JP7512246B2

JP7512246B2 - 逐次比較型ＡＤコンバータ、Ｉｏｔセンサ、及び生体センサ

Info

Publication number: JP7512246B2
Application number: JP2021501660A
Authority: JP
Inventors: 一徳長谷部
Original assignee: Sony Semiconductor Solutions Corp
Current assignee: Sony Semiconductor Solutions Corp
Priority date: 2019-02-20
Filing date: 2020-01-06
Publication date: 2024-07-08
Anticipated expiration: 2040-01-06
Also published as: WO2020170617A1; JPWO2020170617A1

Description

本技術は、逐次比較型ＡＤコンバータ、Ｉｏｔセンサ、及び生体センサに関する。

従来、ＳＡＲＡＤＣ（ＳｕｃｃｅｓｓｉｖｅＡｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎＲｅｓｉｓｔｅｒＡｎａｌｏｇＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ：逐次比較型ＡＤ変換器）が知られている。ＳＡＲＡＤＣは、容量ＤＡ変換器の残差電圧を保持し、保持した残差電圧を次の変換サイクルで容量ＤＡ変換器に加算してノイズシェーピングを行っている。

ここで、ノイズシェーピングとは、量子化ノイズとコンパレータノイズを削減するための技術である。ノイズシェーピングを行うことにより、信号を測定したときの信号とノイズとの比を示すＳＮＤＲ（Ｓｉｇｎａｌｔｏｎｏｉｓｅａｎｄｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が向上する。

ＳＮＤＲの値を高くするためには、ノイズシェーピングの次数を高くすることが望まれる。上述したＳＡＲＡＤＣに関し、単純で、非常に効率的なＳＡＲＡＤＣが提案されている（例えば、非特許文献１）。

Ｃ．－Ｈ．Ｃｈｅｎ，Ｙ．Ｚｈａｎｇ，Ｊ．Ｌ．Ｃｅｂａｌｌｏｓ，ａｎｄＧ．Ｃ．Ｔｅｒｎｅｓ，"Ｎｏｉｓｅ－ＳｈａｐｉｎｇＳＡＲＡＤＣＵｓｉｎｇＴｈｒｅｅＣａｐａｃｉｔｏｒｓ"

一般的に、ＳＡＲＡＤＣは、ΔΣＡＤＣと異なり、ノイズシェーピングの次数を上げることが不向きであるため、達成できるＳＮＤＲの精度には限界があった。

本技術は、このような状況に鑑みてなされたものであり、ノイズシェーピングの高次化を図ることができる逐次比較型ＡＤコンバータ、Ｉｏｔセンサ、及び生体センサを提供することを主目的とする。

本発明者は、上述の目的を解決するために鋭意研究を行った結果、ノイズシェーピングの高次化を図ることができる逐次比較型ＡＤコンバータ、Ｉｏｔセンサ、及び生体センサを提供することに成功し、本技術を完成するに至った。

即ち、本技術では、第１極性の第１コンデンサと、
第１極性の第２コンデンサと、
第１極性の第３コンデンサと、
第２極性の第１コンデンサと、
第２極性の第２コンデンサと、
第２極性の第３コンデンサと、
積分器アンプと、
コンパレータと、
フィルタ回路と、を備え、
前記第１極性の第１コンデンサと、前記第１極性の第２コンデンサと、前記第１極性の第３コンデンサのそれぞれが、同一の容量を有し、
前記第２極性の第１コンデンサと、前記第２極性の第２コンデンサと、前記第２極性の第３コンデンサのそれぞれが、同一の容量を有し、
前記第１極性の第１コンデンサ及び前記第２極性の第１コンデンサのそれぞれに、所定の電荷が蓄積され、
前記第１極性の第２コンデンサが、入力されるアナログ電圧の第１電荷を蓄積するとともに、当該第１電荷を前記第１極性の第３コンデンサに転送し、
前記積分器アンプが、前記第１極性の第３コンデンサに転送された前記第１電荷を積分して、第１積分値を生成し、
前記第２極性の第２コンデンサが、入力されるアナログ電圧の第２電荷を蓄積するとともに、当該第２電荷を前記第２極性の第３コンデンサに転送し、
前記積分器アンプが、前記第２極性の第３コンデンサに転送された前記第２電荷を積分して、第２積分値を生成し、
前記コンパレータが、前記第１積分値と前記第２積分値とを比較し、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとがリセットされ、
前記第１積分値が前記第２積分値よりも大きいときは、
前記第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第１極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第１極性の第２コンデンサに再配分するとともに、
前記第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第２極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第２極性の第２コンデンサに再配分し、
前記第１積分値が前記第２積分値と同等以下であるときは、
前記第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第２極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第１極性の第２のコンデンサに再配分するとともに、
前記第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第１極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第２極性の第２コンデンサに再配分し、
所定の分解能のビット数が得られるまで、前記コンパレータが前記第１積分値と前記第２積分値とを前記比較することと、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとが前記リセットされることと、前記リセットされた、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとに前記再配分することと、を繰り返し、
前記所定の分解能のビット数が得られた後、前記フィルタ回路に、前記第１極性の第２コンデンサに前記再配分して前記第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と、前記第２極性の第２コンデンサに前記再配分して前記第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷とを、残差電圧として入力する、逐次比較型ＡＤコンバータを提供する。

本技術に係る逐次比較型ＡＤコンバータにおいて、前記第１極性が、正極性であって、前記第２極性が、負極性であってもよい。

本技術に係る逐次比較型ＡＤコンバータにおいて、前記所定の分解能の最下位ビットについて、前記コンパレータが、前記第１積分値と前記第２積分値とを比較し、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとが前記リセットされた後、当該第１極性の第２コンデンサと第２極性の第２コンデンサとについて前記再配分が完了するまでの間に、前記フィルタ回路が、前記残差電圧のサンプリングを開始してもよい。

本技術に係る逐次比較型ＡＤコンバータにおいて、前記フィルタ回路が、前記積分器アンプによって駆動されるようにしてもよい。

本技術に係る逐次比較型ＡＤコンバータにおいて、前記フィルタ回路が、オペアンプを含んで構成されるアクティブ型であってもよい。

本技術に係る逐次比較型ＡＤコンバータにおいて、前記フィルタ回路が、コンデンサを含み、オペアンプを含まないで構成されるパッシブ型であってもよい。

また、本技術では、前記逐次比較型ＡＤコンバータを備える、ＩｏＴセンサを提供する。

また、本技術では、前記逐次比較型ＡＤコンバータを備える、生体センサを提供する。

本技術によれば、逐次比較型ＡＤコンバータ、Ｉｏｔセンサ、及び生体センサは、ノイズシェーピングの高次化を実現することができる。なお、本技術の効果は、必ずしも上記の効果に限定されるものではなく、本技術に記載されたいずれかの効果であってもよい。

本技術に係る第１の実施形態の逐次比較型ＡＤコンバータの一例であるＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの構成の例を示すブロック図である。本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣが、スイッチをオンにするタイミングを示したタイミングチャートである。本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣのノイズビヘイビアモデルを示した図である。本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣが、フィルタ回路を有している場合の回路図である。ノイズシェーピングにより、低周波帯域に位置する量子化雑音を高周波帯域に移動させることを示した説明図である。次数が高くなると、ノイズシェーピングの効果が高くなることを示した説明図である。本技術を適用したＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの構成例を示すブロック図である。本技術を適用したＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの構成例を示すブロック図である。本技術を適用したＩｏＴセンサの構成例を示すブロック図である。本技術を適用した生体センサの構成例を示すブロック図である。従来から知られているＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣに、ノイズシェーピングを実行するためのフィルタ回路が追加された回路図である。ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣに実装されるフィルタ回路の例である。ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣのノイズビヘイビアモデルを示した図である。ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの構成を示した回路図である。ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの動作を説明するためのフローチャートである。ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣのサンプリング時の状態を示した回路図である。ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの全電荷転送の状態を示した回路図である。ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの比較判定＆Ｃ２リセットの状態を示した回路図である。ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの比較結果フィードバックの状態を示した回路図である。ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの電荷再配分の状態を示した回路図である。ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣのノイズビヘイビアモデルである。

以下、本技術を実施するための好適な形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下に説明する実施形態は、本技術の代表的な実施形態の一例を示したものであり、これにより本技術の範囲が狭く解釈されることはない。

なお、説明は以下の順序で行う。
１．本技術の概要
２．第１の実施形態（逐次比較型ＡＤコンバータの例１）
３．第２の実施形態（逐次比較型ＡＤコンバータの例２）
４．第３の実施形態（逐次比較型ＡＤコンバータの例３）
５．第４の実施形態（ＩｏＴセンサの例）
６．第５の実施形態（生体センサの例）

＜１．本技術の概要＞
一般的なＳＡＲＡＤＣ（ＳｕｃｃｅｓｓｉｖｅＡｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎＲｅｓｉｓｔｅｒＡｎａｌｏｇＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）を、図１１に示す。図１１に示されるＳＡＲＡＤＣは、従来から知られているＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣに、ノイズシェーピングを実行するためのフィルタ回路ＦＬＴ１が追加された回路図である。

図１１に示されるＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１は、複数のコンデンサＣＰ０～コンデンサＣＰ６（コンデンサＣＰ０、コンデンサＣＰ１、・・・コンデンサＣＰ２、コンデンサＣＰ３、コンデンサＣＰ４、コンデンサＣＰ５、及びコンデンサＣＰ６）と、スイッチＳＷ１～スイッチＳＷ７（スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、・・・スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４、スイッチＳＷ５、スイッチＳＷ６、及びスイッチＳＷ７）と、フィルタ回路ＦＬＴ１と、コンパレータＣＭＰ１とを備えている。

ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１が有する複数のコンデンサＣＰ０～ＣＰ６は、容量アレイを構成し、バイナリウエイト（ＢｉｎａｒｙＷｅｉｇｈｔ）構成となっている。また、ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１は、完全差動回路で実装されるが、ここでは、説明を簡略化するため、シングルエンドで構成されている。なお、バイナリウエイトとは、公比２の等比数列をなす重み（容量値）の集合である。

ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１は、逐次比較変換後の残差電圧をフィルタ回路ＦＬＴ１に入力することにより、ノイズ伝達関数（ＮＴＦ）にハイパス特性を持たせることができる。図１１に示されるＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１は、一例として、図１２に示されたフィルタ回路ＦＬＴ１を実装する。

図１２（Ａ）に、ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１に実装されるフィルタ回路ＦＬＴ１を示す。また、図１２（Ｂ）に、フィルタ回路ＦＬＴ１が有するスイッチΦ７～スイッチΦ１２（スイッチΦ７ａ～スイッチΦ１２ａ、及びスイッチΦ７ｂ～スイッチΦ１２ｂ）の切り替えタイミングを示す。

図１２Ａに示されるフィルタ回路ＦＬＴ１は、バッファＡｂｕｆ、コンデンサＣ４１ａ、コンデンサＣ４２ａ、コンデンサＣ４３ａ、コンデンサＣ４１ｂ、コンデンサＣ４２ｂ、コンデンサＣ４３ｂ、コンデンサＣ５ａ、コンデンサＣ５ｂ、スイッチΦ７～スイッチΦ１２（スイッチΦ７ａ～スイッチΦ１２ａ、及びスイッチΦ７ｂ～スイッチΦ１２ｂ）、及び積分器アンプＩＰＦを備えて構成されている。なお、コンデンサＣ４１ａ及びコンデンサＣ４１ｂは、略同等の容量となっている。ここで、略同等の容量とは、例えば、同一の容量値を含み、同一の容量値に対して、９５％～１０５％以内にある容量値のことをいう。また、コンデンサＣ４２ａ及びコンデンサＣ４３ａは、コンデンサＣ４１ａの略１／３の容量となっている。また、コンデンサＣ４２ｂ及びコンデンサＣ４３ｂは、コンデンサＣ４１ｂの略１／３の容量となっている。ここで、略１／３の容量とは、１／３の容量値を含み、１／３の容量値に対して、９５％～１０５％以内にある容量値のことをいう。

この場合、フィルタ回路ＦＬＴ１の伝達関数Ｌ（ｚ）は、次式（式（１））で表される。

また、この場合のＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１のノイズビヘイビアモデルを、図１３に示す。図１３は、ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１のノイズビヘイビアモデルを示した図である。なお、ノイズビヘイビアモデルとは、ノイズの入出力特性を示したものである。

ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１のノイズビヘイビアモデルは、減算器ＳＢ１、フィルタ回路ＦＬＴ１、加算器ＡＤ１、及びＳＡＲ量子化器ＳＱ１を備えている。そして、ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１のノイズ伝達関数ＮＴＦ（ｚ）は、次式（式（２））で表される。

式（２）に示されたノイズ伝達関数ＮＴＦ（ｚ）は、１次のハイパス特性を有している。このため、フィルタ回路ＦＬＴ１の伝達関数Ｌ（ｚ）を複雑にすることで、高次のＮｏｉｓｅＳｈａｐｉｎｇを実現することができるが、ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１の設計において、占有面積・消費電力・設計難易度等が増加する。

ここで、ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１が高いＳＮＤＲを得るためには、リファレンス電圧を安定させなければならない。

リファレンス電圧を安定させるためには、リファレンス電圧を生成しているバッファアンプを高性能化するか、又は、コンデンサを複数搭載し、電圧変動を抑えることが一般的である。しかしながら、バッファアンプを高性能化すると、又は、コンデンサを複数搭載すると、消費電力の増加や占有面積の増加が生じてしまう。

そこで、消費電力の増加や占有面積の増加を回避すべく、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣに関するＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２の回路を用いることを検討する。ここで、シングルエンドで構成されたＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２を、図１４に示す。図１４は、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２の構成を示した回路図である。なお、図１４では、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣの動作の説明を簡略化するため、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２が、シングルエンドで構成されている。

図１４に示されたＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２は、スイッチΦ１ｘ、スイッチΦ１ｙ、スイッチΦ１ｚ、スイッチΦ２、スイッチΦ３、スイッチΦ４、コンデンサＣ１Ｐ、コンデンサＣ１Ｎ、コンデンサＣ２、コンデンサＣ３、積分器アンプＩＰ１、及びコンパレータＣＭＰ２を備えて構成されている。

このＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２の動作について、図１５に示されるフローチャートを用いて説明する。図１５は、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２の動作を説明するためのフローチャートである。

まず、サンプリング時（ステップＳ００１）のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２の回路の状態を、図１６に示す。図１６では、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２は、スイッチΦ１ｘ、スイッチΦ１ｙ、スイッチΦ１ｚ、及びスイッチΦ２がオンとなり（閉じており）、電圧Ｖｉｐ、電圧Ｖｒｅｆｐ、及び電圧Ｖｒｅｆｎの電圧がサンプリングされる。

