JP7542013B2 - 電気負荷に電力を供給するためのコンバータ - Google Patents

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Description

本発明は、電気負荷に電力を供給するためのコンバータに関する。電気負荷は、その動作を可能にするために電気的に電力を供給する必要がある、および／またはデバイス自体の内部バッテリーを充電する必要がある電気機器または電子機器であり得る。この種の電気／電子機器の典型的な例には、スマートフォン、コンピュータ、ラップトップ、タブレット、テレビ、家電、ホームオートメーションシステム、サーバ、その他多くの関連デバイスが含まれるが、これらに限定されない。
現在、電力を電気負荷に供給するための非常に広範な解決策は、コンバータ、すなわち、入力電圧を、負荷に供給するように適合された出力電圧に変換するように構成された電気回路を使用することである。
たとえば、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータが知られている。直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣコンバータや直流／交流電圧を別の直流／交流電圧に変換するＤＣ／ＤＣまたはＡＣ／ＡＣコンバータも知られているが、これらは異なる特性を有する。
使用時の安全性と安定性を高めるために、これらのコンバータは全て絶縁された構成で作られ得る。すなわち、入力電圧を受ける一次電気回路と、電気負荷に接続された二次電気回路とを備えることができ、これらは互いにガルバニック絶縁される。
一次回路は、高周波電圧波を発生させるスイッチングタイプの電気回路を備えてもよく、二次回路は、これらの電圧波を連続または略連続した電圧に変換して負荷に印加する整流段を場合により備えてもよい。
この解決策の典型的な実装は、フライバック型ＡＣ／ＤＣコンバータによって代表される。このコンバータでは、ガルバニック絶縁は、一次回路と二次回路の間の電磁カップリングを可能にする変圧器によって得られる。基本的に、フライバック型回路は、エネルギー貯蔵インダクタを変圧器に置き換えるバックブースト型ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である。
このタイプの回路は特に簡単で安価であるという利点を有するが、ハードスイッチングコンバータであるという事実のために多くの不利な点を有している。
ハードスイッチングコンバータは、スイッチに印加される電流や電圧がゼロと大きく異なる場合に、スイッチング損失とも呼ばれる大きな動的損失の発生を伴って、スイッチをオンからオフまたはオフからオンに切り替えるスイッチを備えた回路であり、これにより、システムの最大動作周波数が制限され、寸法が大きくなり、動作効率が低下する。
長年にわたり、この回路は、損失の低減に有効な主回路でのアクティブクランプ技術および二次回路での同期整流と、比較的低電圧の状態でスイッチを切り替えるのに有用な準共振技術とによって改良されてきた。
しかし、これらの全てを配置すると回路が複雑になり、部品コストが高くなるだけでなく、能動素子をリアルタイムで制御するため、最大周波数が制限されてしまうという欠点がある。
コンバータの二次回路から一次回路をガルバニック絶縁する他の方法は、電力を伝送可能な容量性カップリングを実現する一対の絶縁キャパシタンスによって、両者を分離することである。
容量絶縁型コンバータには多くの利点がある。主には、変圧器がないために全体の寸法を大幅に縮小できることと、動作周波数を上げることができることである（たとえば、数百ｋＨｚ、ＭＨｚ、数十ＭＨｚ、または数百ＭＨｚに達する可能性がある）。
これらの容量絶縁型コンバータのさらなる利点は、トランス絶縁コンバータで典型的に発生するような特定の負荷間隔でのみ効率のピークを有する一般的な低効率ではなく、電気負荷が軽い場合と電気負荷が重い場合の両方で安定する高い動作効率に到達できることである。
このタイプのコンバータの代表的な例としては、例えば、共振Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｅ／Ｆ、 Ｅ－１、Ｆ－１級の回路または同等品のような共振回路図に基づくものがある。
このタイプの回路では、能動素子（ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ）の動的損失および電磁エミッション（ＥＭＩ）を大幅に低減し、回路の最大動作周波数を大幅に増加させて、全体的な寸法、重量およびコストの利点を得ることができる。
特許文献１には、容量性カップリングで絶縁されるコンバータで使用される共振回路の例が示されている。
この回路は、Ｅ級または同等のアンプから派生したものであり、ＬＣ共振回路の共振キャパシタンスとして絶縁キャパシタンスが利用されている。
この回路には数多くの利点があるが、特に動作効率の高さと、能動スイッチのゼロ電圧スイッチング及び／又はゼロ電流スイッチングが可能なことによる動的損失の低さが挙げられる。
また、動的損失が低いため、動作周波数を大幅に向上させることができ、従来の変圧器ベースのフライバック・コンバータと比較して全体的な寸法も小さくできる。
このアーキテクチャの数少ない欠点の一つは、回路の電源電圧と能動スイッチの間に大きな値のチョークインダクタを配置する必要があることである。
このチョークインダクタは、電流発生器として実質的に動作するために理論的に無限大の値を持つ必要があり、この電流発生器は、スイッチがオンになっている時間間隔の間に充電され、スイッチがオフになっている時間間隔の間に、略一定の電流で回路に電力を供給することによって放電される。
明らかに、実際の回路では、チョークインダクタの値は無限大ではないが、それにもかかわらず非常に大きいため、大きな寸法を特徴とする。
通常は、二次側整流器段の下流に位置する出力フィルタインダクタも同様の寸法で特徴付けられ、この部品も理想的には無限大の値を有する。
この種の回路のもう 1 つの重要な部品は、絶縁キャパシタンスと直列の共振インダクタであり、一般的に高い誘導値を有し、低タッチ電流（リーク電流とも呼ばれる）を保証するのに必要な小さな絶縁キャパシタンスを補償するのにも役立つ。
高誘導値、高動作周波数、高電流リップル（略正弦波電流）により、前述の共振インダクタは、このタイプの回路の殆どすべての損失の原因となり、特に、磁気ヒステリシスや渦電流などの磁性材料のコアの渦現象や、表皮効果、ジュール効果、近接現象などの内部に巻かれた電線による損失が発生する。
この欠点を解決するために、チョークインダクタを、絶縁キャパシタンスと共振可能な共振インダクタに置き換えることが提案された。
特許文献２には、この解決策の例が記載されている。
この回路は、一次回路に存在する唯一のインダクタを、ターンオン期間中にエネルギーを蓄積するチョークインダクタとして、かつ、ターンオフ期間中に共振インダクタとして利用することで、回路の総インダクタンス値を大幅に減少させ、結果として全体の寸法を減少させ、効率を向上させることができる。
上述の特許文献２には、この解決策をさらに進化させたものもまた記載されており、出力フィルタレデューサとして同時に機能し、絶縁キャパシタンスと一次回路に配置された共振インダクタとの共振を実現可能な二次回路上のさらなる共振インダクタを提供することを想定している。
このようにして、回路の総共振周波数は、一次側および二次側共振インダクタンスの合計と一連の絶縁キャパシタンスに依存する。
この回路は、複雑な誘導部品が排除されているため、小型化の利点に加えて、絶縁キャパシタンスのキャンセルの効果をさらに高めることができ、したがって、絶縁キャパシタンスと同じ周波数およびサイズでより大きな電力を負荷に伝達することができる。
しかし、この回路の欠点は、スイッチでサポートされる高ピーク電圧および回路内を循環する高無効電流にあり、特に、従来の回路よりも低いが、コンバータの損失のほとんどすべての損失の原因がインダクタにある。
さらなる欠点は、２つの共振インダクタを提供する必要があることであり、これは通常、チョークインダクタよりインダクタンス／体積比が小さいことを特徴とする。
実際、共振インダクタで放電する最も高いピーク・ツー・ピーク電流には、ヒステリシス、表皮効果、近接効果などの渦現象の存在が大きく関与しており、これらは通常、磁性材料（エアギャップを使用しても、高周波で強磁性材料のナノ粉末をベースにした材料であり、したがって、分散ギャップインダクタやエアラップインダクタに類似）のコアの相対的な透磁率を低下させ、したがってインダクタのサイズが大きくすることで最小化される。
これらの欠点は、同様の回路をプッシュプル構成で実現することで軽減できるが、部品点数を２倍にする必要があるため、低電力回路に比べて寸法やコストが重要ではない高出力の場合にのみ採用可能である。
国際公開第２０１３／１５０３５２号 イタリア国特許出願公開第１０２０１８０００００８９３５号明細書
上記に鑑み、本発明の目的は、先行技術の上記欠点を解決し、または、少なくとも実質的に軽減することのできる解決策を提供することである。
もう一つの目的は、簡潔でコンパクト、合理的、かつ可能な限り低コストの解決手段により、このような目的を達成することである。
これらおよび他の目的は、独立請求項１に記載された本発明の特徴によって達成される。従属請求項は、好適な、および／または特に有利な態様を説明するものである。
具体的には、本発明の第一の実施形態は、電気負荷に電力を供給するためのコンバータであって、
－直流又は類似の電圧を直流電圧に印加可能な第１の入力端子及び第２の入力端子と、
－前記電気負荷の両端に接続可能な第１の出力端子及び第２の出力端子と、
－前記第１の入力端子を第１の中間電気ノードに接続する第１の電気分岐と、
－前記第１の中間電気ノードを前記第２の入力端子に接続する第２の電気分岐と、
－前記第１の出力端子を第２の中間電気ノードに接続する第３の電気分岐と、
－前記第２の中間電気ノードを前記第２の出力端子に接続する第４の電気分岐と、
