び三角波triを正比例の関係とすることにより、交流入力電圧in、整流直流電圧±rc、三角波tri及び分圧電圧dvは正比例の関係となる。

これにより、交流基準電圧波形生成回路１が入力する交流入力電圧inの振幅比及び／または周波数が変動した場合であっても、前述の（ａ）～（ｄ）の関係を有する交流基準電圧波形oを生成することができる。すなわち、交流入力電圧inの位相と一致し、かつ振幅が一定となる等の所定の特性を有する交流基準電圧波形oを生成することができる。また、交流基準電圧波形生成回路１は、ＣＰＵ、ＰＬＬ回路等を用いない一般的な素子により構成されるため、部品の入手が容易であり、安価にかつ容易に製作することができる。

〔電源機器１００〕
次に、図３及び図４に示した交流基準電圧波形生成回路１を備えた、図１に示した電源機器１００について具体例を挙げて説明する。図１４は、交流基準電圧波形生成回路１を用いた実施例１の電源機器１００の全体構成例を示すブロック図である。

実施例１の電源機器１００は、交流入力電圧inの波形の変動をリニアアンプにより補正し、交流基準電圧波形oを一定に維持して出力する交流安定化電源７０である。この交流安定化電源７０は、交流基準電圧波形生成回路１、交流出力電圧波形検出回路７１、比較器７２、リニアアンプ７３及びトランス７４を備えている。

交流基準電圧波形生成回路１は、図３及び図４に示した交流基準電圧波形生成回路１と同様であるため、ここでは説明を省略する。交流基準電圧波形生成回路１により生成された交流基準電圧波形oは、比較器７２へ出力される。

交流出力電圧波形検出回路７１は、交流安定化電源７０が出力する交流出力電圧outの波形を検出する。交流出力電圧波形は、比較器７２へ出力される。

比較器７２は、交流基準電圧波形生成回路１から交流基準電圧波形oを入力すると共に、交流出力電圧波形検出回路７１から交流出力電圧波形を入力する。そして、比較器７２は、交流基準電圧波形oと交流出力電圧波形とを比較し、比較結果の誤差をリニアアンプ７３に出力する。

リニアアンプ７３は、比較器７２から誤差を入力し、当該誤差が小さくなるように、誤差を電力増幅し、電力増幅後の信号をトランス７４に出力する。トランス７４は、交流入力電圧inに対し、電力増幅後の信号の電圧波形を加算または減算することで、交流入力電圧inを変圧して交流出力電圧outを出力する。

これにより、交流安定化電源７０の入出力信号間に直列に挿入したトランス７４にて、交流入力電圧inに対し、リニアアンプ７３により電力増幅された信号の波形が加算または減算され、交流出力電圧outの波形が補正される。

したがって、交流安定化電源７０から、交流入力電圧inの位相と一致し、かつ振幅が一定となる等の特性を有する交流出力電圧outが出力される。

図１５は、交流基準電圧波形生成回路１を用いた実施例２の電源機器１００の全体構成例を示すブロック図である。実施例２の電源機器１００は、交流入力電圧inを任意に昇圧または降圧する高周波スイッチングを用いた定電圧機能付き絶縁型電子変圧器８０である。この定電圧機能付き絶縁型電子変圧器８０は、交流基準電圧波形生成回路１、全波整流回路８１，８５、ＰＷＭ生成回路８２，８８、インバータ８３，８９、トランス８４、交流出力電圧波形検出回路８６、比較器８７及びＬＰＦ回路９０を備えている。

定電圧機能付き絶縁型電子変圧器８０は、基本的には交流入力電圧inを全波整流し、インバータ８３を一定のパルス幅ドライブにて運用する。そして、定電圧機能付き絶縁型電子変圧器８０は、トランス８４の２次側に備えたインバータ８９にて、交流入力電圧inをエンベローブした相似の波形を出力する。

交流基準電圧波形生成回路１は、図３及び図４に示した交流基準電圧波形生成回路１と同様であるため、ここでは説明を省略する。交流基準電圧波形生成回路１により生成された交流基準電圧波形oは、比較器８７へ出力される。

全波整流回路８１は、交流入力電圧inを全波整流する。全波整流後の電圧は、インバータ８３へ出力される。ＰＷＭ生成回路８２は、所定のキャリアを用いてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号をインバータ８３に出力する。

インバータ８３は、全波整流回路８１から全波整流後の電圧を入力すると共に、ＰＷＭ生成回路８２からＰＷＭ信号を入力する。そして、インバータ８３は、ＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のゲートをオンオフし、全波整流後の電圧を交流電圧に変換する。交流電圧はトランス８４へ出力される。

トランス８４は、インバータ８３から交流電圧を入力して変換する。変換後の交流電圧は全波整流回路８５へ出力される。全波整流回路８５は、トランス８４から交流電圧を入力し、交流電圧を全波整流する。全波整流後の電圧は、インバータ８９へ出力される。

交流出力電圧波形検出回路８６は、定電圧機能付き絶縁型電子変圧器８０が出力する交流出力電圧outの波形を検出する。交流出力電圧波形は、比較器８７へ出力される。

比較器８７は、交流基準電圧波形生成回路１から交流基準電圧波形oを入力すると共に、交流出力電圧波形検出回路８６から交流出力電圧波形を入力する。そして、比較器８７は、交流基準電圧波形oと交流出力電圧波形とを比較し、比較結果の誤差をＰＷＭ生成回路８８に出力する。

ＰＷＭ生成回路８８は、比較器８７から誤差を入力し、誤差に基づいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号をインバータ８９に出力する。

