JP7624726B2 - アンテナ装置およびサンドイッチアレー装置 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ装置およびサンドイッチアレー装置に関する。

近年、都市の渋滞を避けた通勤もしくは通学、離島もしくは山間部での新しい移動手段、または、災害時の救急搬送もしくは迅速な物資輸送などに活用することができる乗り物として、空飛ぶ車の実用化が期待されている。空飛ぶ車の実用化に際しては、空飛ぶ車同士（飛翔車両間）の通信の実現に多くの関心が集まっている。

例えば、特許文献１では、水平面内における受信電波の到来波方向を検出できる受信用アンテナ装置について開示されている。これによれば、円上に等間隔に配列されたアンテナ素子と中心に配されたアンテナ素子とからなる円形配列フェーズドアレーアンテナを用いることで、小型軽量に構成でき、受信電波の到来波方向を高精度で検出できるアンテナ装置を実現できる。

特開昭５９－１１４９０７号公報

しかしながら、特許文献１に開示される技術では、水平方向における到来波方向を推定できるものの、仰角方向の到来波方向は推定できないという課題がある。換言すると、空飛ぶ車は、水平および垂直方向へ自由に飛行方向を変化させることができるため、従来の自動車とは異なり、通信を行うターゲットが水平面に限定されないため、全立体角に渡る放射特性を有するアンテナが必要となる。

本発明は、上述の事情を鑑みてなされたもので、水平方向だけでなく仰角方向の到来波方向を推定し、高速通信可能なアンテナ装置およびサンドイッチアレー装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一形態に係るアンテナ装置は、円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、前記円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる円形配列フェーズドアレーアンテナと、スイッチング制御により半径が可変である円形状の地板と、を備え、前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子とは、前記地板に実装されたモノポールアンテナで構成される。

この構成により、水平方向だけでなく仰角方向の到来波方向を推定し、高速通信可能なアンテナ装置を実現できる。

ここで、例えば、前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子とは、１／４波長モノポールアンテナで構成される。

また、例えば、前記円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波の前記地板と平行な方向である到来波方向に応じて、前記Ｎ個の第１アンテナ素子を前記到来波方向に直交するように前記Ｎ／２個のサブアレーに分割し、前記サブアレーの指向性を制御することで前記到来波方向に向いた前記Ｎ／２個のビームを独立に形成するサブアレー制御部を備えるとしてもよい。

この構成により、推定した到来波方向に対して指向性を制御することができる。これにより、常時最適な受信信号を得ることができ、高速通信を実現することができる。

ここで、前記Ｎ／２個のサブアレーそれぞれは、配列方向が平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせで構成され、前記組み合わせは、前記到来波方向に応じて、変更されるとしてもよい。

また、前記円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波の前記地板となす方向である仰角方向の経路差を用いて算出されるデルタ指向性およびシグマ指向性を形成するために与えられる位相を、所望の通信方向に最も近い２つの前記第１アンテナ素子に与えることによって、前記仰角方向を含む所定の角度範囲に、前記円形配列フェーズドアレーアンテナの指向性を制御する指向性制御部を備え、前記デルタ指向性は、前記仰角方向に逆相励振を実現することによって放射利得を小さくさせる指向性であり、前記シグマ指向性は、前記仰角方向に同相励振を実現することによって放射利得を大きくさせる指向性であるとしてもよい。

この構成により、指向性を所定方向の角度範囲に形成することができるので、ターゲットのみと通信するようにすることができる。

また、前記第１アンテナ素子それぞれの受信信号を前記第１アンテナ素子の配置に応じた２つの重みそれぞれをかけて合計した第１信号および第２信号と、前記第２アンテナ素子の受信信号である第３信号とを統計解析し、前記第１信号および前記第３信号の位相差を算出することにより、前記円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波の前記地板となす方向である到来波方向を推定する演算部とを備え、前記演算部は、前記第３信号の電圧の位相角を、前記第１信号の電圧の位相角と前記第２信号の電圧の位相角との平均により算出することで、前記第１信号および前記第３信号の位相差を算出し、前記位相差は、前記到来波方向に略比例するとしてもよい。

また、上記目的を達成するために、本発明の一形態に係るサンドイッチアレー装置は、上記態様のいずれかの２つのアンテナ装置である第１アンテナ装置および第２アンテナ装置を備え、前記第１アンテナ装置は、飛翔車両の天頂部に配置され、前記第２アンテナ装置は、前記飛翔車両の天底部に配置され、前記第１アンテナ装置および前記第２アンテナ装置における前記地板から見た前記円形配列フェーズドアレーアンテナの立設方向は、反対方向である。