－前記第２の電気分岐に設置される第１の能動スイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴや他のトランジスタ）であって、前記第１の中間電気ノードに接続される第１の導電端子と、前記第２の入力端子に接続される第２の導電端子と、電気駆動信号を受信して、前記第１及び前記第２の導電端子間に電流が流れることを許容する飽和状態と電流が流れないようにする遮断状態の間で前記第１の能動スイッチを切り替える制御端子とを有する第１の能動スイッチと、
－前記第１の能動スイッチが前記遮断状態から前記飽和状態に切り替わる少なくとも瞬間に、前記第１の能動スイッチに印加される電圧及び又は電流を低減させる共振回路と、
を備え、該共振回路が、少なくとも、
－前前記第１の電気分岐に設置される第１の共振インダクタであって、前記第１の入力端子に接続される第１の端子と前記第１の中間電気ノードに接続される第２の端子とを有する第１の共振インダクタと、
－前記第３の電気分岐に設置される第２の共振インダクタであって、前記第２の中間電気ノードに接続される第１の端子と前記第１の出力端子に接続される第２の端子とを有する第２の共振インダクタと、
－第１の共振キャパシタンスと、
を備え、前記第１の共振インダクタ及び前記第２の共振インダクタが、１未満の相互結合係数（Ｋ）で誘導結合されるコンバータを提供する。
実用的な観点からは、第１の共振インダクタと第２の共振インダクタの間の誘導結合は、第１の共振インダクタのターンを第２共振インダクタのターンに近づけることで実現でき、または、磁性材料のコアに巻きつけたインダクタの場合は、第１の共振インダクタのターン及び第２の共振インダクタのターンを、同一の磁性材料のコア又はコアの一部を共有する磁気回路上に巻きつけることで実現できる。
冒頭で説明した、物理的に異なる２つの共振インダクタが存在する排他的な容量性実装と比較して、本解決策では、２つの共振インダクタは通常、例えば、第１及び第２の共振インダクタのターンが適切に巻き付けられた単一の磁性材料のコア（例えば、環状体、平面又は他の幾何学的形状）であり、一般的に回路の最も大きな容積を占めるこれら２つの部品の全体的なサイズは、実際には半分となる。
従来の回路を磁気的にのみ結合したもの（フライバック・コンバータなど）と比較して、代わりにここで提案されるコンバータは、結果として生じる全ての重要な利点とともに、過去に開発された他の容量性回路のように本質的にゼロ電圧スイッチングの基本的な利点を備えており、さらなる準共振回路やアクティブクランプ回路が不要であるため、回路コストを大幅に削減できる。
本発明の一態様によれば、前記第１の共振インダクタと前記第２の共振インダクタの間の前記結合係数が、０．１から０．８の間、好ましくは０．２から０．６の間であってもよい。
この低い結合係数は、従来の変圧器ベースのコンバータに比べてさらなる利点がある。従来の変圧器ベースのコンバータは、１に近いＫを必要とするため低コストでの産業化がより困難であり、また、一次回路と二次回路間の高い結合係数と絶縁とを同時に保証するために、本願発明の対象とする低い結合係数を有する磁気回路においては寧ろ必要のない複数の構造上の工夫を必要とする。
第１の共振インダクタと第２の共振インダクタ間の低い結合係数により、両者の結合を決定する相互インダクタンスが低減され、回路全体の共振に関与しないため、コンバータは正常に機能することができる。実際、理論的な観点から見ても、誘導によって一次回路から二次回路にエネルギーを伝達するのに有用な相互インダクタンス成分は回路の共振に介入しないが、第１の共振インダクタの自己インダクタンス及び第２の共振インダクタの自己インダクタンスは、共振キャパシタンスとともに回路の共振を決定するインダクタンス成分である。
本発明の可能な実施形態によれば、前記第１の共振キャパシタンスが、前記第１の中間電気ノードに接続される第１の端子と、前記第２の中間電気ノードに接続される第２の端子と、を備えていてもよい。
この解決手段により、第１の共振容量を介するキャパシタンスと、第１の共振インダクタと第２の共振インダクタ間の相互誘導結合を介する誘導との両方によって、電力を伝達可能なハイブリッドコンバータが得られる。
このハイブリッド容量性／誘導カップリングによる解決手段により、特に、小型化、ピーク電圧の低減、効率の向上という点において数多くの利点を得ることができる。
全体的な寸法に関しては、このハイブリッド結合手段により、キャパシタンスによってのみ結合された等価回路と比べて磁束が減少することにより、共振インダクタの全体的な寸法をさらに小さくすることができる。
実際、キャパシタンスによってのみ結合されたコンバータでは、能動スイッチがオンの間に、一次回路に設置された共振インダクタが充電され、磁束の形でエネルギーが蓄積され、能動スイッチの次のターンオフ期間中にキャパシタンスによってのみ負荷に伝達される。
これに対し、ここで提案されるハイブリッドコンバータでは、一次回路に配置された第１の共振インダクタと二次回路に配置された第２の共振インダクタの間の誘導結合によって、エネルギーの一部が、第１のインダクタの充電期間中に既に負荷に伝達されるため、負荷に伝達される電力が同じであれば、共振インダクタの最大磁束を減少させることができる。
これは、磁性材料のコアのサイズが小さくなる可能性、またはいずれにしても透磁率が低いコアを選択する可能性を伴うものであり、これは一般的に、容量性カップリングでのみ生じる寸法や効率を損なうことなく、より高い周波数での損失を低減することに相当する。
ピーク電圧に関しては、能動スイッチのターンオン期間中にもエネルギーが誘導的に伝達されるので、結果として、第１の共振インダクタは、負荷に伝達される電力が同じであっても、より少ない磁気エネルギーを蓄積してピーク電流を低減させることとなる。
同じ理由により、第１のスイッチのその後のターンオフフェーズでは、第１の共振インダクタは共振キャパシタンスに伝送されるエネルギーが少ないので、前述の共振キャパシタンスと能動スイッチの両方が、従来の解決手段よりもはるかに低いピーク電圧に耐えることができなければならない。
これには、低電圧に耐えることができる部品を使用することが可能となり、結果として、一般的に、より安価で、より高速で、かつ、よりコンパクトになる。
最後に、効率に関しては、能動スイッチのターンオンフェーズ中にエネルギーを負荷に誘導的（磁気）に伝達し、ターンオフフェーズ中にキャパシタンス（電気）によって、無効電流を低減して負荷に伝送される電力を均等にすることができるので、排他的にキャパシタンスを介して結合された既に高効率な回路に対して、回路の効率を向上させることができる。
排他的な容量性カップリング回路と比較して、ピーク電圧を低減することで、能動スイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）の使用を理想に近づけることができるので、損失が小さいことが特徴である（例えば、立ち上がり／立ち下がり時間が短くなると動的損失を減少させることができる一方、チャネル抵抗が低いと、静的損失を減少させることができる）。
本実施形態の一態様によれば、前記共振回路が、前記第２の出力端子に接続される第１の端子と、前記第２の入力端子（または前記第２の入力端子も接続される基準電圧）に接続される第２の端子と、を有する第２の共振キャパシタンスを備えていてもよい。
この解決手段により、上述した利点を有するハイブリッドの容量性・誘導結合によって電気的に結合されるが、共振キャパシタンスが、有利にコンバータを一次回路とガルバニック絶縁された二次回路とに分割する絶縁キャパシタンスとしても機能する。
しかし、他の実施形態において、前記第１の共振キャパシタンスが、前記第１の能動スイッチが設置される前記第２の電気分岐と並列になるように、前記第１の中間電気ノードに接続される第１の端子と、前記第２の入力端子（または該第２の入力端子も接続される所定の基準電圧）に接続される第２の端子とを備えてもよいことが除外されるものではない。
あるいは、前記第１の共振キャパシタンスが、前記第４の電気分岐と並列になるように、前記第２の中間電気ノードに接続される第１の端子と、前記第２の出力端子（または該第２の出力端子も接続される所定の基準電圧）に接続される第２の端子と、を備えてもよい。
これらの解決手段により、純粋な誘導結合システムが実現され、これにより、負荷に電気エネルギーを効率的に供給可能な比較的小さい寸法の共振回路を実現することができる。
本願発明の別の態様は、コンバータが、前記第１の能動スイッチを周期的にオン／オフするように構成される第１のコントローラをさらに備え、該第１のコントローラが、具体的には、前記第１の能動スイッチの前記第１の導電端子に印加される電圧を測定し、該測定された電圧がキャンセルされた場合、すなわち、値がゼロになった場合に、前記第１の能動スイッチ（１８０）をオンにするように構成されてもよいことを提供する。
この解決手段は、システムの動作条件（負荷や入力電圧の変動など）が広範囲に変化する場合において高効率を保証する場合に特に有用となる。
ここで、本明細書において、コントローラは、対応する能動スイッチに対する適した制御／駆動信号を決定して生成可能な任意の電気／電子デバイスであることを指摘しておく必要がある。各コントローラは、コントローラによって生成される制御／駆動信号を増幅し、対応する能動スイッチに印加するドライバに関連付けることもできる。
本発明の別の態様は、前記第４の電気分岐が、カソードが前記第２の中間電気ノードに接続され、アノードが前記第２の出力端子に接続されるダイオードを備えてもよいことを提供する。
このようにして、電気負荷を供給するのに有用な、第１の能動スイッチで生成された電圧波を直流電圧または直流電圧に類似する電圧に変換可能な整流段を実現することが有利に可能となる。
