JP7547855B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ、及びＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法に関する。

ＤＣ／ＤＣコンバータとして、特許文献１に見られるようなＤＡＢ（Dual Active Bridge）方式のＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。ＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの一次側、及び二次側の巻線にリアクトルを介してそれぞれ接続された２つのブリッジ回路と、それらのブリッジ回路にそれぞれ接続された一次側、及び二次側の平滑コンデンサと、を備えている。ＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランス、ブリッジ回路間に設置されるリアクトルにはあまり大きいインダクタンスは必要とされないため、トランスの漏れインダクタンスがリアクトルとして用いられることもある。

特開２０１４－８７１３４号公報

上記のようなＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータでは、リアクトルのインダクタンスが小さい分、他の方式のＤＣ／ＤＣコンバータよりも、起動直後の電流の立ち上がりが早く、起動直後の回路に大電流が流れることがある。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータの構成部品として、起動直後の大電流に耐えられるだけの高い電流耐性を有した高価な部品を採用する必要があり、製造コストの増大を招いている。

本発明は、こうした実情に鑑みてなされたものであって、その解決しようとする課題は、起動直後のＤＣ／ＤＣコンバータに過大な電流が流れ難くすることにある。

上記課題を解決するＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側、及び二次側の２つの巻線を有するトランスと、リアクトルを介して前記一次側の巻線に接続されるブリッジ回路であって、複数のスイッチング素子を有した一次側のブリッジ回路と、リアクトルを介して前記二次側の巻線に接続されるブリッジ回路であって、複数のスイッチング素子を有した二次側のブリッジ回路と、リアクトルを介さずに前記一次側のブリッジ回路に接続された一次側の平滑コンデンサと、リアクトルを介さずに前記二次側のブリッジ回路に接続された二次側の平滑コンデンサと、前記一次側のブリッジ回路の各スイッチング素子、及び前記二次側のブリッジ回路の各スイッチング素子をスイッチングする駆動回路と、を備える。さらに上記ＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記駆動回路は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から既定時間の経過後は既定の定常スイッチング周波数で前記スイッチングを行い、前記既定時間の経過前は前記定常スイッチング周波数よりも高い周波数である起動時スイッチング周波数で前記スイッチングを行う。

また、上記課題を解決するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法は、一次側、及び二次側の２つの巻線を有するトランスと、インダクタを介して前記一次側の巻線に接続されるブリッジ回路であって、複数のスイッチング素子を有した一次側のブリッジ回路と、インダクタを介して前記二次側の巻線に接続されるブリッジ回路であって、複数のスイッチング素子を有した二次側のブリッジ回路と、リアクトルを介さずに前記一次側のブリッジ回路に接続された一次側の平滑コンデンサと、リアクトルを介さずに前記二次側のブリッジ回路に接続された二次側の平滑コンデンサと、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータを制御する方法であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から所定時間の経過後は、既定の定常スイッチング周波数で前記各スイッチング素子のスイッチングを行い、かつ前記所定時間の経過前は、前記定常スイッチング周波数よりも高い周波数である起動時スイッチング周波数で前記スイッチングを行うものである。

上記ＤＣ／ＤＣコンバータ、及びＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法では、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から既定時間が経過するまでの期間は、各スイッチング素子のスイッチングが定常スイッチング周波数よりも高い起動時スイッチング周波数で行われるため、起動直後のトランス等に流れる電流が抑えられる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動直後に過大な電流が流れ難くなる。

ここで、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から前記既定時間が経過する直前の前記各スイッチング素子のスイッチングパターンを第１のスイッチングパターンとする。このとき、上記ＤＣ／ＤＣコンバータにおける駆動回路は、前記既定時間の経過後、第２のスイッチングパターン、前記第１のスイッチングパターンの順でスイッチングパターンを交互に切替えるものであるとよい。さらに、同駆動回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動直後のスイッチングパターンを前記第１のスイッチングパターンとするものであるとよい。また、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法においては、前記既定時間の経過後は、第２のスイッチングパターン、前記第１のスイッチングパターンの順でスイッチングパターンを交互に切替えるとよい。さらに、同制御方法において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動直後のスイッチングパターンを前記第１のスイッチングパターンとするとよい。