この場合、コンデンサＣ１Ｐ、コンデンサＣ１Ｎ、コンデンサＣ２、及びコンデンサＣ３の各電荷は、次式（式（３）から式（６））で表される。

Ｑ１Ｐ＝Ｃ１Ｐ × Ｖｒｅｐ・・・（３）
Ｑ１Ｎ＝Ｃ１Ｎ × Ｖｒｅｎ・・・（４）
Ｑ２＝Ｃ２ × Ｖｉｐ・・・（５）
Ｑ３＝０・・・（６）

次に、全電荷転送（ステップＳ００３）の状態を、図１７に示す。図１７では、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２は、スイッチΦ１ｘ、スイッチΦ１ｙ、スイッチΦ１ｚ、及びスイッチΦ２がオフとなり（開き）、スイッチΦ３及びスイッチΦ４がオンとなっている（閉じている）。これにより、コンデンサＣ２に蓄えられていた電荷Ｑ２が、コンデンサＣ３に全電荷転送される。

この場合、コンデンサＣ１Ｐ、コンデンサＣ１Ｎ、コンデンサＣ２、及びコンデンサＣ３の各電荷は、次式（式（３）、式（４）、式（７）、式（８））のようになる。

Ｑ１Ｐ＝Ｃ１Ｐ × Ｖｒｅｐ・・・（３）
Ｑ１Ｎ＝Ｃ１Ｎ × Ｖｒｅｎ・・・（４）
Ｑ２＝０・・・（７）
Ｑ３＝Ｃ２ × Ｖｉｐ・・・（８）
∵Ｃ２Ｐ＝Ｃ３Ｐ

次に、比較判定＆Ｃ２リセット（ステップＳ００５）の状態を、図１８に示す。図１８では、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２は、スイッチΦ４をオフにして（開いて）、コンパレータＣＭＰ２において、電荷Ｑ３の積分値と接地電位とを比較すると同時に、スイッチΦ２及びスイッチΦ３をオンにして（閉じて）、コンデンサＣ２をリセットする。コンパレータＣＭＰ２は、電荷Ｑ３の積分値と接地電位とを比較した結果として、判定結果Ｄ又は判定結果ＤＮを出力する。

次に、比較結果フィードバック（ステップＳ００７）の状態を、図１９に示す。図１９では、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２は、コンパレータＣＭＰ２において、判定結果Ｄが出力されたと仮定する。この場合、スイッチＤΦ５がオンとなる（閉じる）。

電荷再配分（ステップＳ００９）の状態を、図２０に示す。図２０では、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２は、コンデンサＣ２において、コンデンサＣ１Ｐの電荷Ｑ１ＰとコンデンサＣ３の電荷Ｑ３との電荷再配分を行う。

この場合、コンデンサＣ１Ｐ、コンデンサＣ２、及びコンデンサＣ３の各電荷は、次式（式（９）から式（１２））のようになる。

Ｑ１Ｐ＝Ｃ１Ｐ × Ｖｒｅｆｐ／２・・・（９）
Ｑ２＝Ｃ１Ｐ × Ｖｒｅｆｐ／２・・・（１０）
Ｑ３＝Ｃ２ × Ｖｉｐ－Ｃ１Ｐ × Ｖｒｅｆｐ／２
・・・（１１）
Ｖｏ＝Ｑ３／Ｃ３＝Ｖｉｐ－Ｖｒｅｆｐ／２・・・（１２）
∵Ｃ１Ｐ＝Ｃ１Ｎ＝Ｃ２＝Ｃ３

式（９）では、コンデンサＣ１Ｐの電荷Ｑ１Ｐが半分になっており、式（１２）の電圧Ｖｏでは、ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１と同じ電圧になっている。そのため、図１５のステップ０１１において、分解能をＮビットとした場合、所定のＮビットの分解能が得られていなければ（ステップＳ０１１のＮｏ）、ステップＳ００５の比較判定＆Ｃ２リセットに戻り、ステップＳ００５からステップＳ００９を繰り返すことにより、（ＭＳＢ－１）ｂｉｔ以降の分解能を取得する。

このアクティブ型のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２は、コンデンサＣ３に前回のＳＡＲＡＤＣ変換残差電圧を保持することにより、ノイズ伝達関数は、１次のハイパス特性を有している。コンデンサＣ３と積分器アンプＩＰ１の伝達関数Ｌ（ｚ）は、次式（式（１３））で表される。

また、この場合のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２のビヘイビアモデルを、図２１に示す。図２１は、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２のノイズビヘイビアモデルを示したものである。

図２１に示されたＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２は、減算器ＳＢ１、積分器ＩＴＧ１、加算器ＡＤ１、及びＳＡＲ量子化器ＳＱ２を備えている。そして、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２のノイズ伝達関数ＮＴＦ（ｚ）は、次式（式（１４））で表される。

式（１４）に示されるように、アクティブ型のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１０２では、ノイズシェーピングの次数は、１次にとどまっていた。

そこで、本技術によれば、ノイズシェーピングの高次化を図ることができるＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣを提供する。これにより、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣは、高いＳＮＤＲを実現することができる。

＜２．第１の実施形態（逐次比較型ＡＤコンバータの例１）＞
本技術に係る第１の実施形態の逐次比較型ＡＤコンバータは、第１極性の第１コンデンサと、第１極性の第２コンデンサと、第１極性の第３コンデンサと、第２極性の第１コンデンサと、第２極性の第２コンデンサと、第２極性の第３コンデンサと、積分器アンプと、コンパレータと、フィルタ回路と、を備えている。

本技術に係る第１の実施形態の逐次比較型ＡＤコンバータは、第１極性の第１コンデンサと、第１極性の第２コンデンサと、第１極性の第３コンデンサのそれぞれが、略同一の容量を有し、第２極性の第１コンデンサと、第２極性の第２コンデンサと、第２極性の第３コンデンサのそれぞれが、略同一の容量を有している。第１極性の第１コンデンサ及び第２極性の第１コンデンサのそれぞれに、所定の電荷が蓄積される。

第１極性の第２コンデンサが、入力されるアナログ電圧の第１電荷を蓄積するとともに、当該第１電荷を第１極性の第３コンデンサに転送する。積分器アンプが、第１極性の第３コンデンサに転送された第１電荷を積分して、第１積分値を生成する。

第２極性の第２コンデンサが、入力されるアナログ電圧の第２電荷を蓄積するとともに、当該第２電荷を第２極性の第３コンデンサに転送する。積分器アンプが、第２極性の第３コンデンサに転送された第２電荷を積分して、第２積分値を生成する。

コンパレータが、第１積分値と第２積分値とを比較する。第１極性の第２コンデンサと第２極性の第２コンデンサとがリセットされる。第１積分値が第２積分値よりも大きいときは、第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と第１極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた第１極性の第２コンデンサに再配分するとともに、第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と第２極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた第２極性の第２コンデンサに再配分する。

第１積分値が第２積分値よりも略同等以下であるときは、第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と第２極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた第１極性の第２のコンデンサに再配分するとともに、第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と第１極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた第２極性の第２コンデンサに再配分する。

所定の分解能のビット数が得られるまで、コンパレータが第１積分値と第２積分値とを比較することと、第１極性の第２コンデンサと第２極性の第２コンデンサとがリセットされることと、リセットされた、第１極性の第２コンデンサと第２極性の第２コンデンサとに再配分することと、を繰り返す。

所定の分解能のビット数が得られた後、フィルタ回路に、第１極性の第２コンデンサに再配分して第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と、第２極性の第２コンデンサに再配分して第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷とを、残差電圧として入力する、逐次比較型ＡＤコンバータである。