他の実施形態では、前記ダイオードの代わりに、前記第４の電気分岐が、第２の能動スイッチ（ＭＯＳＦＥＴや他のトランジスタなど）を備え、該第２の能動スイッチが、前記第１の共振キャパシタンスの前記第２の端子に接続される第１の導電端子と、前記第２の出力端子に接続される第２の導電端子と、電気駆動信号を受信して、前記第１及び前記第２の導電端子間に電流が流れることを許容する飽和状態と電流が流れないようにする遮断状態の間で前記第２の能動スイッチを切り替える制御端子と、を有していてもよい。
この第２の解決手段によれば、二次回路の接地端子などの一定の電位を基準とする単一の能動スイッチに基づいているので、整流段が全体的により効率的になり、例えば効率的で低コストの同期整流が実現される。
この第２の解決手段に関連して、本発明の好適な態様は、コンバータが、前記第２の能動スイッチを周期的にオン／オフするように構成される第２のコントローラを備え、該第２のコントローラが、前記第２の能動スイッチの前記第１の導電端子に印加される電圧を測定し、該測定された電圧がキャンセルされた場合、すなわち、値がゼロになった場合に、前記第２の能動スイッチをオンにするように構成されてもよいことを提供する。
このようにして、ＺＶＳモードにおいても第２のアクティブスイッチをオンにすることを確実にすることが有利に可能となるため、損失が減少し、回路の効率が向上する。
さらに、電圧測定に基づいて制御されたスイッチングを行うことにより、システムの動作条件が広範囲に変化する場合において高効率を保証することができる。
この解決手段の好適な態様によれば、前記第２のコントローラが、前記期間の継続時間よりも短いターンオン時間の間、前記第２の能動スイッチをオン状態に維持し、前記第１のコントローラが前記第１の能動スイッチをオフにした時点で、又は一定の遅延を伴って、つまり、後続の時点で、前記第２の能動スイッチをオフにするようにさらに構成されてもよい。
この解決手段によれば、第１の能動スイッチのオフに対して第２の能動スイッチのオフ遅延を適切に調整することにより、電気負荷に伝達される電力を、第２の能動スイッチが第１の能動スイッチのオフと同じ瞬間にオフにされた場合に得られる最大値から、第２の能動スイッチが全期間オンのままであるか、または第２のスイッチがオフにされない場合に得られるゼロに等しい値まで、連続的に調整することが効果的に可能となる。
例えば、第２のコントローラは、電気負荷、例えば前記第１の出力端子に印加される電圧の値を測定し、前記電圧の測定値と目標値との差を最小化、例えばキャンセルするように、前記第２の能動スイッチをオフにする際の遅延を変更するように構成されてもよい。
このようにして、所望の電圧値と略等しい実際の電圧値を電気負荷に印加するために、負荷自体が必要とする電力として電気負荷に印加する所望の電圧値から開始し、第２の能動スイッチのターンオフ遅延を自動的に調整可能な引き込み時の制御ループが得られる。
この調整に関連する電気的効果は、第２の能動スイッチのターンオフ遅延を増加させることで、例えば、第１の能動スイッチの第１の導電端子において、第１の能動スイッチに印加される電圧のピーク値を徐々に増加させることができるという事実である。一次回路でのこのピーク電圧の上昇は、第２のスイッチのターンオフ遅延が増加すると、負荷に供給される有効エネルギーが減少し、回路に蓄積される無効エネルギーが増加することから生じる。
この効果を利用して、本発明の更なる態様は、前記第１のコントローラが、前記第１の能動スイッチ、例えば、該第１の能動スイッチの前記第１の導電端子に印加される電圧のピーク値を測定し、該電圧のピークの測定値と目標値との差を最小化、例えばキャンセルするように、前記第１の能動スイッチのターンオン時間を変更するように構成されてもよいことを提供する。
この解決手段によれば、供給される電気負荷の必要性に応じて第１の能動スイッチの動作を調整し、ピーク電圧が過度に高い値に達しないようにすることを有利に可能にし、第１の能動スイッチのターンオン時間の短縮により、第２の能動スイッチが、最小限のターンオフ遅延で常に動作するようになるので、システムに蓄積される最小の無効エネルギーによって本質的に与えられる効率の最高の条件で動作するようになる。
本発明の他の態様によれば、前記共振回路が、前記第１の中間電気ノードを、前記第１の共振キャパシタンスの前記第１の端子に接続する電気分岐に沿って配置される、好適には小さいインダクタンス値を有する第３の共振インダクタを備えていてもよい。
この第３の共振インダクタは、回路の全体的な共振周波数の計算に入るが、回路の総インダクタンスは変化しない。つまり、回路の任意の共振周波数について、第３の共振インダクタのインダクタンス値を大きくすると、第１及び／又は第２の共振インダクタのインダクタンス値がそれに応じて小さくなり、寸法は略一定に保たれる。
第３の共振インダクタの導入による利点は、基本周波数よりも高い周波数を有する回路のさらなる共振高調波を導入することにあり、これには、スイッチの第１の端子（例えば、ドレイン）におけるターンオフ時間中の電圧振動と、スイッチのチャネルにおけるターンオン時間中の電流変動が含まれる。
第１の端子の電圧振動は、基本周波数よりも高い周波数であり、ハイパスフィルタとしてより簡単に機能する容量性バリアを通過するので、少なくとも負荷に伝達される電力をわずかに増加させるのにわずかに有用である。
代わりに、スイッチのターンオン時間中の電流変動は非常に有用である。電流振動の期間がスイッチのターンオン期間の約数になるように適切に計算されれば、瞬時のターンオフ電流を最小限に抑えることができ、ターンオフフェーズで回路をゼロ電流スイッチングに近い状態にすることができるからである。
この効果は、一次回路に設置された第１のスイッチの動的ターンオフ損失を最小限に抑えるのに特に有用である。
実際、一次回路に設置されたスイッチは既にターンオンフェーズではゼロ電圧スイッチング（およびゼロ電流スイッチング）であるが、ターンオフになるのは最大電流の状態であるため、電流のピークとターンオフ時間に比例してゼロではない動的損失が発生する可能性がある。
これに対して、電流振動を発生させる高次高調波を追加し、周波数を適切に選択することで、ゼロ電流スイッチング条件または電流が大幅に減少した場合にスイッチをオフにすることが有利に可能になり、動的ターンオフ損失が大幅に低減される。
本発明の他の態様では、前記コンバータが、前記ダイオードまたは前記第２の能動スイッチに並列に接続されたタンクキャパシタンスを備えていてもよい。
追加的又は代替的に、前記コンバータが、前記第１の能動スイッチに並列に接続されたタンクキャパシタンスを備えていてもよい。
一次回路スイッチまたは二次回路ダイオード（または同期整流の場合のスイッチ）と並列のタンクキャパシタンスは、回路のチューニングを促進させ、一次回路スイッチをオンにしたときの電圧デリバティブを最小限に抑えるのに役立つ。これにより、急激な電流変化による動的ターンオン損失を低減する。
さらに、これらのキャパシタンスは、スイッチや部品の構造上の公差、特にスイッチやインダクタンスの渦容量に対して回路をより鈍感にすることができるため、プラスの効果がある。
さらに、タンクキャパシタンスによって回路の共振周波数が低下するため、場合によっては有利になり得る。
最後に、タンクキャパシタンスは、特定の電圧または電力条件（例えば、入力電圧が高く、負荷に供給される電力が低い条件）でのみ、追加のスイッチを介して直列に接続し、負荷に伝達される電力を簡単に低減することができる。
本発明のさらなる特徴と利点は、非限定的な例として提供される以下の説明を添付の図面を用いて読んだ後でより明らかになるであろう。
本発明の一実施形態に係る電力供給システムの概要図である。 図１のシステムで使用可能なコンバータの電気的構成図である。 図２のコンバータの変形例である。 図２によるコンバータの中間電気ノードで得られる電圧および電流波の可能な形状を、駆動信号の関数として示すグラフである。 本発明の別の変形例による、図１のシステムで使用可能なコンバータの電気回路図である。 両方の能動スイッチを同時にオフにした状態における、図５の第１の能動スイッチと第２の能動スイッチの駆動信号と、それらに印加される電圧の波形の傾向を示すグラフである。 第１の能動スイッチに対して第２の能動スイッチを特定の遅延でオフにした状態における、図５の第１の能動スイッチおよび第２の能動スイッチの駆動信号と、それらに印加される電気電圧の波形の傾向を示すグラフである。 本発明の第３の変形例による、図１のシステムで使用可能なコンバータの電気回路図である。 駆動信号に応じて、図８によるコンバータの第１の中間電気ノードで得られる電圧および電流波の可能な形状を示すグラフである。 本発明の第４の変形例による、図１のシステムで使用可能なコンバータの電気回路図である。 本発明の第５の変形例による、図１のシステムで使用可能なコンバータの電気回路図である。
本発明の一実施形態は、直流電圧源１０５または少なくとも直流電圧に類似したものから、電気負荷１１０に電力を供給するためのシステム１００を提供する。
電気負荷１１０は、一般的には電気抵抗のシンボルで表されるが、その動作を可能にするため、および／またはデバイス自体の内部バッテリーを充電するために電気的に電力を供給されることを要する任意の電気デバイスまたは電子デバイスであってもよい。
このタイプの電気／電子機器の典型的な例としては、コンピュータ、タブレット、スマートフォン、テレビ、家電製品、ホームオートメーションシステム、サーバなどがある。
いくつかの実施形態では、直流電圧源１０５は、直流電圧発生器またはバッテリーであってもよい。
他の実施形態では、直流電圧源１０５は、代わりに、交流電圧源１２０からの交流電圧を入力で受け取り、この交流電圧を、多かれ少なかれ直流電圧に類似する整流された電圧に変換し、この直流電圧を出力で供給する整流器１１５を備えていてもよい。
交流電圧源１２０は、例えば、一般的な配電網であってもよく、国や用途（産業用や家庭用など）に応じて値の異なる交流電圧を提供してもよい。単なる例として、交流電圧源１２０は、５０～６０Ｈｚ、９０～２４０ＶのＡＣグリッドであってもよい。