本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動直後に過大な電流が流れ難くなる。

ＤＣ／ＤＣコンバータの一実施形態の電気回路図。 同ＤＣ／ＤＣコンバータの動作中の、（ａ）～（ｄ）は各スイッチング素子の駆動信号の推移を、（ｅ）、（ｆ）は各ブリッジ回路の接続点間電圧の推移を、それぞれ示すタイムチャート。 位相差φを０°として同ＤＣ／ＤＣコンバータを定常動作させているときの、（ａ）～（ｄ）は各スイッチング素子の駆動信号の推移を、（ｅ）はトランス電流の推移を、それぞれ示すタイムチャート。 上記実施形態と電気回路構成が同じＤＣ／ＤＣコンバータの比較例において起動直後に定常動作を開始した場合の起動前後の期間における、（ａ）～（ｄ）は各スイッチング素子の駆動信号の推移を、（ｅ）はトランス電流の推移を、それぞれ示すタイムチャート。 上記実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの起動前後の期間における、（ａ）～（ｄ）は各スイッチング素子の駆動信号の推移を、（ｅ）はトランス電流の推移を、それぞれ示すタイムチャート。 上記実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の起動前後の期間における、（ａ）～（ｄ）は各スイッチング素子の駆動信号の推移を、（ｅ）はトランス電流の推移を、それぞれ示すタイムチャート。 上記実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの別の変形例の起動前後の期間における、（ａ）～（ｄ）は各スイッチング素子の駆動信号の推移を、（ｅ）はトランス電流の推移を、それぞれ示すタイムチャート。

以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ、及びその制御方法の一実施形態を、図１～図７を参照して詳細に説明する。本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＡＢ方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。

図１に示すように、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、２つの直流電源Ｅ１，Ｅ２の間で双方向の電力変換を行うものとして構成されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、一次側の巻線Ｎ１と二次側の巻線Ｎ２とを有したトランスＴＲと、一次側、及び二次側のブリッジ回路Ｂ１，Ｂ２と、一次側及び二次側の平滑コンデンサＣ１、Ｃ２と、を有している。

一次側のブリッジ回路Ｂ１は、並列接続された第１レグ１１と第２レグ１２とを有する。第１レグ１１は、直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有する。第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続点Ｐ１は、インダクタＬ１を介してトランスＴＲの一次側の巻線Ｎ１の一端に接続されている。第２レグ１２は、直列に接続された第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を有する。第３のスイッチング素子Ｑ３と第４のスイッチング素子Ｑ４との接続点Ｐ２は、トランスＴＲの一次側の巻線Ｎ１の他端に接続されている。また、一次側の平滑コンデンサＣ１は、一次側のブリッジ回路Ｂ１における第１レグ１１及び第２レグ１２と並列に接続されている。

二次側のブリッジ回路Ｂ２は、並列接続された第３レグ２１と第４レグ２２とを有する。第３レグ２１は、直列接続された第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を有する。第５のスイッチング素子Ｑ５と第６のスイッチング素子Ｑ６との接続点Ｐ３は、インダクタＬ２を介してトランスＴＲの二次側の巻線Ｎ２の一端に接続されている。第４レグ２２は、直列接続された第７及び第８のスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を有する。第７のスイッチング素子Ｑ７と第８のスイッチング素子Ｑ８との接続点Ｐ４は、トランスＴＲの二次側の巻線Ｎ２の他端に接続されている。また、二次側の平滑コンデンサＣ２は、二次側のブリッジ回路Ｂ２における第３レグ２１及び第４レグ２２と並列に接続されている。