本技術に係る第１の実施形態の逐次比較型ＡＤコンバータによれば、ノイズシェーピングの高次化を図ることができる。

［逐次比較型ＡＤコンバータの構成］
図１に、本技術に係る第１の実施形態の逐次比較型ＡＤコンバータの一例であるＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００を示す。図１は、本技術を適用したＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００の構成例を示すブロック図である。なお、上述した構成と同一の構成要素については同一の符号を付し、説明を適宜、省略する。

図１に示されるように、本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、第１極性の第１コンデンサＣ１ａ、第１極性の第２コンデンサＣ２ａ、第１極性の第３コンデンサＣ３ａ、スイッチΦ１ａ１、スイッチΦ１ａ２、スイッチΦ２ａ、スイッチΦ３ａ、スイッチΦ４ａ、スイッチＤΦ５ａ、スイッチＤＮΦ５ａ、スイッチΦ６ａ、スイッチΦＲＥＳＴａ、第２極性の第１コンデンサＣ１ｂ、第２極性の第２コンデンサＣ２ｂ、第２極性の第３コンデンサＣ３ｂ、スイッチΦ１ｂ１、スイッチΦ１ｂ２、スイッチΦ２ｂ、スイッチΦ３ｂ、スイッチΦ４ｂ、スイッチＤΦ５ｂ、スイッチＤＮΦ５ｂ、スイッチΦ６ｂ、スイッチΦＲＥＳＴｂ、積分器アンプＩＰ、フィルタ回路ＦＬＴ、及びコンパレータＣＭＰを備えて構成されている。

本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、例えば、一例として、第１極性が正極性であって、第２極性が負極性である。また、積分器ＩＴＧは、スイッチΦＲＥＳＴａ、第１極性の第３コンデンサ、積分器アンプＩＰ、第２極性の第３コンデンサＣ３ｂ、スイッチΦＲＥＳＴｂを備えて構成されている。

［逐次比較型ＡＤコンバータの動作］
次に、第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００の動作について、上述した図１５のフローチャートを用いて説明する。

まず、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、初期リセット動作を行う。初期リセット動作を行った後、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、全てのスイッチΦをオフにする（開く）。なお、スイッチΦＲＥＳＴａ及びスイッチΦＲＥＳＴｂは、初期リセットの解除によってオフになった後は（開いた後は）、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００が再びリセットされるまでオフの状態（開いた状態）を継続する。

次に、サンプリング時（図１５のステップＳ００１）において、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、スイッチΦ１ａ１、スイッチΦ１ａ２、スイッチΦ２ａ、スイッチΦ１ｂ１、スイッチΦ１ｂ２、及びスイッチΦ２ｂがオンとなり（閉じて）、電圧Ｖｉｐ、電圧Ｖｒｅｆｐ、電圧Ｖｒｅｆｎ、及び電圧Ｖｉｎの電圧がサンプリングされる。

これにより、第１極性の第１コンデンサＣ１ａ、第２極性の第１コンデンサＣ１ｂ、第１極性の第２のコンデンサＣ２ａ、第２極性の第２のコンデンサＣ２ｂのそれぞれに、所定の電荷が蓄積される。また、第１極性の第２のコンデンサＣ２ａは、入力されるアナログ電圧の第１電荷を蓄積するとともに、第２極性の第２のコンデンサＣ２ｂは、入力されるアナログ電圧の第２電荷を蓄積する。

この場合、第１極性の第１コンデンサＣ１ａ、第２極性の第１コンデンサＣ１ｂ、第１極性の第２のコンデンサＣ２ａ、及び第２極性の第２のコンデンサＣ２ｂの各電荷は、次式（式（１５）から式（１８））のようになる。

Ｑ１ａ＝Ｃ１ａ × Ｖｒｅｐ・・・（１５）
Ｑ１ｂ＝Ｃ１ｂ × Ｖｒｅｎ・・・（１６）
Ｑ２ａ＝Ｃ２ａ × Ｖｉｐ・・・（１７）
Ｑ２ｂ＝Ｃ２ｂ × Ｖｉｎ・・・（１８）

次に、全電荷転送（ステップＳ００３）において、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、スイッチΦ１ａ１、スイッチΦ１ａ２、スイッチΦ２ａ、スイッチΦ１ｂ１、スイッチΦ１ｂ２、及びスイッチΦ２ｂをオフにする（開く）とともに、スイッチΦ３ａ、スイッチΦ４ａ、スイッチΦ３ｂ、及びスイッチΦ４ｂをオンにする（閉じる）。これにより、第１極性の第２のコンデンサＣ２ａに蓄えられた第１電荷は、第１極性の第３のコンデンサＣ３ａに全電荷転送されるとともに、第２極性の第２のコンデンサＣ２ｂに蓄えられた第２電荷は、第２極性の第３のコンデンサＣ３ｂに全電荷転送される。

この場合、第１極性の第１コンデンサＣ１ａ、第１極性の第２のコンデンサＣ２ａ、第２極性の第１コンデンサＣ１ｂ、及び第２極性の第２のコンデンサＣ２ｂの各電荷は、次式（式（１５）、式（１６）、式（１９）から式（２２））のようになる。

Ｑ１ａ＝Ｃ１ａ × Ｖｒｅｐ・・・（１５）
Ｑ１ｂ＝Ｃ１ｂ × Ｖｒｅｎ・・・（１６）
Ｑ２ａ＝０・・・（１９）
Ｑ２ｂ＝０・・・（２０）
Ｑ３ａ＝Ｃ２ａ × Ｖｉｎ・・・（２１）
Ｑ３ｂ＝Ｃ２ｂ × Ｖｉｎ・・・（２２）
∵Ｃ１ａ＝Ｃ２ａ＝Ｃ３ａ＝Ｃ１ｂ＝Ｃ２ｂ＝Ｃ３ｂ

次に、比較判定＆Ｃ２リセット（ステップＳ００５）において、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、積分器アンプＩＰにより、第１極性の第３コンデンサＣ３ａに転送された第１電荷を積分して、第１積分値を生成し、第２極性の第３コンデンサＣ３ｂに転送された第２電荷を積分して、第２積分値を生成する。そして、コンパレータＣＭＰは、第１積分値と第２積分値とを比較し、比較した結果として判定結果Ｄ又は判定結果ＤＮを出力する。また、同時に、第１極性の第２コンデンサＣ２ａと第２極性の第２コンデンサＣ２ｂとがリセットされる。

次に、比較結果フィードバック（ステップＳ００７）において、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、コンパレータＣＭＰにより、第１積分値が第２積分値よりも大きいことを示す判定結果Ｄが出力されたと仮定する。この場合、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、スイッチＤΦ５ａ及びスイッチＤΦ５ｂをオンにする（閉じる）。

電荷再配分（ステップＳ００９）において、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、第１極性の第３コンデンサＣ３ａに蓄積された電荷と第１極性の第１コンデンサＣ１ａに蓄積された電荷とを、リセットされた第１極性の第２コンデンサＣ２ａに再配分する。同時に、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、第２極性の第３コンデンサＣ３ｂに蓄積された電荷と第２極性の第１コンデンサＣ１ｂに蓄積された電荷とを、リセットされた第２極性の第２コンデンサＣ２ｂに再配分する。

この場合、第１極性の第１コンデンサＣ１ａ、第１極性の第２コンデンサＣ２ａ、第１極性の第３コンデンサＣ３ａ、第２極性の第１コンデンサＣ１ｂ、第２極性の第２コンデンサＣ２ｂ、第２極性の第３コンデンサＣ３ｂの各電荷は、次式（式（２３）から式（３０））のようになる。