一般的には、整流器１１５は、第１の入力端子１２５および第２の入力端子１３０を備えることができ、これらの端子は、交流電圧源１２０に接続することができ、後者は、これらの２つの端子の間に、時間の経過とともに択一的に変化する電圧差（交流電圧）を印加する。
例えば、整流器１１５の第２の入力端子１３０は、基準電圧に接続することができ、一般にニュートラル端子と呼ばれ、交流電圧源１２０は、一般に相端子と呼ばれる第１の入力端子１２５に、基準電圧によって定義される平均値の周りで時間とともに正弦波状に変化する電圧を印加することができる。なお、発電機１２０は、端子１２５および１３０に接続されて、整流器１１５の出力に影響を与えることなく、端子を交換することができる。
整流器１１５は、入力で受けた交流電圧を変換して得られた直流電圧差が印加される第１の出力端子１３５と第２の出力端子１４０をさらに備えることができ、第１の出力端子１３５に印加される電圧の値は、一般的に第２の出力端子１４０に印加される電気電圧の値よりも低くはない。
例えば、第２出力端子１４０を基準電圧に接続する一方、交流入力電圧を整流して得られる第１出力端子１３５には、基準電圧の値よりも低くない値の定電圧（リップルを除く）を印加することができる。
整流器１１５は、ダイオードブリッジ（例えばＧｒａｅｚブリッジ）の形態にすることができるが、他の実施形態では、シングルダイオード整流器、複合ダブルダイオード、同期整流器などのスチル（ｓｔｉｌｌ）であってもよいことを排除しない。
任意で、整流器１１５は、フィルタリング回路、例えば、容量性フィルタを備えることができ、その機能は、第１および第２の出力端子１３５および１４０の間の電圧差を安定させ、リップルを低減し、したがって、時間の経過とともに略一定の値で電圧を平準化することである。
システム１００は、包括的に１４５で示されるコンバータ、すなわち、ソース１０５によって供給される電圧を入力で受け取り、それを変換して電気負荷１１０に送信する電気回路をさらに備えている。
一般的には、コンバータ１４５は、第１の入力端子１５０と第２の入力端子１５５とを備えることができ、これらの間には、直流電圧源１０５によって供給される電圧から始まり得られる略一定の電圧差が印加され、第１の入力端子１５０に印加される電圧の値は、第２の入力端子１５５に印加される電気電圧の値よりも一般的に高い。
例えば、第２の入力端子１５５は、整流器１１５の第２の出力端子１４０または基準電圧に接続することができ、一方、第１の入力端子１５０は、整流器１１５の第１の出力端子１３５に接続することができる。
任意で、整流器１１５とコンバータ１４５との間に、整流器１１５によって供給された電圧を入力として受け取り、コンバータ１４５に供給するのに適した、および／または、力率を改善するため、および／または、システム１００の制御を容易にするためなどの他の目的に有用な、別の電圧、たとえば、値を減少させた電圧に変換する補助回路（図示せず）を介在させることができる。
コンバータ１４５は、電気負荷１１０の両端に電気的に接続可能な第１の出力端子１６５および第２の出力端子１７０をさらに備えることができる。
より詳細に説明すると、コンバータ１４５は、少なくとも１つの波動発生器１７５、すなわち、電圧波、すなわち、所定の時間周波数で互いに追従する電圧パルスの連続を発生させるために、直流電圧源１０５によって、例えば整流器１１５によって供給される電気回路を備えることができる。
好ましくは、波動発生器１７５は、典型的には数百ＫＨｚ、ＭＨｚ、数十ＭＨｚまたは数百ＭＨｚ程度の高周波電圧波を生成する。
電圧波を生成するために、波動発生器１７５は、少なくとも１つの能動スイッチ１８０、例えば、適切な電気駆動信号の指令を受けてオン／オフ（すなわち、遮断状態から飽和状態へ、またはその逆）することができるトランジスタ（例えば、バイポーラジャンクショントランジスタＢＪＴ、電界効果トランジスタＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ、ＳｉＣ、ＭＥＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＩＧＢＴなど）を備えている。
より詳細には、能動スイッチ１８０は、第１の導電端子１８５（例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレイン）、第２の導電端子１９０（例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのソース）、および制御端子１９５（例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲート）を備えることができる。
能動スイッチ１８０がオフ、すなわち遮断状態にあるときは、第１の導電端子１８５と第２の導電端子１９０の間には電流が流れない。
逆に、能動スイッチ１８０がオンのとき、すなわち飽和状態にあるときは、第１の導電端子１８５と第２の導電端子１９０の間には電流が自由に流れる。
この２つの状態の間での能動スイッチ１８０の切り替えは、制御端子１９５に印加される電気駆動信号によって制御される。
実際には、電気駆動信号の電圧がある閾値以上になると、能動スイッチ１８０は飽和状態（オンになって電流を流すことができる状態）となる。
一方、電気駆動信号の電圧が閾値よりも低い場合には、能動スイッチ１８０は遮断状態（オフ）となる。
電圧波を生成するために、電気駆動信号は、能動スイッチ１８０の閾値よりも低い最小電圧値（ゼロの場合もある）と、前記閾値よりも大きい最大値との間で変化する周期的な信号とすることができる。
例えば、電気駆動信号は、矩形波信号とすることができる。
電気駆動信号の周波数は、実際には能動スイッチ１８０のスイッチング周波数に対応し、したがって生成される電圧波の周波数に対応するが、好ましくはかなり高い値で選択され、例えば数百ＫＨｚ、ＭＨｚ、数十ＭＨｚまたは数百ＭＨｚ程度である。
駆動信号の各期間において、電気駆動信号が能動スイッチ１８０のターンオン閾値よりも大きい期間をターンオン時間と呼び、電気駆動信号が能動スイッチ１８０のターンオン閾値よりも小さい時間帯をターンオフ時間と呼ぶことができる。
最小電圧値から最大電圧値までを通過した電気駆動信号が閾値を超えるとき、能動スイッチ１８０がオンになる、またはオンにされる、という。
一方、最大電圧値から最小電圧値までを通過した電気駆動信号が閾値を下回るとき、能動スイッチ１８０がオフになる、またはオフにされる、という。
能動スイッチ１８０の電気駆動信号は、図２に５００で示された特別なコントローラによって生成されることができ、このコントローラは、電気信号を転送可能な任意のシステム（無線でも可）を介して能動スイッチ１８０の制御端子１９５に好適に接続することができる。
コントローラ５００は、電気駆動信号を生成し、場合によってはその１または複数の特性、例えばターンオン時間およびターンオフ時間を、期間を一定に保つか、または変化させることができる任意の電気／電子デバイスであってもよい。
それぞれのドライバ（図示せず）は、コントローラ５００に関連付けることができ、すなわち、コントローラ５００によって生成された駆動信号を受信し、それを適切に増幅し、最終的に能動スイッチ１８０に印加する電気／電子デバイスであってもよい。
本解決手段の好ましい態様によれば、コントローラ５００は、例えば、第１の能動スイッチ１８０の第１の導電端子１８５（例えば、ＭＯＳＦＥＴのドレイン）に印加される電圧を測定し、測定された電圧がキャンセルされたとき、すなわち、ゼロに等しい値に低下したときに、能動スイッチ１８０をオンにするように構成することができる。
このターンオンステップの後、コントローラ５００は、システムのエネルギーを変化させるために、変更可能なあるターンオン時間の間、第１の能動スイッチをオンに維持することができる。
例えば、第１の導電端子１８５のピーク電圧に応じてターンオン時間を調整することで、システムの無効エネルギーを最小にすることができる。
ターンオン時間の終わりに、コントローラ５００は、第１の能動スイッチ１８０をオフにし、電圧が再びキャンセルされるまでオフのままにするように構成することができる。
このようにして、ターンオフ時間は略一定であるか、または、例えば電力レベルが異なることにより第１の導電端子１８５における電気電圧の波形にわずかな変化がある場合にのみ、わずかに変更することができる。
また、波動発生器１７５は、能動スイッチ１８０に加えて、例えば完全共振型または略共振型のリアクタンス回路２００を備えている。
共振回路２００は、一般に、１または複数のリアクタンス、例えば１または複数のキャパシタンスおよび／またはインダクタンスを備える電気回路であり、これらのリアクタンスは、適切に接続され、所定の周波数で共振するように調整されている。
共振回路２００の調整は、前述のリアクタンスを電気キャパシタンスとインダクタンスの観点からそれぞれサイズ調整することである。
この場合、共振回路２００は、能動スイッチ１８０に接続されており、オフからオンへの各スイッチングフェーズの間、好ましくはオンからオフへの各スイッチングフェーズの間にも、能動スイッチ１８０に印加される電圧および／または電力を低減するように調整されている。
好ましくは、共振回路２００は、能動スイッチ１８０の各スイッチングステージの間に、能動スイッチ１８０に印加される電圧および／または電流がゼロに等しい値または略ゼロに等しい値に減少するように調整され、これにより、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）および／またはゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）モードで動作する波動発生器１７５が得られる。
例えば、共振回路２００は、能動スイッチ１８０の駆動周波数と同等またはその近傍の周波数で共振するように調整することができる。
このようにして、能動スイッチ１８０のスイッチングサイクル中の電気損失が大幅に低減され、サイクルの周波数を高め、それによって発生する電圧波の周波数を高めることが可能となり、その結果、同じ印加電圧で伝送される電力を増加させることができる、あるいは、同じ電力を伝送して印加電圧を低下させることができる。