第１及び第２のブリッジ回路Ｂ1，Ｂ２における各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８はそれぞれ、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等からなっている。なお、こうしたＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１０では、一次側、二次側の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２がそれぞれ、リアクトルを介さずに一次側、二次側のブリッジ回路Ｂ1，Ｂ２に接続されている。また、こうしたＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１０では、巻線Ｎ１，Ｎ２とブリッジ回路Ｂ1，Ｂ２との間に介設されるインダクタＬ１，Ｌ２にあまり大きいインダクタンスを持たせる必要はない。そのため、トランスＴＲの漏れインダクタンスをインダクタＬ１，Ｌ２として用いることも可能である。

さらにＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、一次側及び二次側のブリッジ回路Ｂ1，Ｂ２の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８を駆動する駆動回路３０を備えている。駆動回路３０は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のそれぞれにパルス状の駆動信号を出力することで、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８を駆動している。

次に、図２を参照して、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電力変換動作を説明する。図２（ａ）～（ｄ）は、直流電源Ｅ１から直流電源Ｅ２へと電力を流す場合の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動信号の推移を示している。また、図２（ｅ）は、上記場合における、一次側のブリッジ回路Ｂ１の接続点Ｐ１，Ｐ２間の電圧である一次側の交流電圧ＶＡの推移を、図２（ｆ）は、二次側のブリッジ回路Ｂ２の接続点Ｐ３，Ｐ４間の電圧である二次側の交流電圧ＶＢの推移を、それぞれ示している。なお、図２、及び後述の図３～図７におけるスイッチング素子の駆動信号の波形は、各ブリッジ回路Ｂ１，Ｂ２におけるスイッチング素子のオン、オフ切替え時に設定されるデッドタイムを省略したかたちで示されている。

このときの駆動回路３０は、図２（ａ）～（ｄ）に示す態様で一次側、及び二次側のブリッジ回路Ｂ1，Ｂ２の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８を駆動する。すなわち、駆動回路３０は、一次側のブリッジ回路Ｂ１の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングを、同周期、かつ同位相で行う。

また、駆動回路３０は、二次側のブリッジ回路Ｂ２の各スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチングを、一次側のブリッジ回路Ｂ１の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と同じ周期で行う。ただし、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がオンのときにはオフとなり、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がオフのときにはオンとなるように駆動される。

さらに、駆動回路３０は、一次側のブリッジ回路Ｂ１の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に対して、位相差φ分の遅れをもって二次側のブリッジ回路Ｂ２の各スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を駆動する。その結果、二次側の交流電圧ＶＢには、一次側の交流電圧ＶＡに対して位相差φ分の遅れが生じて、直流電源Ｅ１から直流電源Ｅ２へと電力が流れる。直流電源Ｅ１から直流電源Ｅ２に流れる電力は、位相差φが０°のときには０となり、位相差φが９０°のときには最大となる。なお、図２の場合とは逆に、一次側のブリッジ回路Ｂ１の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング周期の位相を二次側のブリッジ回路Ｂ２の各スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチング周期の位相よりも遅らせれば、直流電源Ｅ２から直流電源Ｅ１に向けて電力が流れる。このようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０では、一次側、二次側のブリッジ回路Ｂ1，Ｂ２間のスイッチング周期の位相差φにより、直流電源Ｅ１，Ｅ２間を流れる電力の大きさ、及び電力の方向が変化する。こうしたＤＣ／ＤＣコンバータ１０において駆動回路３０は、外部からの指令に応じて位相差φを変化させることで、直流電源Ｅ１，Ｅ２間を流れる電力の大きさ、及び電力の方向を制御している。

駆動回路３０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動から既定時間の経過後は、上記のような各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを一定の周波数で行っている。以下の説明では、このときのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングの周波数を定常スイッチング周波数Ｆａと記載する。また、以下の説明では、こうした定常スイッチング周波数Ｆａでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを、定常駆動と記載する。