インバータ８９は、全波整流回路８５から全波整流後の電圧を入力すると共に、ＰＷＭ生成回路８８からＰＷＭ信号を入力する。そして、インバータ８９は、ＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のゲートをオンオフし、全波整流後の電圧を交流電圧に変換する。交流電圧はＬＰＦ回路９０へ出力される。インバータ８９が駆動することにより、交流出力用のＰＷＭ波形を得ることができる。

ＬＰＦ回路９０は、インバータ８９から交流電圧を入力し、交流電圧にＬＰＦを施すことで、所定の遮断周波数より高い周波数の成分を低減させ、ＬＰＦ後の信号を交流出力電圧outとして出力する

これにより、比較器８７により演算された誤差に応じて、交流出力電圧outの波形が補正される。したがって、定電圧機能付き絶縁型電子変圧器８０から、交流入力電圧inの位相と一致し、かつ振幅が一定となる等の特性を有する交流出力電圧outが出力される。

尚、定電圧機能付き絶縁型電子変圧器８０は、交流入力電圧inを全波整流するが、平滑用の大容量のコンデンサを備えていない。また、定電圧機能付き絶縁型電子変圧器８０は、トランス８４の２次電圧を全波整流するが、平滑用の大容量のコンデンサを備えていない。全波整流回路８１，８５により全波整流された電圧を平滑しないのは、インバータ８３，８９に入力される電圧を交流電圧に変換する際に、不要な電圧部分を除外することができるからである。

したがって、インバータ８３，８９は、全波整流後の電圧を入力することで、スイッチング素子にて発生するスイッチングロスを大幅に低減することができ、結果として、高効率かつ入力力率の高い定電圧機能付き絶縁型電子変圧器８０を実現することができる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。

例えば、図３及び図４に示した直流定電圧電源３は、直流定電圧（±１５Ｖ）を交流基準電圧波形生成回路１へ供給するようにしたが、直流定電圧として±１５Ｖ以外の電圧を供給するようにしてもよい。

また、図１０に示した補正回路１２に備えた抵抗５０，５１，５３～５５，６０，６１，６３～６５の抵抗値は例示であり、補正回路１２が整流直流電圧±rcと三角波triとが正比例の関係となるように制御電圧±Vを生成できれば、抵抗値は何でもよい。

１ 交流基準電圧波形生成回路
２ 交流入力電源
３ 直流定電圧電源
４ 負荷
１０ 交流分圧回路
１１ 整流回路
１２ 補正回路
１２－１ 負電源補正回路
１２－２ 正電源補正回路
１３ 三角波生成回路
１４，８２，８８ ＰＷＭ（パルス幅変調）生成回路
１５，９０ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）回路
２０，７４，８４ トランス
２１，２２，２７，２８，３１，３３，３６，５０，５１，５３，５４，５５，６０，６１，６３，６４，６５ 抵抗
２３，２４，２５，２６，３８，３９ ダイオード
２９，３０，３４，４１ コンデンサ
３２，３５，５２，６２ オペアンプ
３７ コンパレータ
４０ コイル
５６，６６ 分圧回路
５７，６７ 反転加算回路
７０ 交流安定化電源
７１，８６ 交流出力電圧波形検出回路
７２，８７ 比較器
７３ リニアアンプ
８０ 定電圧機能付き絶縁型電子変圧器
８１，８５ 全波整流回路
８３，８９ インバータ
１００ 電源機器
１０１ 変換器
１０２ 制御器
o 交流基準電圧波形
in 交流入力電圧
out 交流出力電圧
c 制御信号
±rc 整流直流電圧
±V，±V_a 制御電圧
tri 三角波
dv 分圧電圧
d 比較信号
Ｒ５０，Ｒ５１，Ｒ５３，Ｒ５４，Ｒ５５，Ｒ６０，Ｒ６１，Ｒ６３，Ｒ６４，Ｒ６５ 抵抗値

Claims (2)

1. 交流入力電圧inから交流出力電圧outが生成される際に用いる交流基準電圧波形oを、前記交流入力電圧inに基づいて生成する交流基準電圧波形生成回路において、
   前記交流入力電圧inの変圧後の交流電圧を整流して得られた正側及び負側の整流直流電圧±rcを補正し、正側及び負側の制御電圧±Vを生成する補正回路と、
   前記補正回路により生成された前記制御電圧±Vをオペアンプの正電源及び負電源に用い、前記オペアンプから三角波triを出力する三角波生成回路と、
   前記三角波生成回路により出力された前記三角波tri、及び前記交流入力電圧inを分圧して得られた分圧電圧dvに基づいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成回路と、
   前記ＰＷＭ生成回路により生成された前記ＰＷＭ信号にＬＰＦを施し、前記交流基準電圧波形oを出力するＬＰＦ回路と、を備え、
   前記補正回路は、
   前記整流直流電圧±rc及び前記三角波生成回路により出力される前記三角波triの波高値が正比例の関係となるように、前記整流直流電圧±rcを補正し、前記制御電圧±Vを生成する、ことを特徴とする交流基準電圧波形生成回路。
2. 請求項１に記載の交流基準電圧波形生成回路において、
   前記補正回路は、
   所定の直流定電圧を分圧する分圧回路と、
   オペアンプ及び所定数の抵抗により構成され、前記整流直流電圧±rc及び前記三角波triの波高値が正比例の関係となるように、前記オペアンプのゲイン及び前記所定数の抵抗の抵抗値に従い、前記整流直流電圧±rc及び前記分圧回路により分圧された直流電圧の反転加算を行い、前記制御電圧±Vを生成する反転加算回路と、を備えたことを特徴とする交流基準電圧波形生成回路。

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