これらの一般的な考察から出発して、コンバータ１４５の１つの可能な実施形態が図２に示されている。
本実施形態では、コンバータ１４５は、一次回路と二次回路とを備えている。
一次回路は、第１の入力端子１５０から第１の中間電気ノード２０２まで延びる第１の電気分岐２０１と、当該中間電気ノード２０２から第２の入力端子１５５まで、または第２の入力端子１５５にも接続可能な所定の一次回路基準電圧２０４まで延びる第２の電気分岐２０３と、を備えている。
二次回路は、第１の出力端子１６５から第２の中間電気ノード２０６まで延びる第３の電気分岐２０５と、当該中間電気ノード２０６から第２の出力端子１７０まで、または第２の出力端子１７０も接続可能な所定の二次回路基準電圧２０８で延びる第４の電気分岐２０７と、を備えている。
能動スイッチ１８０は、例えば、能動スイッチ１８０の第１の導電端子１８５（例えばＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレイン）が中間電気ノード２０２に接続されるように、また、能動スイッチ１８０の第２の導電端子１９０（例えばＮ型ＭＯＳＦＥＴのソース）が第２の入力端子１５５もしくは単に基準電圧２０４に接続されるように、第２電気分岐２０３に配置される。
共振回路２００は、第１の電気分岐２０１上に配置されるとともに、第１の入力端子１５０に電気的に接続される第１の端子２１６と、中間電気ノード２０２に電気的に接続される第２の対向端子２１７とを備える第１の共振インダクタ２１５を備えている。
共振回路２００は、第１の共振キャパシタンス２２０をさらに備え、この第１の共振キャパシタンス２２０は、第１の電気端子２２１と第２の電気端子２２２とを有し、それぞれが第１の共振キャパシタンス２２０の各アーマチュアに接続されている。
電気分岐２２５によって、第１の端子２２１は、第１の中間電気ノード２０２に接続することができる。
電気分岐２３０によって、第２の端子２２２は、第２の中間電気ノード２０６に接続することができる。
第２の共振インダクタ２３５は、第３の電気分岐２０５上に配置することができ、インダクタは、第２の中間電気ノード２０６に電気的に接続される第１の端子２３６と、コンバータ１４５の第１の出力端子１６５に電気的に接続される第２の反対側の端子２３７とを備えている。
共振回路２００は、第２の共振キャパシタンス２４０をさらに備えることができ、この第２の共振キャパシタンス２４０は、第１の電気端子２４１および第２の電気端子２４２を有し、それぞれが第２の共振キャパシタンス２４０のそれぞれのアーマチュアに接続されている。
電気分岐２４５により、第２の共振キャパシタンス２４０の第１の電気端子２４１は、コンバータ１４５の第２の出力端子１７０に電気的に接続することができる。
第２の電気端子２４２は、さらなる電気分岐によって、第２の入力端子１５５に接続することもできるし、一次回路基準電圧２０４に接続することもできる。
このように、２つの共振キャパシタンス２２０、２４０は、少なくとも能動スイッチ１８０と第１の共振インダクタ２１５で構成される一次回路と、少なくとも第２の共振インダクタ２３５と電気負荷１１０で構成される二次回路とをガルバニックに分離する絶縁キャパシタンスとしても機能する。
しかし、図３に示すように、第２の共振キャパシタンス２４０を備えていない点と、第２の出力端子１７０と第２の入力端子１５５もしくは一次回路基準電圧２０４とを直接接続する電気分岐２４５を備えている点が異なるだけで、上述したものと完全に類似した、ガルバニック絶縁されていないコンバータ１４５を実現する可能性もある。
電力は、第１の共振キャパシタンス２２０と、場合によっては第２の共振キャパシタンス２４０（存在する場合）によって実現される容量性結合によって、一次回路から二次回路へと送ることができる。
具体的には、能動スイッチ１８０の各ターンオン時に、一次回路に配置された第１の共振インダクタ２１５が充電され、磁束の形でエネルギーが蓄積され、このエネルギーは、能動スイッチ１８０の後続のターンオフ時に、静電容量によって、または第１の共振キャパシタンス２２０、場合によっては第２の共振キャパシタンス２４０（存在する場合）によって実現される容量性電気結合を介して、電気負荷１１０に伝達される。
上述したように、第１の共振インダクタ２１５、第２の共振インダクタ２３５、第１の共振キャパシタンス２２０および可能な第２の共振キャパシタンス２４０（存在する場合）は、遮断状態（ターンオフ）から飽和状態（ターンオン）まで、好ましくは飽和状態（ターンオン）から遮断状態（ターンオフ）までの各単一のスイッチングフェーズにおいて、能動スイッチ１８０に印加される電圧および／または電流を低減し、好ましくは相殺する共振器（共振回路２００）を実現するようにサイズ決め（調整）されている。
このようにして、中間電気ノード２０２では、有利なことに、能動スイッチ１８０の電気駆動信号に応じて、能動スイッチ１８０自体のＺＶＳおよび／またはＺＣＳの遷移を保証することができる波形に応じて時間的に可変である電圧を得ることが可能である。
能動スイッチ１８０の電気駆動信号ＶＧに応じて、中間電気ノード２０２の電圧ＶＤおよび能動スイッチ１８０を通過する電流ＩＤの経時的な傾向の可能性が図４に示されている。
実際には、これらの波形は、Ｅ級またはＦ級アンプに類似した回路構造を持つ波動発生器や、その他のＺＶＳおよび／またはＺＣＳ共振型アンプを使用して得られる波形と同じまたは類似したものになる。
同じ波形を得ることで、あるいは同じ電圧波を発生させることで、上述した波動発生器１７５は、具体的には、能動スイッチのスイッチングフェーズにおける電気損失の低減、したがって動作周波数の増加という点で、上述した共振波動発生器と同じ利点を得ることができる。
しかし、これらの波動発生器と比較して、波動発生器１７５は、大型のチョークリアクタを必要とせず、寸法とコストの大幅な削減が可能であるという大きな利点がある。
本発明の重要な態様によれば、第１の共振インダクタ２１５と第２の共振インダクタ２３５は、単位よりも低い、すなわち１未満の相互結合係数Ｋで互いに誘導的に結合されている。
実用上の観点から、この誘導結合は、第１の共振インダクタ２１５のターンを第２の共振インダクタ２３５のターンに近づけることによって、または、磁性材料のコアに巻かれたインダクタの場合には、第１の共振インダクタ２１５のコイルも巻かれた磁性材料のコアに直接、あるいはコアの一部を共有する磁気回路に第２の共振用インダクタ２３５のターンを巻くことによって実現できる。
この解決策により、２つの共振インダクタ２１５、２３５を単一の部品の形で作ることができる。例えば、第１および第２の共振インダクタ２１５、２３５のターンが適切に巻かれた磁性材料の単一のコア（例えば、環状体、平面、または他の形状）であり、一般的に包括回路の最も大きな部分を占めるこれら２つの部品の全体的なサイズを略半分にすることができる。
さらに、第１の共振インダクタ２１５と第２の共振インダクタ２３５との間の誘導結合により、電気エネルギーは、能動スイッチ１８０のターンオフフェーズ（時間）の間だけでなく、ターンオンフェーズ（時間）の間にも電気負荷１１０に伝達される。
実際には、能動スイッチ１８０がオンの間（飽和状態）、第１の共振インダクタ２１５は、磁束の形でエネルギーを充電・蓄積することに加えて、第２の共振インダクタ２３５との誘導結合により、当該エネルギーの少なくとも一部を二次回路、すなわち電気負荷１１０に直接かつ同時に伝達する。
このようにして、キャパシタンスのみで結合された同様の回路と比較して、磁束は全体的に低くなり、磁性材料のコアのサイズを小さくしたり、いずれにしても、スペースや効率を犠牲にせずに高周波数の場合よりも一般的には損失の小さい透磁率の低いコアを選択したりすることができる。
さらに、能動スイッチ１８０のターンオン期間中にも一次回路から二次回路にエネルギーが誘導的に伝達され、電気負荷１１０に伝達される電力は同じであるため、第１の共振インダクタ２１５が蓄積する磁気エネルギーは少なく、したがってピーク電流も少なくて済む。
同じ理由で、その後の能動スイッチ１８０のターンオフ時間の間、第１の共振インダクタ２１５は、共振／絶縁キャパシタンス２２０、２４０に伝達するエネルギーが少なくなるため、共振／絶縁キャパシタンス２２０、２４０と能動スイッチ１８０の両方が、キャパシタンスのみで結合された解決策よりもはるかに低いピーク電圧に耐えなければならない。
これにより、より低い電圧に耐えられる部品を使用することが可能となり、その結果、典型的には、より安価で、より速く、よりコンパクトになる。
さらに、ピーク電圧を下げることで、より理想に近い能動スイッチ１８０（ＭＯＳＦＥＴなど）を採用することが可能となり、低損失化を実現することができる（例えば、チャネル抵抗を下げることで静的損失を低減し、立ち上がり・立ち下がり時間を短縮することで動的損失を低減することができる）。
能動スイッチ１８０のターンオン期間中は誘導的（磁気）に、ターンオフ期間中はキャパシタンス（電気）によって電気負荷１１０にエネルギーを伝達するという事実は、最後に、電気負荷１１０に伝達される電力と等しくなるように無効電流を低減させることを可能にし、したがって、キャパシタンスのみを介して結合された既に高効率のコンバータに関して、コンバータ１４５の全体的な効率を高めることができる。
これらの全ての利点は、本質的にゼロ電圧スイッチング回路のままで達成される。これにより、上述のコンバータ１４５は、従来のフライバック・コンバータのような磁気的にのみ結合された従来の回路と比較して、はるかに低い損失と全体的な寸法で特徴付けられる。
コンバータ１４５が正しく機能するためには、いずれにしても、一次側回路から二次側回路にエネルギーを誘導的に伝達するのに有用なインダクタンス成分である、第１の共振用インダクタ２１５と第２の共振用インダクタ２３５との間の相互インダクタンスが、回路の共振に介在しないことが好ましい。