図３（ａ）～（ｄ）は、位相差φを０°としたＤＣ／ＤＣコンバータ１０の定常駆動を継続しているときの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動信号の推移を、図３（ｅ）はトランス電流ｉＴの推移を、それぞれ示している。以下の説明では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８をオンとする一方でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７をオフとするスイッチングのパターンを第１のスイッチングパターンＡと記載する。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８をオフとする一方でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７をオンするスイッチングパターンを第２のスイッチングパターンＢと記載する。位相差φを０°としたＤＣ／ＤＣコンバータ１０の定常駆動中には、第１のスイッチングパターンＡと第２のスイッチングパターンＢとが交互に切替えられる。

図３（ｅ）に示すように、トランス電流ｉＴは、第１のスイッチングパターンＡでの駆動期間には時間の経過とともにプラス方向に変化していき、第２のスイッチングパターンＢでの駆動期間には時間の経過とともにマイナス方向に次第に変化していく。その結果、位相差φを０°とした定常駆動中のトランス電流ｉＴは、０［Ａ］を中心とした一定の振幅Ｉａでの増減を繰り返す。すなわち、このときのトランス電流ｉＴは、下限を「－Ｉａ／２」とし、上限を「Ｉａ／２」とした範囲において増減を繰り返す。よって、このときのトランス電流ｉＴの絶対値の最大値は「Ｉａ／２」となる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動時に駆動回路３０は、位相差φを０°として一次側、二次側の回路間に流れる電力を０とした状態で各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動を開始する。しかしながら、下記のように、起動直後から定常駆動を開始すると、トランスＴＲ等に過大な電流が流れる虞がある。

図４（ａ）～（ｄ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後から位相差φを０°とした定常駆動を開始した場合の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動信号の推移を、（ｅ）はそのときのトランス電流ｉＴの推移を、それぞれ示している。図４に示すように、この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を起動した時刻ｔ０から、スイッチング周波数を定常スイッチング周波数Ｆａとした状態で各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングが開始される。このときにも、トランス電流ｉＴは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングの開始後、一定の振幅Ｉａでの増減を繰り返す。

ただし、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が停止している時刻ｔ０以前のトランス電流ｉＴは０［Ａ］となっている。よって、図４（ｅ）に示すように、起動後の最初の第１のスイッチングパターンＡでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動期間には、トランス電流ｉＴのプラス方向への変化が０Ａから開始される。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後のトランス電流ｉＴは、下限を０、上限をＩａとした範囲で増減を繰り返す。ちなみに、上記態様での各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動を継続すれば、トランス電流ｉＴの振幅中心が次第に０［Ａ］に近づいていき、やがては図３（ｅ）に示す状態に移行する。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後には、トランス電流ｉＴの絶対値の最大値が「Ｉａ」となり、図３の場合の２倍となる。

これに対して、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０では、起動時のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動を下記の態様で行うことで、起動直後の回路に過大な電流が流れる状況になり難くしている。

図５に、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０における起動前後の駆動態様を示す。なお、図５（ａ）～（ｄ）は、起動前後の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動信号の推移を、図５（ｅ）は起動前後のトランス電流ｉＴの推移を、それぞれ示している。本実施形態の場合にも、時刻ｔ０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後には、第１のスイッチングパターンＡで各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８が駆動される。ただし、駆動回路３０は、時刻ｔ０からの最初の第１のスイッチングパターンＡでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動を、定常スイッチング周波数Ｆａよりも高い周波数である起動時スイッチング周波数Ｆｂで行っている。以下の説明では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後における、定常スイッチング周波数Ｆａよりも高い周波数での各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動を起動時駆動と記載する。本実施形態では、起動時駆動において、第１のスイッチングパターンＡでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを１回だけ行っている。すなわち、本実施形態では、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチング周期の半周期分の期間、起動時駆動を行っている。

時刻ｔ１に起動時駆動を終了すると、駆動回路３０は、スイッチング周波数を定常スイッチング周波数Ｆａに変更した上で、第２のスイッチングパターンＢ、第１のスイッチングパターンＡの順でスイッチングパターンを交互に切替える。すなわち、時刻ｔ１から定常駆動を開始している。