Ｑ１ａ＝Ｃ１ａ × Ｖｒｅｆｐ／２・・・（２３）
Ｑ１ｂ＝Ｃ１ｂ × Ｖｒｅｆｎ／２・・・（２４）
Ｑ２ａ＝Ｃ１ａ × Ｖｒｅｆｐ／２・・・（２５）
Ｑ２ｂ＝Ｃ１ｂ × Ｖｒｅｆｎ／２・・・（２６）
Ｑ３ａ＝Ｃ２ａ × Ｖｉｐ－Ｃ１ａ × Ｖｒｅｆｐ／２
・・・（２７）
Ｑ３ｂ＝Ｃ２ｂ × Ｖｉｎ－Ｃ１ｂ × Ｖｒｅｆｎ／２
・・・（２８）
Ｖｏｐ＝Ｑ３ａ／Ｃ３ａ＝Ｖｉｐ－Ｖｒｅｆｐ／２
・・・（２９）
Ｖｏｎ＝Ｑ３ｂ／Ｃ３ｂ＝Ｖｉｎ－Ｖｒｅｆｎ／２
・・・（３０）
∵Ｃ１ａ＝Ｃ２ａ＝Ｃ３ａ＝Ｃ１ｂ＝Ｃ２ｂ＝Ｃ３ｂ

これに対し、比較結果フィードバック（ステップＳ００７）において、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、コンパレータＣＭＰにより、第１積分値が第２積分値よりも略同等以下であることを示す判定結果ＤＮが出力されたと仮定する。この場合、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、スイッチＤＮΦ５ａ及びスイッチＤＮΦ５ｂをオンにする（閉じる）。

電荷再配分（ステップＳ００９）において、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、第１極性の第３コンデンサＣ３ａに蓄積された電荷と第２極性の第１コンデンサＣ１ｂに蓄積された電荷とを、リセットされた第１極性の第２コンデンサＣ２ａに再配分する。同時に、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、第２極性の第３コンデンサＣ３ｂに蓄積された電荷と第１極性の第１コンデンサＣ１ａに蓄積された電荷とを、リセットされた第２極性の第２コンデンサＣ２ｂに再配分する。

この場合、第１極性の第１コンデンサＣ１ａ、第１極性の第２コンデンサＣ２ａ、第１極性の第３コンデンサＣ３ａ、第２極性の第１コンデンサＣ１ｂ、第２極性の第コンデンサＣ２ｂ、第２極性の第３コンデンサＣ３ｂの各電荷は、次式（式（３１）から式（３８））のようになる。

Ｑ１ａ＝Ｃ１ａ × Ｖｒｅｆｐ／２・・・（３１）
Ｑ１ｂ＝Ｃ１ｂ × Ｖｒｅｆｎ／２・・・（３２）
Ｑ２ａ＝Ｃ１ｂ × Ｖｒｅｆｎ／２・・・（３３）
Ｑ２ｂ＝Ｃ１ａ × Ｖｒｅｆｐ／２・・・（３４）
Ｑ３ａ＝Ｃ２ａ × Ｖｉｐ－Ｃ１ｂ × Ｖｒｅｆｎ／２
・・・（３５）
Ｑ３ｂ＝Ｃ２ｂ × Ｖｉｎ－Ｃ１ａ × Ｖｒｅｆｐ／２
・・・（３６）
Ｖｏｐ＝Ｑ３ａ／Ｃ３ａ＝Ｖｉｐ－（Ｖｒｅｆｎ／２）
・・・（３７）
Ｖｏｎ＝Ｑ３ｂ／Ｃ３ｂ＝Ｖｉｎ－（Ｖｒｅｆｐ／２）
・・・（３８）
∵Ｃ１ａ＝Ｃ２ａ＝Ｃ３ａ＝Ｃ１ｂ＝Ｃ２ｂ＝Ｃ３ｂ

ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、所定の分解能のビット数が得られるまで（ステップＳ０１１）、コンパレータＣＭＰが第１積分値と第２積分値とを比較することと（ステップＳ００５のＹｅｓ）、第１極性の第２コンデンサＣ２ａと第２極性の第２コンデンサＣ２ｂとがリセットされることと（ステップＳ００５）、リセットされた、第１極性の第２コンデンサＣ２ａと第２極性の第２コンデンサＣ２ｂとに再配分することと（ステップＳ００７及びステップＳ００９）、を繰り返す（ステップＳ０１３）。

ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、ステップＳ００５からステップＳ００９を繰り返すことにより、（ＭＳＢ－１）ｂｉｔ以降の分解能を取得する。

そして、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、所定の分解能のビット数が得られた後、フィルタ回路ＦＬＴに、第１極性の第２コンデンサＣ２ａに再配分して第１極性の第３コンデンサＣ３ａに蓄積された電荷と、第２極性の第２コンデンサＣ２ｂに再配分して第２極性の第３コンデンサＣ３ｂに蓄積された電荷とを、残差電圧として入力する。

図２は、本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００が、スイッチΦ６（スイッチΦ６ａ及びスイッチΦ６ｂ）をオンにする（閉じる）タイミングを示したタイミングチャートである。スイッチΦ６（スイッチΦ６ａ及びスイッチΦ６ｂ）は、所定の分解能の最下位ビットの判定結果をＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００にフィードバックし、電荷再配分するタイミングの前後でオンになる（閉じられる）。

換言すれば、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、スイッチΦ６（スイッチΦ６ａ及びスイッチΦ６ｂ）を、最下位ビットの再配分後の残差電圧をフィルタ回路ＦＬＴでサンプリングする際にオンにする（閉じる）。

図２では、所定の分解能の最下位ビット（ＬＳＢｂｉｔ）について、コンパレータＣＭＰが、第１積分値と第２積分値とを比較し、第１極性の第２コンデンサＣ２ａと第２極性の第２コンデンサＣ２ｂとがリセットされた後、当該第１極性の第２コンデンサＣ２ａと第２極性の第２コンデンサＣ２ｂとについて再配分が完了するまでの間に、フィルタ回路ＦＬＴが、残差電圧のサンプリングを開始することを示している。

すなわち、スイッチΦ６（スイッチΦ６ａ及びスイッチΦ６ｂ）は、所定の分解能の最下位ビット（ＬＳＢｂｉｔ）について、スイッチΦ２（スイッチΦ２ａ及びスイッチΦ２ｂ）及びスイッチΦ３（スイッチΦ３ａ及びスイッチΦ３ｂ）がオンとなり（閉じて）、第１極性の第２コンデンサＣ２ａと第２極性の第２コンデンサＣ２ｂとがリセットされてから、スイッチΦ４（スイッチΦ４ａ及びスイッチΦ４ｂ）がオフするまでに（開くまでに）、オンになればよい（閉じればよい）。

また、積分器アンプＩＰは、フィルタ回路ＦＬＴの入力に対してバッファの役割を果たしているため、スイッチΦ６（スイッチΦ６ａ及びスイッチΦ６ｂ）をオンする（閉じる）タイミングには、自由度がある。そのため、電圧分解能やアンプバッファリング能力を考慮して、セトリングが最短となるように、スイッチΦ６（スイッチΦ６ａ及びスイッチΦ６ｂ）をオンにするタイミング（閉じるタイミング）を最適化することができる。

次に、図１に示すＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００のビヘイビアモデルを、図３に示す。図３は、本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００のノイズビヘイビアモデルを示した図である。

ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００のノイズビヘイビアモデルは、減算器ＳＢ、積分器ＩＴＧ、フィルタ回路ＦＬＴ、加算器ＡＤ、及びＳＡＲ量子化器ＳＱを備えている。そして、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００のノイズ伝達関数ＮＴＦ（ｚ）は、次式（式（３９））で表される。

これにより、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、ノイズシェーピングの次数を高次にすることができる。例えば、積分器ＩＴＧの伝達関数Ｌ_１（ｚ）は、式（１３）と同様である。

一方、フィルタ回路ＦＬＴについては、いくつかの実施形態が想定される。まず、フィルタ回路ＦＬＴの回路トポロジとして考えらえるのは、図１２示されたＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣに実装されるフィルタ回路ＦＬＴ１をそのまま適用することである。この場合、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、フィルタ回路ＦＬＴ１が、オペアンプ（積分器アンプＩＰＦ）を含んで構成される、アクティブ型のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣを構成する。

図４は、本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００が、図１２に示されたフィルタ回路ＦＬＴ１を有している場合の回路図を示したものである。この場合のフィルタ回路ＦＬＴ１の伝達関数Ｌ_２（ｚ）とノイズ伝達関数ＮＴＦ（ｚ）は、次式（式（４０）、式（４１））で表される。

よって、アクティブ型のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００で使用している積分器ＩＴＧをノイズシェーピングに流用することにより、フィルタ回路ＦＬＴ１内の積分器アンプＩＰＦ１つでノイズシェーピングを２次化することができる。

図５は、ノイズシェーピングにより、低周波帯域に位置する量子化雑音を高周波帯域に移動させることを示した説明図である。図５に示されるように、ノイズシェーピングは、周波数帯で一様に分布する量子化雑音とコンパレータ雑音を、低周波帯域で減少させるとともに高周波帯域で上昇させることができる。なお、図５では、１次のノイズシェーピングを示している。

図６は、次数が高くなると、ノイズシェーピングの効果が高くなることを示した説明図である。なお、図６では、次数を「ｑ」とする。図６に示されるように、１次で示されたノイズ伝達関数を高次化できると、ノイズを除去する効果を高めることができることを示している。例えば、２次化できた場合には、１次の場合よりも、より多くの雑音成分（ノイズ成分）を高周波帯域に移動させることができるので、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００の出力に対して、ローパスフィルタを適用することにより雑音成分（ノイズ成分）をカットすることができる。

以上説明したように、本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、積分器ＩＴＧをノイズシェーピングに流用することができるので、フィルタ回路ＦＬＴが有する積分器アンプＩＰＦ１つで、ノイズシェーピングを２次化することができる。

これにより、本技術に係る第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００は、高精度に雑音成分（ノイズ成分）を除去することができる。

＜３．第２の実施形態（逐次比較型ＡＤコンバータの例２）＞
本技術に係る第２の実施形態の逐次比較型ＡＤコンバータは、フィルタ回路が、積分器アンプによって駆動される、逐次比較型ＡＤコンバータである。

図７に、本技術に係る第２の実施形態の逐次比較型ＡＤコンバータの一例であるＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ａを示す。図７は、本技術を適用したＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ａの構成例を示すブロック図である。なお、上述した構成と同一の構成要素については同一の符号を付し、説明を適宜、省略する。なお、特に断りがない限り、「左」とは、図７中の左方向を意味し、「上」とは、図７中の上方向を意味するものとする。

図７に示された第２の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ａが、図１に示された第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００と異なる点は、フィルタ回路ＦＬＴ２が、バッファＡｂｕｆと、スイッチΦ６（スイッチΦ６ａ及びスイッチΦ６ｂ）とを有さない点である。

第２の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ａは、積分器アンプＩＰがフィルタ回路ＦＬＴ２の入力に対してバッファとして機能するため、フィルタ回路ＦＬＴ２における入力バッファを削除することができる。また、フィルタ回路ＦＬＴ２内のサンプリング容量（コンデンサＣ５ａ、コンデンサＣ５ｂ）の左側に位置するスイッチΦ７～スイッチΦ１２（スイッチΦ７ａ～スイッチΦ１２ａ、及びスイッチΦ７ｂ～スイッチΦ１２ｂ）をサンプリングスイッチとして使うことができるため、スイッチΦ６（スイッチΦ６ａ及びスイッチΦ６ｂ）を削除することができる。

この場合のフィルタ回路ＦＬＴ２の伝達関数Ｌ_２（ｚ）とノイズ伝達関数ＮＴＦ（ｚ）は、次式（式（４２）、式（４３））で表される。

式（４３）に示されるように、ノイズ伝達関数ＮＴＦ（ｚ）の分子の（１－ｚ^－１）^２は、維持されている。これにより、本技術に係る第２の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ａは、ノイズシェーピングの次数を高次で維持することができる。

＜４．第３の実施形態（逐次比較型ＡＤコンバータの例３）＞
本技術に係る第３の実施形態の逐次比較型ＡＤコンバータは、フィルタ回路が、コンデンサを含み、オペアンプを含まないで構成されるパッシブ型である、逐次比較型ＡＤコンバータである。

図８に、本技術に係る第３の実施形態の逐次比較型ＡＤコンバータの一例であるＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ｂを示す。図８は、本技術を適用したＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ｂの構成例を示すブロック図である。なお、上述した構成と同一の構成要素については同一の符号を付し、説明を適宜、省略する。なお、特に断りがない限り、「左」とは、図８中の左方向を意味し、「上」とは、図８中の上方向を意味するものとする。

図８に示された第３の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ｂが、図１に示された第１の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００と異なる点は、フィルタ回路ＦＬＴ３が、コンデンサ（コンデンサＣＡａ、コンデンサＣＡｂ、コンデンサＣＢａ、及びコンデンサＣＢｂ）を含み、オペアンプを含まないで構成されるパッシブ型である点である。

図８Ａには、第３の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ｂの回路図を示し、図８Ｂには、フィルタ回路ＦＬＴ３の回路図を示し、図８Ｃには、フィルタ回路ＦＬＴ３のタイミングチャートを示す。

ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ｂのフィルタ回路ＦＬＴ３は、コンデンサＣＡａ、コンデンサＣＡｂ、コンデンサＣＢａ、コンデンサＣＢｂ、スイッチΦ１３（スイッチΦ１３ａ及びスイッチΦ１３ｂ）、スイッチΦ１４（スイッチΦ１４ａ及びスイッチΦ１４ｂ）を備えて構成されている。

ここで、例えば、図１１に示されたＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１のフィルタ回路ＦＬＴ１をパッシブ型にした場合、容量アレイ（複数のコンデンサＣＰ０～ＣＰ６）とフィルタ回路ＦＬＴ１の容量とにおいて、電荷再配分が起こる。このため、ＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１では、ＳＡＲＡＤＣ変換後の残差電圧が減衰する。

これに対し、本技術に係る第３の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ｂは、積分器アンプＩＰがフィルタ回路ＦＬＴ３の入力に対してバッファとなっているため、ＳＡＲＡＤＣ変換後の残差電圧が減衰することがない。具体的には、第１極性の第３コンデンサＣ３ａ及び第２極性の第３コンデンサＣ３ｂと、コンデンサＣＡａ及びコンデンサＣＡｂとにおいて電荷再配分が起らないため、ＳＡＲＡＤＣ変換後の残差電圧に減衰がない。