したがって、古典的な変圧器ベースの絶縁型コンバータ（フライバックなど）で起こることとは異なり、第１の共振インダクタ２１５と第２の共振インダクタ２３５との間の結合係数ｋは、１未満でなければならず、例えば、０．１から０．８の間で構成され、さらに好ましくは、０．２から０．６の間で構成される。
図２および図３の図を参照すると、コンバータ１４５は、第４の電気分岐２０７上に配置され、一般に、電流が当該第４の電気分岐２０７に沿って一方向にのみ流れるように構成されたダイオード２５５をさらに備えることができる。
ダイオード２５５は、第２の中間電気ノード２０６と接続された自身のカソードと、第２の出力端子１７０と接続された自身のカソードとを有することができる。
ダイオード２５５は、アノードとカソードの間の電圧がダイオードの閾値電圧を超えるとオンになり、導通状態になってアノード端子とカソード端子の間に電流が流れるようになる。
電流がゼロになると、ダイオードはオフになる。
このようにして、ダイオード２５５は汎用的な整流段を実現しており、一次回路から来る電圧波を、電気負荷１１０に印加される直流電圧と同様の電圧に効果的に変換することができる。
可能性としては（必ずしもそうではないが）、コンバータ１４５の整流段は、電気負荷１１０と並列になるように、第２の共振インダクタ２３５と第１の出力端子１６５との間に構成される第３の電気分岐２０５の中間ノード２７０から電気分岐２４５の中間ノード２７５まで延びる電気分岐２６５上に配置されたコンデンサ２６０を備えることもできる。
図５に示すように、より複雑ではあるが、よりエネルギー効率の高い他の実施形態では、少なくとも低電流値の場合、ダイオード２５５を、例えば同期整流を実現するように駆動される第２の能動スイッチ３００（例えば、ＭＯＳＦＥＴまたは他のトランジスタ）に置き換えることができる。
具体的には、能動スイッチ３００は、第２の中間電気ノード２０６と接続される第１の導電端子２５６（例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレイン）と、第２の出力端子１７０と接続された第２導電端子２５７（例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのソース）と、制御端子３０５（例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲート）とを備えることができる。
図５では、例として、図２のようにコンバータ１４５がガルバニック絶縁されている場合を示しているが、図３の非絶縁の場合にも同様の解決策を適用することができる。
能動スイッチ３００がオフ、つまり遮断状態にあるときは、第１の導電端子２５６と第２導電端子２５７の間に電流が流れない。
逆に、能動スイッチ３００がオンのとき、すなわち飽和状態のときには、第１の導電端子２５６と第２の導電端子２５７の間に電流が自由に流れる。
この２つの状態の間での能動スイッチ３００の切り替えは、制御端子３０５に印加される電気駆動信号によって制御される。
実際には、電気駆動信号の電圧がある閾値以上になると、能動スイッチ３００は飽和状態（オンになり、電流を流すことができる状態）になる。
一方、電気駆動信号の電圧が閾値よりも低い場合、能動スイッチ３００は遮断状態（オフ）となる。
電気駆動信号は、能動スイッチ３００の閾値よりも低い最小電圧値（ゼロの場合もある）と、当該閾値よりも大きい最大値との間で変化する周期的な信号とすることができる。
例えば、電気駆動信号は、矩形波信号とすることができる。
駆動信号の各期間において、電気駆動信号が能動スイッチ３００のターンオン閾値よりも大きい期間をターンオン時間と呼び、電気駆動信号が能動スイッチ３００のターンオン閾値よりも小さい時間帯をターンオフ時間と呼ぶことができる。
最小電圧値から最大電圧値までを通過した電気駆動信号が閾値を超えると、能動スイッチ３００がオンになる、またはオンにされる、という。
一方、最大電圧値から最小電圧値までを通過した電気駆動信号が閾値を下回ると、能動スイッチ３００がオフになる、またはオフにされる、という。
能動スイッチ３００の電気駆動信号は、図５に６００で示された特別なコントローラによって生成することができ、このコントローラは、電気信号を伝送することができる任意のシステム（無線も可）を介して、能動スイッチ３００の制御端子３０５に適切に接続することができる。
コントローラ６００は、電気駆動信号を生成し、場合によってはその１または複数の特性、例えばターンオン時間およびターンオフ時間を、期間を一定に保つか、または変化させることができる任意の電気／電子デバイスとすることができる。
それぞれのドライバ（図示せず）は、コントローラ６００に関連付けることができ、すなわち、コントローラ６００によって生成された駆動信号を受信し、それを適切に増幅し、最終的に能動スイッチ３００に印加するように適合された電気／電子デバイスであってもよい。
能動スイッチ３００は、理想的なダイオードをシミュレートするように、コントローラ６００によって駆動することができる。
実際には、コントローラ６００は、二次回路電圧、すなわち第１の端子２５６（例えばＭＯＳＦＥＴドレイン上）の電気電圧が０Ｖを下回ったときに能動スイッチ３００をオンにし、能動スイッチ１８０のオフに実質的に同期してオフにするように、あるいはどのような場合でも電流が略ゼロになったときにオフにするように、較正された駆動信号を生成して、負荷１１０に伝達される電力を最大化するように構成することができる。
図６は、能動スイッチ１８０の第１の導電端子１８５（例えばＭＯＳＦＥＴのドレイン上）の電圧ＶＤと、制御端子１９５に印加される相対駆動信号ＶＧの波形を、能動スイッチ３００の第１の導電端子２５６（例えばＭＯＳＦＥＴのドレイン上）の電圧ＶＤと、制御端子３０５に印加される相対駆動信号ＶＧの波形とで比較したものである。
この回路では、電圧ＶＤの波形が、古典的なＥ、Ｆなどの回路の波形とは異なることがわかる。なぜなら、電圧波形ＶＤの第１の部分は、二次回路の電圧ＶＤもゼロではなく、一次回路の電圧ＶＤが直接派生する部分であるが、二次回路の電圧ＶＤがキャンセルされる瞬間には、電圧ＶＤの微分係数に不連続性があるからである。
一般的に、ダイオードの代わりに能動整流スイッチ３００を使用することで、より高い周波数、例えばＭＨｚ、数十ＭＨｚ、数百ＭＨｚでの動作が可能になり、一般的には静的損失を低減することができる。
Ｎ型やＧａＮ型のＭＯＳＦＥＴトランジスタを使う例では、実際にチャネル抵抗を低くすることができるので、ダイオードに比べて損失を抑えることができる。
能動スイッチ３００を使用することのもう一つの重要な利点は、最大の電力伝達を保証する瞬間に一定の遅れをもって能動スイッチ３００をオフにすることができること、すなわち、一次回路に配置された能動スイッチ１８０のオフの瞬間に一定の遅れをもって能動スイッチ３００をオフにすることができることにより、制御の自由度がさらに高まることである。
図７に示すように、能動スイッチ３００をオフにする瞬間を能動スイッチ１８０に対して遅らせることで、従来よりも低い電圧ＶＤのピークが得られ、これにより負荷に伝達される電力が少なくなる。
能動スイッチ３００が常にオンの状態、すなわち駆動信号の周期と等しいターンオン時間（例えば１００％のデューティサイクル）を持つ極端なケースでは、エネルギーは負荷に伝達されず、回路には無効電流が流れるだけとなる。
その結果、負荷１１０に最大のエネルギーを伝達する状態（能動スイッチ１８０と３００の両方を同時にオフにする）と、負荷に電力を伝達しない状態（能動スイッチ３００を常にオンにする）の間には、能動スイッチ３００をオンにするポイントが無限に存在し、これを選択することで、負荷に伝達される電力を連続的に調整することができる。
実際には、能動スイッチ３００のターンオフ遅延がゼロであれば、２つの能動スイッチ１８０と３００は同時にオフになり、電気負荷１１０に伝達されるエネルギーは最大となる。
能動スイッチ３００のターンオフ遅延を増加させることにより、電気負荷に伝達されるエネルギーは徐々に減少する。
伝達エネルギーの最小値はゼロに等しく、遅延時間が非常に長く、能動スイッチ３００のターンオン時間が駆動信号の周期（１００％のデューティサイクル）に等しい場合、または能動スイッチが常にオンのままである場合に到達する。
このようにして、能動スイッチ３００のターンオフの瞬間は、負荷１１０の電圧、電流または電力を制御するために効果的に利用できる自由度となる。
例えば、出力電圧を調整するために、能動スイッチ１８０に対する能動スイッチ３００のターンオフ遅延をフィードバックすることが、単純かつ高速で信頼性の高い方法で、一次回路と二次回路の間に直接フィードバックすることなく、したがって低コストで行うことが有利に可能である。
実際には、コントローラ６００は、電気負荷、例えば第１の出力端子１６５に印加される電圧の値を測定し、測定された値と前記電気電圧の所望の値との間の差を最小化、例えばキャンセルするように、能動スイッチ３００をオフにする際の遅延を変化させるように構成することができる。
第１出力端子１６５に印加される電圧の実測値は、単純な電気的接続を介してコントローラ６００が測定することができ、一方、負荷に印加されるべき所望の値は、電気負荷１００自身からコントローラ６００に直接供給される情報とすることができる。
このようにして、電気負荷１１０で必要とされる電力が少ないときに、第２のコントローラ６００が能動スイッチ３００をオフにするのを遅らせ、電気負荷１１０にかかる電圧とそれに伝達される電力を低減するように構成された２次回路のフィードバック制御ループを実現することが可能である。
図７から推測できる２つ目の電気的効果は、能動スイッチ１８０のターンオン時間（したがって、回路内の平均エネルギー）が同じでも、能動スイッチ３００のターンオンが遅れると、ピーク電圧ＶＤが上昇するという事実である。
この２つ目の効果は、電気負荷１１０の電流を減らすことで、回路内の平均無効エネルギーが増加し、一次回路のピーク電圧が高くなるという事実によって明確に説明できる。