なお、本実施形態では、時刻ｔ０からの第１のスイッチングパターンＡによるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチング後、トランス電流ｉＴが「Ｉａ／２」に達した時点で定常駆動を開始するように、起動時スイッチング周波数Ｆｂを設定している。このように設定された起動時スイッチング周波数Ｆｂの値は、定常スイッチング周波数Ｆａの２倍よりも若干大きい値となる。

こうした本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングが、定常スイッチング周波数Ｆａよりも高い起動時スイッチング周波数Ｆｂで行われる。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後の、第１のスイッチングパターンＡでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングが行われている期間のトランス電流ｉＴのプラス方向への変化量が「Ｉａ」よりも小さくなる。さらに、本実施形態では、上記期間におけるトランス電流ｉＴのプラス方向への変化量が「Ｉａ／２」となるように起動時スイッチング周波数Ｆｂを設定している。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後からトランス電流ｉＴが、下限を「－Ｉａ／２」とし、上限を「Ｉａ／２」とした範囲内で増減を繰り返すようになる。

以上説明した本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０、及びその制御方法によれば、以下の効果を奏することができる。
（１）ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動から既定時間の経過後は定常スイッチング周波数Ｆａで各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを行い、既定時間の経過前は定常スイッチング周波数Ｆａよりも高い周波数である起動時スイッチング周波数Ｆｂで各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを行っている。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後のトランス電流ｉＴの増大が抑えられて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後に過大な電流が流れ難くなる。

（２）起動直後の回路に流れる電流が抑えられる分、電流耐性が高くて高価な部品をＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成部品として採用する必要がなくなる。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の製造コストが抑えられる。

（３）起動時スイッチング周波数Ｆｂで各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを行ったときのトランス電流ｉＴの振幅が、定常スイッチング周波数Ｆａで各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを行ったときのトランス電流ｉＴの振幅の半分となるように、起動時スイッチング周波数Ｆｂの値を設定している。そのため、定常駆動の開始直後より、トランス電流ｉＴが０［Ａ］を中心として増減を繰り返すようになる。したがって、定常駆動開始後のトランス電流ｉＴの変化範囲が想定の範囲を逸脱し難くなる。

本実施形態は、以下のように変更して実施することができる。本実施形態及び以下の変更例は、技術的に矛盾しない範囲で互いに組み合わせて実施することができる。
〇第１のスイッチングパターンＡ、及び第２のスイッチングパターンＢにおける各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の状態が、上記実施形態の場合とは逆の状態となるようにしてもよい。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８をオフとする一方でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７をオンとするスイッチングパターンを第１のスイッチングパターンとする。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８をオンとする一方でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７をオフとするスイッチングパターンを第２のスイッチングパターンＢとする。

〇上記実施形態では、起動時スイッチング周波数Ｆｂで各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを行ったときのトランス電流ｉＴの振幅が、定常スイッチング周波数Ｆａで各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを行ったときのトランス電流ｉＴの振幅の半分となるように起動時スイッチング周波数Ｆｂを設定している。これに限らず、定常スイッチング周波数Ｆａよりも高い周波数に起動時スイッチング周波数Ｆｂが設定されていれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後のトランス電流ｉＴの増加を抑えられる。

〇上記実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後の起動時スイッチング周波数Ｆｂでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを半周期分行っていた。例えば図６に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後の起動時スイッチング周波数Ｆｂでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングをより長い期間行うようにしてもよい。図６（ａ）～（ｄ）には、こうした場合の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動信号の推移が、図６（ｅ）には、こうした場合トランス電流ｉＴの推移が、それぞれ示されている。図６の例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後に、起動時スイッチング周波数Ｆｂでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを１周期半分行った後、定常スイッチング周波数Ｆａでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを開始している。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が起動した時刻ｔ０から起動時スイッチング周波数Ｆｂでの各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングが１周期半分行われた時刻ｔ２までの期間が、起動時駆動が行われる期間となる。図６（ｅ）に示すように、こうした場合にも起動直後のトランス電流ｉＴの増加が抑えられる。