このため、ＳＮＤＲは、本技術に係る第３の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ｂは、従来のＣｈａｒｇｅＲｅｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳＡＲＡＤＣ１０１の回路構成よりも有利な値となる。また、第３の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ｂは、フィルタ回路ＦＬＴ３のサンプリングが電荷再配分に依存しないため、コンデンサＣＡａ及びコンデンサＣＡｂを、ノイズの要求仕様が満たす範囲で小さくすることができる。

この場合のフィルタ回路ＦＬＴ３の伝達関数Ｌ_２（ｚ）とノイズ伝達関数ＮＴＦ（ｚ）は、次式（式（４４）、式（４５））で表される。

このように、第３の実施形態のＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００ｂは、フィルタ回路ＦＬＴ３の伝達関数Ｌ_２（ｚ）が、１次パッシブ型で、ノイズ伝達関数ＮＴＦ（ｚ）が、２次に近いノイズシェーピング特性を得ることができる。

＜５．第４の実施形態（ＩｏＴセンサの例）＞
本技術に係る第４の実施形態のＩｏＴ（ＩｎｔｅｒｎｅｔｏｆＴｈｉｎｇｓ）センサは、逐次比較型ＡＤコンバータが搭載されて、逐次比較型ＡＤコンバータが、第１極性の第１コンデンサと、第１極性の第２コンデンサと、第１極性の第３コンデンサと、第２極性の第１コンデンサと、第２極性の第２コンデンサと、第２極性の第３コンデンサと、積分器アンプと、コンパレータと、フィルタ回路と、を備える、ＩｏＴセンサである。また、本技術に係る第４の実施形態のＩｏＴｔセンサは、本技術に係る第１乃至第３の実施形態のいずれか１つの逐次比較型ＡＤコンバータが搭載されたＩｏＴセンサであってもよい。

例えば、上述で説明されたＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００を、ＩｏＴセンサに適用することができる。図９に、その一例として、ＩｏＴセンサ２００の概略構成を示す。図９は、本技術を適用したＩｏＴセンサの構成例を示すブロック図である。

図９に示される第４の実施形態のＩｏＴセンサ２００は、センサ素子Ｓ１、センサ素子Ｓ２・・・センサ素子ＳＮ、ＭＵＸ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）２１０、ＰＧＡＡＭＰ（ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｉｎＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）２２０、ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００（図９では、ＡＤＣ１００と表記する。）、信号処理ブロック２３０、ＲＦ２４０、アンテナ２５０、ＬＣＤＤｒｉｖｅｒ２６０、ディスプレイ２７０、ＰｏｗｅｒＭａｎａｇｅｍｅｎｔ２８０、及び電源２９０を有している。

ＩｏＴセンサ２００は、多数のセンサ素子（センサ素子Ｓ１、センサ素子Ｓ２・・・センサ素子ＳＮ）を有している。ＩｏＴセンサ２００は、センサ素子として、例えば、センサ素子Ｓ１が加速度センサであり、センサ素子Ｓ２がジャイロセンサとして、複数のセンサ素子を備えることができる。また、他のセンサとして、磁気センサ、温度センサ、気圧センサ、感圧センサなどを備えるようにしてもよい。

ＭＵＸ２１０は、複数のセンサ（センサ素子Ｓ１、センサ素子Ｓ２・・・センサ素子ＳＮ）によって取得したデータ（アナログ信号）の中から選択するマルチプレクサである。

ＰＧＡＡＭＰ２２０は、ユーザにより必要なゲインを調整できる増幅器である。

ＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００（図９のＡＤＣ１００）は、本技術に係る第１の実施形態で説明した逐次比較型ＡＤコンバータである。

信号処理ブロック２３０は、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）やＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）などで構成され、データ（デジタル信号）を処理する信号処理部である。

ＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）２４０は、高周波で無線通信を行う無線回路である。ＲＦ２４０は、アンテナ２５０を介して、信号処理ブロック２３０で処理された信号（デジタル信号）を、図示しない通信端末に送信する。

ＬＣＤＤｒｉｖｅｒ２６０は、例えば、液晶ディスプレイで構成されるディスプレイ２７０を駆動するモジュールである。ＬＣＤＤｒｉｖｅｒ２６０は、信号処理ブロック２３０で処理された信号をディスプレイ２６０に表示させる。

ＰｏｗｅｒＭａｎａｇｅｍｅｎｔ２８０は、電源２９０から供給される電力を信号処理ブロック２３０に供給する。

ＩｏＴセンサ２００は、このような構成を備えることにより、多数のセンサ素子（センサ素子Ｓ１、センサ素子Ｓ２・・・センサ素子ＳＮ）で取得したデータ（アナログ信号）をデジタル信号に変換した後に、所定の信号処理を実行し、図示しない通信端末に送信することができるようになっている。

なお、本技術に係る第４の実施形態は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本技術の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

＜６．第５の実施形態（生体センサの例）＞
本技術に係る第５の実施形態の生体センサは、逐次比較型ＡＤコンバータが搭載されて、逐次比較型ＡＤコンバータが、第１極性の第１コンデンサと、第１極性の第２コンデンサと、第１極性の第３コンデンサと、第２極性の第１コンデンサと、第２極性の第２コンデンサと、第２極性の第３コンデンサと、積分器アンプと、コンパレータと、フィルタ回路と、を備える、生体センサである。また、本技術に係る第５の実施形態の生体センサは、本技術に係る第１乃至第３の実施形態のいずれか１つの逐次比較型ＡＤコンバータが搭載された生体センサであってもよい。

例えば、上述で説明されたＣｈａｒｇｅＳｈａｒｅＳＡＲＡＤＣ１００を、生体センサに適用することができる。図１０に、その一例として、生体センサ３００の概略構成を示す。図１０は、本技術を適用した生体センサ３００の構成例を示すブロック図である。なお、図９に示されたＩｏＴセンサと同一の構成については同一の符号を付し、説明を適宜、省略する。

図１０に示された第５の実施形態の生体センサ００が図９に示された第４の実施形態のＩｏＴセンサ２００と異なる点は、ＰＧＡＡＭＰ２２０の代わりにＡｎａｌｏｇＦｒｏｎｔ－Ｅｎｄ３１０を備えており、信号処理ブロック２３０で信号処理したデータを、ＳｅｒｉａｌＩ／Ｆ３３０から、図示しない情報処理端末に出力するようになっている点である。

ＡｎａｌｏｇＦｒｏｎｔ－Ｅｎｄ３１０は、アンプやフィルタを備えて構成されており、センサ素子（センサ素子Ｓ１、センサ素子Ｓ２・・・センサ素子ＳＮ）で検出したデータ（アナログ信号）を調整する機能を有している。

生体センサ３００では、例えば、センサ素子Ｓ１に体温を検知させ、センサ素子Ｓ２に心拍数を検知させる。そして、生体センサ３００は、検知された体温や心拍数を、ＡｎａｌｏｇＦｒｏｎｔ－Ｅｎｄ３１０で調整し、信号処理ブロック２３０において信号処理を行う。そして、生体センサ３００は、信号処理された体温や心拍数を、ＳｅｒｉａｌＩ／Ｆ３３０を介して、図示しない情報処理端末に出力する。

なお、本技術に係る第５の実施形態は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本技術の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

また、本技術に係る第１乃至第５の実施形態は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本技術の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