この第２の電気的効果は、一次回路と二次回路の間に追加の通信回路（例えば、一次回路と二次回路の間で情報を伝達する光アイソレータやデジタルまたはアナログの容量性アイソレータ）を使用することなく、電気負荷１１０に必要なより低い電力需要の情報を一次回路に伝達するために効果的に利用することができる。
実際、コントローラ６００が、電気負荷１１０による電力需要の低下に対処するために能動スイッチ６００をオフにする際の遅延時間を長くすると、一次回路は、それに対応してピーク電圧ＶＤが上昇することになる．
この電圧ピークＶＤは、能動スイッチ１８０のターンオン時間を調整するためのフィードバック信号として使用することができる。
実際には、第１のコントローラ５００は、能動スイッチ１８０に印加される電圧のピーク値、例えば第１能動スイッチ１８０自体の第１の導電端子１８５に印加される電圧のピーク値を測定し、当該電圧のピークの測定値と所望の値との差を最小化、例えばキャンセルするように、第１能動スイッチ１８０のターンオン時間を変化させるように構成することができる。
電圧ＶＤのピーク値は、例えばピーク検出器（ダイオードやキャパシタンスなど）を用いて、コントローラ５００によって容易に測定可能であり、一方、当該電圧ピークの所望の値は、設計パラメータとすることができる。
このようにして、能動スイッチ１８０のターンオン時間を変化させることでピーク電圧ＶＤを一定に保つ、一次側回路の追加フィードバック制御ループを実現することができる。
電圧ＶＤは、電気負荷１１０に伝達される有効電力に対して無効電力が大きい場合に増加する傾向があるので、このさらなるフィードバックループは、負荷１１０が吸収する有効電力が少ない場合に、能動スイッチ１８０のターンオン時間を短縮する傾向がある。
この制御システムでは、一次側と二次側の回路間に光アイソレータやその他の情報伝達システムが不要となる。これらの情報伝達システムは、一般的に（認証目的に必要な最小絶縁距離のために）かさばり、コストがかかり、信頼性に欠けるが、（二次側回路のフィードバックループによる）高いダイナミクスと（一次回路のフィードバックループによる）コントローラの高い効率性を確保する。
実際、一次回路のフィードバックループは、電気負荷１１０に供給するために必要な最小限のエネルギーを常に維持しており、二次コントローラ６００が可能な限り最小の遅延（したがって、負荷の有効エネルギーと無効エネルギーの間の可能な限り最大の比率）で動作するようになっている。
この調整システムのさらなる利点は、従来の技術（例えばパルス列に基づくもの）よりもはるかに効率的に軽負荷状態を管理でき、放射および伝導エミッションの問題が少ないことである（従来の技術では一般的に低周波高調波が発生するため、小型フィルタでのフィルタリングが困難になる）。
このタイプの制御システムは、一次側スイッチのターンオフ時間は略一定（回路エネルギーに応じて動作ドレイン電圧の形状が変化することによるわずかな変動を除く）であるのに対し、一次側スイッチのターンオン時間は負荷が必要とするエネルギーに応じて大きく変化するため、実質的に周波数が可変であることに留意する必要がある。
上述したように、上述したコンバータ１４５の共振回路２００は、ターンオンフェーズ、すなわち能動スイッチ１８０が遮断状態（オフ）から飽和状態（オン）に切り替わる間に実質的にＺＶＳおよびＺＣＳの遷移を有し、ターンオフフェーズ、すなわち能動スイッチ１８０が飽和状態（オン）から再び遮断状態（オフ）に切り替わる間にも実質的にＺＶＳの遷移を有するため、有用な共振を保証することができる。
具体的には、ＺＶＳおよびＺＣＳの状態は、回路の単純な調整によって保証することができ、さらに好適には、スイッチ１８０および３００のターンオンおよびターンオフの瞬間を動的に変化させるのに有用な、第１の導電端子（例えば、ＭＯＳＦＥＴのドレイン）における電圧および／または電流の測定により実施することができる。
具体的には、ドレイン電圧がキャンセルされる瞬間の検出に基づいて、スイッチ１８０および３００のターンオンの瞬間をアクティブに制御するシステムは、システムの動作条件の幅広い変動（例えば、負荷や入力電圧の変動）において高い効率を確保するために特に有用である。
要するに、ターンオフ時間はシステムの動作条件に応じて弱く可変であり、ターンオンの瞬間は、スイッチ１８０と３００のドレイン電圧がキャンセルされる瞬間を検出する適切な回路によって積極的に制御されることが好ましい。
ターンオンの瞬間を起点として算出される第１のスイッチ１８０のターンオン時間は、システムにおける最小の無効エネルギーを確保するために、第１のスイッチ１８０自体のドレインピーク電圧に応じて一次回路で制御されることが好ましい。
その代わり、第２のスイッチ３００のターンオン時間は、電気負荷１１０の出力電圧を効果的に調整するために、第１のスイッチ１８０がオフになる瞬間に対して遅延を保証するように計算されることが好ましい。
この回路の動作は、能動スイッチ１８０に流れる電流ＩＤが、同じ能動スイッチ１８０がオフになる瞬間に正確に最大値に達することで特徴づけることができる。
オンとオフの間の遷移では、能動スイッチ１８０の抵抗値の変化が有限の時間で起こる。
例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのような高速の能動スイッチの場合、適切に駆動されたスイッチは、ｎｓ、数十ｎｓ、数百ｎｓの時間でオンからオフになる。
この有限の過渡時間の間に、能動スイッチ１８０の抵抗が徐々に増加し、同時に電流も比例して減少するため、ＺＶＳ移行条件では緩和されない損失ピークが発生する。
この散逸ピークを低減するために、図９に示すようにコンバータ１４５を変更すること、すなわち、中間電気ノード２０２を第１の共振キャパシタンス２２０の第１の端子２２１に接続する電気分岐２２５に沿って配置される、好ましくは小さなインダクタンス値を有する第３の共振インダクタ２８０を導入することが可能である。
このようにして、第３の共振インダクタ２８０は、第１の共振キャパシタンス２２０と直列に一次回路に配置される。
この第３の共振インダクタ２８０は、回路の全体的な共振周波数の計算に入り、回路の合計インダクタンスは変化しないままである。つまり、回路の所定の共振周波数に対して、第３の共振インダクタ２８０のインダクタンス値を大きくすると、第１の共振インダクタ２１５および／または第２の共振インダクタ２３５のインダクタンス値が対応して小さくなり、寸法をほぼ一定に保つことができる。
第３の共振インダクタ２８０によって与えられる利点は、基本周波数よりも高い周波数を有する回路のさらなる共振高調波を導入することにあり、この共振高調波は、ターンオフ時間中に、中間電気ノード２０２、ひいては能動スイッチ１８０の第１の端子１８５（例えば、ＭＯＳＦＥＴのドレイン）において電圧振動ＶＤを伴う。
この追加の高調波は、ターンオン時に能動スイッチ１８０を流れる電流ＩＤにも振動を与える。
駆動信号ＶＧに応じて、電圧ＶＤと電流ＩＤがどのように推移するかを図９に示す。
電圧ＶＤの振動は、基本周波数よりも高い周波数であるため、ハイパスフィルタとして機能する容量性バリアをより容易に通過させることができ、電気負荷１１０に伝達される電力を少なくともわずかに増加させるのに有効である。
能動スイッチ１８０のターンオン時間中の電流ＩＤの振動は、ターンオンフェーズでの動的損失を低減するために極めて有用である。
実際、電流ＩＤの発振期間がスイッチ１８０のターンオン期間の約数となるように第３の共振インダクタ２８０を選択すると、瞬間的なターンオフ電流を最小化することができ、その結果、回路をゼロ電流スイッチングに近い状態にするか、あるいはいずれにしても電流を強く減少させることができる。
図８は、コンバータ１４５がガルバニック絶縁され、第２の能動スイッチ３００によって整流段が得られる場合の第３の共振インダクタ２８０を示しているが、第３の共振インダクタ２８０は、図３の非絶縁の場合および／または単純なダイオードによる整流の場合にも使用できることを除外していないことに留意すべきである。
上述した回路のさらなる発展形が、図１０に示されており、コンバータ１４５が、例えば、第１の中間電気ノード２０２と接続される第１の端子２８６と、第２の入力端子１５５と接続された第２の端子１８７とを有するか、または一次回路基準電圧２０４と接続される、能動スイッチ１８０と並列の第１のタンクキャパシタンス２８５をさらに含むことができることを提供する。
追加的にまたは代替的に、コンバータ１４５は、例えば、第２の中間電気ノード２０６に接続された第１の端子２９１と、第２の出力端子１７０に接続された第２端子２９２とを有する、第３の電気分岐２０７と並列に、またはダイオード２５５と並列に、または第２の能動スイッチ３００と並列に、第２のタンクキャパシタンス２９０を構成することができる。
タンクキャパシタンス２８５および／または２９０は、回路の調整を実現し、能動スイッチ１８０をオンにする瞬間の電圧微分を最小化するのに役立ち、電流の急激な変動に関連する動的なターンオン損失を低減することが保証される。
さらに、これらのタンクキャパシタンス２８５および／または２９０は、スイッチや部品の公差、特にスイッチやインダクタンスの渦電流に対して回路をより鈍感にすることができるというプラスの効果がある。
さらに、タンクキャパシタンス２８５および／または２９０は、回路の共振周波数を下げる。
最後に、タンクキャパシタンス２８５および／または２９０は、特定の電圧または電力条件（例えば、入力電圧が高く、負荷に伝達される電力が低い条件）でのみ、追加のスイッチを介して直列に接続し、負荷に伝達される電力を単純に低減することができる。
また、この場合、図１０には、コンバータ１４５がガルバニック絶縁され、第２の能動スイッチ３００によって整流段が得られる場合のタンクキャパシタンス２８５および２９０が示されているが、図３の非絶縁の場合および／または単純なダイオードによって整流される場合にも、同じタンクキャパシタンス２８５および／または２９０を使用できることは排除されない。
電気負荷１１０に伝達される電力を増加させるために、上述したコンバータ１４５のすべての変形例は、大きな概念的な変化なしに多相構成にすることができる。