〇例えば図７に示すように、起動時駆動において、スイッチング周波数を段階的に変化させるようにしてもよい。図７（ａ）～（ｄ）には、こうした場合の起動前後の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動信号の推移が、図７（ｅ）には、こうした場合の起動前後のトランス電流ｉＴの推移が、それぞれ示されている。図７の例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が起動した時刻ｔ０からその後に２周期半分のスイッチングが終了した時刻ｔ３までの期間に、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチング周波数を、定常スイッチング周波数Ｆａよりも高い周波数となる範囲内で段階的に低くしている。

〇起動時駆動を行う期間は適宜変更してもよい。なお、起動直後のＤＣ／ＤＣコンバータ１０に過大な電流が流れ難くするには、起動時駆動から定常駆動への移行直後のトランス電流ｉＴの振幅中心が０［Ａ］に近い値となるように起動時駆動を行う期間を設定することが望ましい。そして、そのためには、起動時駆動において各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングがＮ周期半分行われるように起動時駆動を行う期間を設定することが望ましい。なお、ここでの「Ｎ」は任意の自然数を示している。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングが、第１のスイッチングパターンＡと第２のスイッチングパターンＢとの２つのパターンを交互に切替えることで行われる場合を考える。起動時駆動においてＮ周期半分のスイッチングを行い、かつ起動時駆動から定常駆動に移行する直前のスイッチングパターンが第１のスイッチングパターンＡであるとする。そうした場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の起動直後のスイッチングパターンが第１のスイッチングパターンＡであれば、起動時駆動においてＮ周期半分のスイッチングが行われることになる。

〇ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、第１のスイッチングパターンＡ、及び第２のスイッチングパターンＢの２つのスイッチングパターンを交互に切替えるように各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のスイッチングを行うことで動作するように構成されていた。３つ以上のスイッチングパターンを周期的に切替えて動作するように構成されたＤＣ／ＤＣコンバータでも、その起動から既定時間が経過するまでの期間に、同既定時間の経過後よりも高い周波数でスイッチングを行うようにすれば、過大な電流が起動直後に流れ難くなる。

上記実施形態及びその変形例から把握される技術的思想、及びその作用効果を以下に記載する。
（イ）前記駆動回路は、前記一次側のブリッジ回路の各スイッチング素子のスイッチング周期に対する前記二次側のブリッジ回路の各スイッチング素子のスイッチング周期の位相差を０とした状態で前記起動時駆動を行い、かつ前記位相差を０とした状態で前記定常駆動を開始する請求項１又は請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

（ロ）前記起動時駆動は、前記一次側のブリッジ回路の各スイッチング素子のスイッチング周期に対する前記二次側のブリッジ回路の各スイッチング素子のスイッチング周期の位相差を０とした状態で行われ、かつ前記定常駆動は、前記位相差を０とした状態で開始される請求項３又は請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。

上記（イ）のＤＣ／ＤＣコンバータ、及び上記（ロ）のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から定常駆動の開始までの期間には、一次側、二次側のブリッジ回路間に流れる電力が０となる。そのため、起動直後の動作が不安定な期間にＤＣ／ＤＣコンバータを通じて意図しない電力の流通が生じ難くなる。

１０…ＤＣ／ＤＣコンバータ、３０…駆動回路、Ｂ１…一次側のブリッジ回路、Ｂ２…二次側のブリッジ回路、Ｃ１…一次側の平滑コンデンサ、Ｃ２…二次側の平滑コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、Ｎ１…一次側の巻線、Ｎ２…二次側の巻線、Ｑ１～Ｑ８…スイッチング素子、ＴＲ…トランス。

Claims (4)