また、本明細書に記載された効果はあくまでも例示であって限定されるものではなく、また他の効果があってもよい。

また、本技術は、以下のような構成を取ることができる。
（１）第１極性の第１コンデンサと、
第１極性の第２コンデンサと、
第１極性の第３コンデンサと、
第２極性の第１コンデンサと、
第２極性の第２コンデンサと、
第２極性の第３コンデンサと、
積分器アンプと、
コンパレータと、
フィルタ回路と、を備え、
前記第１極性の第１コンデンサと、前記第１極性の第２コンデンサと、前記第１極性の第３コンデンサのそれぞれが、略同一の容量を有し、
前記第２極性の第１コンデンサと、前記第２極性の第２コンデンサと、前記第２極性の第３コンデンサのそれぞれが、略同一の容量を有し、
前記第１極性の第１コンデンサ及び前記第２極性の第１コンデンサのそれぞれに、所定の電荷が蓄積され、
前記第１極性の第２コンデンサが、入力されるアナログ電圧の第１電荷を蓄積するとともに、当該第１電荷を前記第１極性の第３コンデンサに転送し、
前記積分器アンプが、前記第１極性の第３コンデンサに転送された前記第１電荷を積分して、第１積分値を生成し、
前記第２極性の第２コンデンサが、入力されるアナログ電圧の第２電荷を蓄積するとともに、当該第２電荷を前記第２極性の第３コンデンサに転送し、
前記積分器アンプが、前記第２極性の第３コンデンサに転送された前記第２電荷を積分して、第２積分値を生成し、
前記コンパレータが、前記第１積分値と前記第２積分値とを比較し、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとがリセットされ、
前記第１積分値が前記第２積分値よりも大きいときは、
前記第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第１極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第１極性の第２コンデンサに再配分するとともに、
前記第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第２極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第２極性の第２コンデンサに再配分し、
前記第１積分値が前記第２積分値よりも略同等以下であるときは、
前記第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第２極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第１極性の第２のコンデンサに再配分するとともに、
前記第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第１極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第２極性の第２コンデンサに再配分し、
所定の分解能のビット数が得られるまで、前記コンパレータが前記第１積分値と前記第２積分値とを前記比較することと、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとが前記リセットされることと、前記リセットされた、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとに前記再配分することと、を繰り返し、
前記所定の分解能のビット数が得られた後、前記フィルタ回路に、前記第１極性の第２コンデンサに前記再配分して前記第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と、前記第２極性の第２コンデンサに前記再配分して前記第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷とを、残差電圧として入力する、逐次比較型ＡＤコンバータ。
（２）前記第１極性が、正極性であって、
前記第２極性が、負極性である、前記（１）に記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
（３）前記所定の分解能の最下位ビットについて、前記コンパレータが、前記第１積分値と前記第２積分値とを比較し、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとが前記リセットされた後、当該第１極性の第２コンデンサと第２極性の第２コンデンサとについて前記再配分が完了するまでの間に、前記フィルタ回路が、前記残差電圧のサンプリングを開始する、前記（１）又は（２）に記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
（４）前記フィルタ回路が、前記積分器アンプによって駆動される、前記（１）乃至（３）のいずれか１つに記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
（５）前記フィルタ回路が、オペアンプを含んで構成されるアクティブ型である、前記（１）乃至（４）のいずれか１つに記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
（６）前記フィルタ回路が、コンデンサを含み、オペアンプを含まないで構成されるパッシブ型である、前記（１）乃至（４）のいずれか１つに記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
（７）前記（１）乃至（６）のいずれか１つに記載の逐次比較型ＡＤコンバータを備える、ＩｏＴセンサ。
（８）前記（１）乃至（６）のいずれか１つに記載の逐次比較型ＡＤコンバータを備える、生体センサ。

Ｃ１ａ第１極性の第１コンデンサ
Ｃ２ａ第１極性の第２コンデンサ
Ｃ３ａ第１極性の第３コンデンサ
Ｃ１ｂ第２極性の第１コンデンサ
Ｃ２ｂ第２極性の第２コンデンサ
Ｃ３ｂ第２極性の第３コンデンサ
ＩＰ、ＩＰ１積分器アンプ
ＣＭＰ、ＣＭＰ１コンパレータ
ＦＬＴ、ＦＬＴ１フィルタ回路
ＩＴＧ、ＩＴＧ１積分器

Claims

第１極性の第１コンデンサと、
第１極性の第２コンデンサと、
第１極性の第３コンデンサと、
第２極性の第１コンデンサと、
第２極性の第２コンデンサと、
第２極性の第３コンデンサと、
積分器アンプと、
コンパレータと、
フィルタ回路と、を備え、
前記第１極性の第１コンデンサと、前記第１極性の第２コンデンサと、前記第１極性の第３コンデンサのそれぞれが、同一の容量を有し、
前記第２極性の第１コンデンサと、前記第２極性の第２コンデンサと、前記第２極性の第３コンデンサのそれぞれが、同一の容量を有し、
前記第１極性の第１コンデンサ及び前記第２極性の第１コンデンサのそれぞれに、所定の電荷が蓄積され、
前記第１極性の第２コンデンサが、入力されるアナログ電圧の第１電荷を蓄積するとともに、当該第１電荷を前記第１極性の第３コンデンサに転送し、
前記積分器アンプが、前記第１極性の第３コンデンサに転送された前記第１電荷を積分して、第１積分値を生成し、
前記第２極性の第２コンデンサが、入力されるアナログ電圧の第２電荷を蓄積するとともに、当該第２電荷を前記第２極性の第３コンデンサに転送し、
前記積分器アンプが、前記第２極性の第３コンデンサに転送された前記第２電荷を積分して、第２積分値を生成し、
前記コンパレータが、前記第１積分値と前記第２積分値とを比較し、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとがリセットされ、
前記第１積分値が前記第２積分値よりも大きいときは、
前記第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第１極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第１極性の第２コンデンサに再配分するとともに、
前記第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第２極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第２極性の第２コンデンサに再配分し、
前記第１積分値が前記第２積分値と同等以下であるときは、
前記第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第２極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第１極性の第２のコンデンサに再配分するとともに、
前記第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と前記第１極性の第１コンデンサに蓄積された電荷とを、リセットされた前記第２極性の第２コンデンサに再配分し、
所定の分解能のビット数が得られるまで、前記コンパレータが前記第１積分値と前記第２積分値とを前記比較することと、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとが前記リセットされることと、前記リセットされた、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとに前記再配分することと、を繰り返し、
前記所定の分解能のビット数が得られた後、前記フィルタ回路に、前記第１極性の第２コンデンサに前記再配分して前記第１極性の第３コンデンサに蓄積された電荷と、前記第２極性の第２コンデンサに前記再配分して前記第２極性の第３コンデンサに蓄積された電荷とを、残差電圧として入力する、逐次比較型ＡＤコンバータ。
前記第１極性が、正極性であって、
前記第２極性が、負極性である、請求項１に記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
前記所定の分解能の最下位ビットについて、前記コンパレータが、前記第１積分値と前記第２積分値とを比較し、前記第１極性の第２コンデンサと前記第２極性の第２コンデンサとが前記リセットされた後、当該第１極性の第２コンデンサと第２極性の第２コンデンサとについて前記再配分が完了するまでの間に、前記フィルタ回路が、前記残差電圧のサンプリングを開始する、請求項１に記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
前記フィルタ回路が、前記積分器アンプによって駆動される、請求項１に記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
前記フィルタ回路が、オペアンプを含んで構成されるアクティブ型である請求項１に記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
前記フィルタ回路が、コンデンサを含み、オペアンプを含まないで構成されるパッシブ型である請求項１に記載の逐次比較型ＡＤコンバータ。
請求項１に記載の逐次比較型ＡＤコンバータを備える、ＩｏＴセンサ。
請求項１に記載の逐次比較型ＡＤコンバータを備える、生体センサ。