実際には、波動発生器１７５に実質的に類似した更なる波動発生器回路を、第２の共振キャパシタンス２４０の第２の端子２４２に接続することが可能である。
２つの波動発生器１７５の能動スイッチ１８０は、それぞれの駆動信号によって制御することができ、同じ周波数でオン／オフするが、互いに同位相ではないように、すなわち、能動スイッチ１８０が常に同時にオン／オフされるのではなく、各動作期間内に、能動スイッチ１８０がオンしている間に他の能動スイッチ１８０がオフしている時間、およびその逆の時間が少なくともわずかに存在するようにすることができる。
このように、このタイムスパン、すなわち２つの能動スイッチ１８０の駆動信号間の位相シフトを適切に調整することで、同じ電源電圧で電気負荷１１０に伝達される電力を増加させることが有利に可能となる。
また、電気負荷１１０に伝達すべき電力レベルが特に高い場合には、２つの能動スイッチ１８０の間を逆位相の駆動信号で制御し、一方の能動スイッチ１８０がオンのときには他方が常にオフになり、その逆も同様で、プッシュプル型の動作を得ることができる。
最後に、すべての図示された実施形態において、２つの共振キャパシタンス２２０および２４０は、離散的なキャパシタンス、すなわち、一次回路に接続される第１の端子と二次回路に接続される第２の端子からなる分離不可能な構成要素であってもよいことを指摘しておくべきである。
このようにして、システム１００は、隔離された電力供給装置のように、ユニークで分離できない装置の形で作ることができる。
他の実施形態では、各共振キャパシタンス２２０および２４０は、しかしながら、一次回路に接続された送信アーマチュアと二次回路に接続された受信アーマチュアのうち、相互に分離可能な一対のアーマチュアによって作られてもよい。
同時に、誘導結合された共振インダクタ２１５と２３５は、それぞれ、無線送信用のコイル（例えばアンテナ）と、電力の無線受信用のコイル（例えばアンテナ）によって構成されてもよい。
このようにして、コンバータ１４５の一次回路を第１のデバイスに設置し、二次回路を第１のデバイスに対して物理的に分離して移動可能（着脱可能）な第２のデバイスに設置することで、ワイヤレスハイブリッド静電容量・誘導型電力伝送システムを実現することができる。
例えば、第１のデバイスは充電ベースとして構成され、第２のデバイスはスマートフォン、ラップトップ、テレビなどの充電または給電されるデバイスとすることができる。
このように、第２のデバイスを第１のデバイスに適切に近づけることで、各送電アーマチュアを対応する受電アーマチュアに接近・対向させて共振キャパシタンス２２０、２４０を再構成するとともに、共振インダクタ２１５、２３５を接近させて誘導結合を再構成することが可能となる。
本解決策のさらなる実施形態を図１１に示す。
本実施形態では、共振キャパシタンス２２０および２４０が取り除かれ、これに対応して第１の中間電気ノード２０２と第２の中間電気ノード２０６との間の接続分岐全体が取り除かれている点、および、第１のタンクキャパシタンス２８５および／またはタンクキャパシタンス２９０も共振キャパシタンスとして使用されている点のみが、図１０に示すものと異なる。
このようにして、一次回路と二次回路の間の電気エネルギーの伝達は、第１の共振インダクタンス２１５と第２の共振インダクタンス２３５の間の相互の誘導的な結合を通じて、誘導的にのみ行われる。
このレイアウトは、古典的な変圧器ベースのコンバータに似ているが、実際には、第１の共振インダクタ２１５と第２の共振インダクタ２３５の間の結合係数Ｋの値が低いことや、共振／タンクキャパシタンス２８５および／または２９０の存在が既知の技術とは異なる。
この最後の実施形態によるコンバータ１４５は、転送するエネルギーは少ないものの、従来の回路で得られるものと同様の波形で同等に動作し、高レベルの効率とコンパクトなサイズを実現できることがわかった。
当然ながら本実施形態では、共振・タンクキャパシタンス２８５と２９０の両方が存在することは必ずしも必要ではなく、どちらか一方だけでも存在すれば十分である。
もちろん、この分野の専門家であれば、本明細書に記載されている本発明の範囲を逸脱することなく、技術的に適用可能ないくつかの変更を加えることができる。

Claims (12)

  1. 電気負荷に電力を供給するためのコンバータであって、
    直流又は類似の電圧を直流電圧に印加可能な第１の入力端子及び第２の入力端子と、
    前記電気負荷の両端に接続可能な第１の出力端子及び第２の出力端子と、
    波動発生器と、
    整流段と、
    を備え、
    前記波動発生器が、
    前記第１の入力端子を第１の中間電気ノードに接続する第１の電気分岐と、
    前記第１の中間電気ノードを前記第２の入力端子に接続する第２の電気分岐と、
    前記第２の電気分岐に設置される第１の能動スイッチであって、前記第１の中間電気ノードに接続される第１の導電端子と、前記第２の入力端子に接続される第２の導電端子と、電気駆動信号を受信して、前記第１及び前記第２の導電端子間に電流が流れることを許容する飽和状態と電流が流れないようにする遮断状態の間で前記第１の能動スイッチを切り替える制御端子とを有する第１の能動スイッチと、
    前記第１の能動スイッチが前記遮断状態から前記飽和状態に切り替わる少なくとも瞬間に、前記第１の能動スイッチに印加される電圧及び又は電流を低減させる共振回路と、
    を備え、
    前記整流段が、
    前記第１の出力端子を第２の中間電気ノードに接続する第３の電気分岐と、
    前記第２の中間電気ノードを前記第２の出力端子に接続する第４の電気分岐と、
    該第４の電気分岐に位置するダイオード又は第２の能動スイッチと、
    を備え、
    前記ダイオードが、前記第２の中間電気ノードに接続されるカソードと、前記第２の出力端子に接続されるアノードと、を備え、
    前記第２の能動スイッチが、前記第２の中間電気ノードに接続される第１の導電端子と、前記第２の出力端子に接続される第２の導電端子と、電気駆動信号を受信して、前記第１及び前記第２の導電端子間に電流が流れることを許容する飽和状態と電流が流れないようにする遮断状態の間で前記第２の能動スイッチを切り替える制御端子と、を有し、
    該共振回路が、少なくとも、
    前記第１の電気分岐に設置される第１の共振インダクタであって、前記第１の入力端子に接続される第１の端子と前記第１の中間電気ノードに接続される第２の端子とを有する第１の共振インダクタと、
    前記第３の電気分岐に設置される第２の共振インダクタであって、前記第２の中間電気ノードに接続される第１の端子と前記第１の出力端子に接続される第２の端子とを有する第２の共振インダクタと、
    前記第１の中間電気ノードに接続される第１の端子と、前記第２の中間電気ノードに接続される第２の端子と、を備える第１の共振キャパシタンスと、
    を備え、
    前記第１の共振インダクタ及び前記第２の共振インダクタが、１未満の相互結合係数で誘導結合され、
    前記波動発生器が、前記第１の能動スイッチ以外のスイッチを備えないコンバータ。
  2. 前記第１の共振インダクタと前記第２の共振インダクタの間の前記結合係数が、０．１から０．８の間である請求項１に記載のコンバータ。
  3. 前記第１の共振インダクタと前記第２の共振インダクタの間の前記結合係数が、０．２から０．６の間である請求項２に記載のコンバータ。
  4. 前記第２の出力端子に接続される第１の端子と、前記第２の入力端子に接続される第２の端子と、を有する第２の共振キャパシタンスを備える請求項１から３のいずれか一項に記載のコンバータ。
  5. 前記第１の能動スイッチを周期的にオン／オフするように構成される第１のコントローラを備え、
    該第１のコントローラが、前記第１の能動スイッチの前記第１の導電端子に印加される電圧を測定し、該測定された電圧がキャンセルされた場合に、前記第１の能動スイッチをオンにするように構成される請求項１から４のいずれか一項に記載のコンバータ。
  6. 前記第２の能動スイッチを周期的にオン／オフするように構成される第２のコントローラを備え、
    該第２のコントローラが、前記第２の能動スイッチの前記第１の導電端子に印加される電圧を測定し、該測定された電圧がキャンセルされた場合に、前記第２の能動スイッチをオンにするように構成される請求項５に記載のコンバータ。
  7. 前記第２のコントローラが、期間の継続時間よりも短いターンオン時間の間、前記第２の能動スイッチをオン状態に維持し、前記第１のコントローラが前記第１の能動スイッチをオフにした時点で、又は一定の遅延を伴って、前記第２の能動スイッチをオフにするように構成される請求項６に記載のコンバータ。
  8. 前記第２のコントローラが、前記第１の出力端子に印加される電圧の値を測定し、前記電圧の測定値と目標値との差を最小化するように、前記第２の能動スイッチをオフにする際の遅延を変更するように構成される請求項７に記載のコンバータ。
  9. 前記第１のコントローラが、前記第１の能動スイッチの前記第１の導電端子に印加される電圧のピーク値を測定し、該電圧のピークの測定値と目標値との差を最小化するように、前記第１の能動スイッチのターンオン時間を変更する請求項６または７に記載のコンバータ。
  10. 前記第１の中間電気ノードを、前記第１の共振キャパシタンスの前記第１の端子に接続する電気分岐に沿って配置される第３の共振インダクタを備える請求項１から９のいずれか一項に記載のコンバータ。
  11. 前記ダイオードまたは前記第２の能動スイッチに並列に接続されるタンクキャパシタンスを備える請求項１から１０のいずれか一項に記載のコンバータ。
  12. 前記第１の能動スイッチに並列に接続されるタンクキャパシタンスを備える請求項１から１１のいずれか一項に記載のコンバータ。
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