1. 一次側、及び二次側の２つの巻線を有するトランスと、
   直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第１レグと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第２レグとが互いに並列接続されたブリッジ回路であって、前記第１レグの上アームと、前記第１レグの下アームとの接続点は、第１リアクトルを介して前記一次側の巻線の一端に接続されつつ、前記第２レグの上アームと、前記第２レグの下アームとの接続点は、前記一次側の巻線の他端に接続される一次側のブリッジ回路と、
   直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第３レグと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第４レグとが互いに並列接続されたブリッジ回路であって、前記第３レグの上アームと、前記第３レグの下アームとの接続点は、第２リアクトルを介して前記二次側の巻線の一端に接続されつつ、前記第４レグの上アームと、前記第４レグの下アームとの接続点は、前記二次側の巻線の他端に接続される二次側のブリッジ回路と、
   前記一次側のブリッジ回路に接続された一次側の平滑コンデンサと、
   前記二次側のブリッジ回路に接続された二次側の平滑コンデンサと、
   前記一次側のブリッジ回路の各スイッチング素子、及び前記二次側のブリッジ回路の各スイッチング素子のスイッチングパターンを、第１のスイッチングパターンと、前記第１のスイッチングパターンとは前記各スイッチング素子のオン／オフ状態が逆である第２のスイッチングパターンとの順で交互に切り替えるスイッチングを行う駆動回路と、
   を備えるＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記駆動回路は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から既定時間の経過後は、既定の定常スイッチング周波数で前記スイッチングを行い、前記既定時間の経過前は、前記定常スイッチング周波数よりも高い周波数である起動時スイッチング周波数で前記スイッチングを行い、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から前記既定時間が経過する直前の前記各スイッチング素子のスイッチングパターンが前記第１のスイッチングパターンである場合、前記既定時間の経過後は、前記第２のスイッチングパターンに切り替えた後、前記第２のスイッチングパターン、前記第１のスイッチングパターンの順でスイッチングパターンを交互に切替え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動直後のスイッチングパターンを前記第１のスイッチングパターンとする、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 一次側、及び二次側の２つの巻線を有するトランスと、
   直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第１レグと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第２レグとが互いに並列接続されたブリッジ回路であって、前記第１レグの上アームと、前記第１レグの下アームとの接続点は、第１リアクトルを介して前記一次側の巻線の一端に接続されつつ、前記第２レグの上アームと、前記第２レグの下アームとの接続点は、前記一次側の巻線の他端に接続される一次側のブリッジ回路と、
   直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第３レグと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第４レグとが互いに並列接続されたブリッジ回路であって、前記第３レグの上アームと、前記第３レグの下アームとの接続点は、第２リアクトルを介して前記二次側の巻線の一端に接続されつつ、前記第４レグの上アームと、前記第４レグの下アームとの接続点は、前記二次側の巻線の他端に接続される二次側のブリッジ回路と、
   前記一次側のブリッジ回路に接続された一次側の平滑コンデンサと、
   前記二次側のブリッジ回路に接続された二次側の平滑コンデンサと、
   前記一次側のブリッジ回路の各スイッチング素子、及び前記二次側のブリッジ回路の各スイッチング素子のスイッチングパターンを、第１のスイッチングパターンと、前記第１のスイッチングパターンとは前記各スイッチング素子のオン／オフ状態が逆である第２のスイッチングパターンとの順で交互に切り替えるスイッチングを行う駆動回路と、
   を備えるＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記駆動回路は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から既定時間の経過後は、既定の定常スイッチング周波数で前記スイッチングを行い、前記既定時間の経過前は、前記定常スイッチング周波数よりも高い周波数である起動時スイッチング周波数で、半周期、又は一以上の周期と半周期だけ前記スイッチングを行い、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から前記既定時間が経過する直前の前記各スイッチング素子のスイッチングパターンが前記第１のスイッチングパターンである場合、前記既定時間の経過後は、前記第２のスイッチングパターンに切り替えた後、前記第２のスイッチングパターン、前記第１のスイッチングパターンの順でスイッチングパターンを交互に切替え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動直後のスイッチングパターンを前記第１のスイッチングパターンとする、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 一次側、及び二次側の２つの巻線を有するトランスと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第１レグと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第２レグとが互いに並列接続されたブリッジ回路であって、前記第１レグの上アームと、前記第１レグの下アームとの接続点は、第１リアクトルを介して前記一次側の巻線の一端に接続されつつ、前記第２レグの上アームと、前記第２レグの下アームとの接続点は、前記一次側の巻線の他端に接続される一次側のブリッジ回路と、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第３レグと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第４レグとが互いに並列接続されたブリッジ回路であって、前記第３レグの上アームと、前記第３レグの下アームとの接続点は、第２リアクトルを介して前記二次側の巻線の一端に接続されつつ、前記第４レグの上アームと、前記第４レグの下アームとの接続点は、前記二次側の巻線の他端に接続される二次側のブリッジ回路と、前記一次側のブリッジ回路に接続された一次側の平滑コンデンサと、前記二次側のブリッジ回路に接続された二次側の平滑コンデンサと、を備え、前記一次側のブリッジ回路の各スイッチング素子、及び前記二次側のブリッジ回路の各スイッチング素子のスイッチングパターンを、第１のスイッチングパターンと、前記第１のスイッチングパターンとは前記各スイッチング素子のオン／オフ状態が逆である第２のスイッチングパターンとの順で交互に切り替えるスイッチングを行うＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から既定時間の経過後は、既定の定常スイッチング周波数で前記スイッチングを行い、前記既定時間の経過前は、前記定常スイッチング周波数よりも高い周波数である起動時スイッチング周波数で前記スイッチングを行い、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から前記既定時間が経過する直前の前記各スイッチング素子のスイッチングパターンが前記第１のスイッチングパターンである場合、前記既定時間の経過後は、前記第２のスイッチングパターンに切り替えた後、前記第２のスイッチングパターン、前記第１のスイッチングパターンの順でスイッチングパターンを交互に切替え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動直後のスイッチングパターンを前記第１のスイッチングパターンとする、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
4. 一次側、及び二次側の２つの巻線を有するトランスと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第１レグと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第２レグとが互いに並列接続されたブリッジ回路であって、前記第１レグの上アームと、前記第１レグの下アームとの接続点は、第１リアクトルを介して前記一次側の巻線の一端に接続されつつ、前記第２レグの上アームと、前記第２レグの下アームとの接続点は、前記一次側の巻線の他端に接続される一次側のブリッジ回路と、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第３レグと、直列に接続された複数のスイッチング素子を有した第４レグとが互いに並列接続されたブリッジ回路であって、前記第３レグの上アームと、前記第３レグの下アームとの接続点は、第２リアクトルを介して前記二次側の巻線の一端に接続されつつ、前記第４レグの上アームと、前記第４レグの下アームとの接続点は、前記二次側の巻線の他端に接続される二次側のブリッジ回路と、前記一次側のブリッジ回路に接続された一次側の平滑コンデンサと、前記二次側のブリッジ回路に接続された二次側の平滑コンデンサと、を備え、前記一次側のブリッジ回路の各スイッチング素子、及び前記二次側のブリッジ回路の各スイッチング素子のスイッチングパターンを、第１のスイッチングパターンと、前記第１のスイッチングパターンとは前記各スイッチング素子のオン／オフ状態が逆である第２のスイッチングパターンとの順で交互に切り替えるスイッチングを行うＤＡＢ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から既定時間の経過後は、既定の定常スイッチング周波数で前記スイッチングを行い、前記既定時間の経過前は、前記定常スイッチング周波数よりも高い周波数である起動時スイッチング周波数で、半周期、又は一以上の周期と半周期だけ前記スイッチングを行い、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動から前記既定時間が経過する直前の前記各スイッチング素子のスイッチングパターンが前記第１のスイッチングパターンである場合、前記既定時間の経過後は、前記第２のスイッチングパターンに切り替えた後、前記第２のスイッチングパターン、前記第１のスイッチングパターンの順でスイッチングパターンを交互に切替え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動直後のスイッチングパターンを前記第１のスイッチングパターンとする、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。