なお、これらの全般的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたはコンピュータで読み取り可能なＣＤ－ＲＯＭなどの記録媒体で実現されてもよく、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本発明のアンテナ装置等によれば、水平方向だけでなく仰角方向の到来波方向を推定し、高速通信できる。

図１は、実施の形態におけるアンテナ装置の概要構成の一例を示す図である。 図２は、図１に示す円形配列フェーズドアレーアンテナの具体的構成例を示す図である。 図３Ａは、実施の形態におけるサイズが可変である地板の構成の一例を示す図である。 図３Ｂは、図３Ａに示す地板のサイズを切り替えるために用いられる具体的な構成を示す図である。 図４は、実施の形態における円形配列フェーズドアレーアンテナの＋Ｘ軸方向から電波が到来した場合のサブアレーの具体的構成例を示す図である。 図５Ａは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置の概要構成の一例を示す図である。 図５Ｂは、図５Ａに示すサンドイッチアレー装置のユースケースを示す図である。 図６は、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置を用いて飛翔車両間の通信を行う場合の概念を示す図である。 図７Ａは、モノパルス指向性を形成するために励振される第１アンテナ素子のＸＹ平面における位置関係を示す図である。 図７Ｂは、デルタ指向性とシグマ指向性とを設計するために用いた仰角方向の経路差を示す図である。 図７Ｃは、図７Ａに示される励振された第１アンテナ素子の電気長を求めるために用いた角度を示す図である。 図８は、シグマ指向性およびデルタ指向性を形成するために必要な第１アンテナ素子＃１、＃８の位相と仰角との関係を示す図である。 図９Ａは、空間分割モノパルス法を実現するモノパルス指向性を形成するシグマ指向性およびデルタ指向性の一例を示す図である。 図９Ｂは、モノパルス指向性を形成するために送信される２つのパルスの概念を示す図である。 図１０Ａは、実施の形態における仰角方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１０Ｂは、実施の形態における仰角方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１０Ｃは、実施の形態における仰角方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１０Ｄは、実施の形態における仰角方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１０Ｅは、実施の形態における仰角方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１０Ｆは、実施の形態における仰角方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１１Ａは、実施の形態における水平方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１１Ｂは、実施の形態における水平方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１１Ｃは、実施の形態における水平方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１１Ｄは、実施の形態における水平方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１１Ｅは、実施の形態における水平方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１１Ｆは、実施の形態における水平方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１１Ｇは、実施の形態における水平方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１１Ｈは、実施の形態における水平方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナのシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。 図１２は、比較例における円形配列フェーズドアレーアンテナに誘起される信号の電圧を示す図である。 図１３Ａは、比較例における第１信号および第３信号のＸＹ平面における指向特性を示す図である。 図１３Ｂは、比較例における第１信号および第３信号それぞれのＸＹ平面における位相特性を示す図である。 図１４は、実施の形態における円形配列フェーズドアレーアンテナの第１アンテナ素子の２つの重み関数を示す図である。 図１５Ａは、モーメント法を用いて電磁界解析を行うことにより得た第１信号の仰角指向性である。 図１５Ｂは、モーメント法を用いて電磁界解析を行うことにより得た第３信号の仰角指向性である。 図１６は、位相反転重み付け法の原理を説明するための概略図である。 図１７は、実施の形態における、第１信号と第３信号との３次元指向性を示す図である。 図１８Ａは、仰角方向が３０度である場合の指向性および推定される到来波方向の角度特性である。 図１８Ｂは、仰角方向が８０度である場合の指向性および推定される到来波方向の角度特性である。 図１９は、実施の形態における地板の半径を変化させたときの到来波の仰角方向に対する伝送容量の変化を示す図である。 図２０Ａは、比較例におけるダイポールアレーアンテナの３次元放射指向性を示す図である。 図２０Ｂは、実施の形態におけるモノポールアレーアンテナの３次元放射指向性を示す図である。 図２１Ａは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置に指向性走査を実施させたときの３次元指向性を示す図である。 図２１Ｂは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置に指向性走査を実施させたときの３次元指向性を示す図である。 図２１Ｃは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置に指向性走査を実施させたときの３次元指向性を示す図である。 図２１Ｄは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置に指向性走査を実施させたときの３次元指向性を示す図である。 図２２Ａは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置に指向性走査を実施させたときの３次元指向性を示す図である。 図２２Ｂは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置に指向性走査を実施させたときの３次元指向性を示す図である。 図２２Ｃは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置に指向性走査を実施させたときの３次元指向性を示す図である。 図２２Ｄは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置に指向性走査を実施させたときの３次元指向性を示す図である。 図２３は、比較例における半波長ダイポールアレーアンテナを使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量の仰角特性を示す図である。 図２４Ａは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量のアジマス特性を示す図である。 図２４Ｂは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量の仰角特性を示す図である。 図２５は、比較例における半波長ダイポールアレーアンテナを使用したＭＩＭＯアレーアンテナの全立体角にわたる３次元伝送容量を示す図である。 図２６は、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの全立体角にわたる３次元伝送容量を示す図である。 図２７は、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの全立体角にわたる通信遮断確率を示す図である。 図２８は、変形例における多素子ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。 図２９Ａは、変形例における４×４ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。 図２９Ｂは、変形例における８×８ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。 図２９Ｃは、変形例における１６×１６ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。 図２９Ｄは、変形例における３２×３２ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。 図２９Ｅは、変形例における６４×６４ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。 図２９Ｆは、変形例における１２８×１２８ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。 図２９Ｇは、変形例における２５６×２５６ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。

なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置および接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

（実施の形態）
［アンテナ装置の構成］
図１は、本実施の形態におけるアンテナ装置１０の概要構成の一例を示す図である。

図１に示すように、本実施の形態におけるアンテナ装置１０は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１と、地板２と、制御部３と、演算部４とを備える。本実施の形態におけるアンテナ装置１０は、例えば飛翔車両（空飛ぶ車とも称される）に搭載される。図１に示す例では、円形配列フェーズドアレーアンテナ１は、９個のアンテナ素子を有している。図１で示されるθは仰角を表している。

［円形配列フェーズドアレーアンテナ１］
図２は、図１に示す円形配列フェーズドアレーアンテナ１の具体的構成例を示す図である。図２で示されるφは、水平面（ＸＹ平面）におけるＸ軸となす方向であり、ＸＹ平面における到来波の方向（到来波方向）を表している。

円形配列フェーズドアレーアンテナ１は、図１および図２に示すように、円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、当該円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる。第１アンテナ素子と第２アンテナ素子とは、地板２に実装されたモノポールアンテナで地板２上に構成される。本実施の形態では、第１アンテナ素子と第２アンテナ素子とは、１／４波長モノポールアンテナであり、半径ｒ_ｇの地板２上に構成されている。

これにより、円形配列フェーズドアレーアンテナ１は、当該円の領域を含む平面（水平面内）の指向特性が実質的に全方向となるだけでなく、天頂方向（図１で＋Ｚ軸方向）にも指向特性を有する。

以下、Ｎ＝８の場合すなわち、円形配列フェーズドアレーアンテナ１が８個の第１アンテナ素子を備える場合を例に挙げて説明する。

例えば図２に示すように、円形配列フェーズドアレーアンテナ１は、半径ａの円周上に４５度間隔で配列された８個のアンテナ素子（第１アンテナ素子：＃１～＃８）と、円の中心に配置された１個の無給電素子であるアンテナ素子（第２アンテナ素子：＃９）とで構成される。ここで、半径ａは、例えば４．９ｃｍである。また、これら９個のアンテナ素子は、１／４波長モノポールアンテナであり、半径ｒ_ｇの地板２上に構成されている。

そして、８個の第１アンテナ素子の受信信号を足し合わせたときの位相と、中心に配置された１個の第２アンテナ素子の受信信号の位相との差を求めることにより、仰角方向にも角度を有する受信信号の到来波方向を推定できる。その推定方法の詳細については後述するが、到来する受信電波によって第２アンテナ素子（＃９）に誘起される信号の電圧の位相角は、後述する位相反転重みづけ法により合成される。

また、円形配列フェーズドアレーアンテナ１では、制御部３によって、８個のアンテナ素子（第１アンテナ素子：＃１～＃８）を到来波方向に応じて到来波方向に直交するように４組のペア素子からなるサブアレーに分割制御（位相差給電）される。これにより、円形配列フェーズドアレーアンテナ１を、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）アレーアンテナなどの指向性走査アレーアンテナとして動作させることができる。

また、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の仰角方向への放射指向性は、地板２の半径のサイズがスイッチング制御されることで最適化される。つまり、円形配列フェーズドアレーアンテナ１を、ＭＩＭＯアレーアンテナとして動作させる場合には、到来波方向を推定する場合と異なる地板２の半径のサイズにスイッチング制御される。

さらに、円形配列フェーズドアレーアンテナ１では、後述する空間分割モノパルス法を用いて制御部３によって制御されることで、仰角方向を含む所定の角度範囲内に、仰角方向の指向性が制御される。

［地板２］
地板２は、スイッチング制御により半径ｒ_ｇが可変である円形状の地板である。本実施の形態では、地板２は、例えば図１に示されるように、面状（板状）の導体である。なお、地板２の半径ｒ_ｇのサイズを可変にするのは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１を用いて到来波方向を推定する動作を行う場合と、ＭＩＭＯアレーアンテナとして動作させる場合とにおいて最適な地板２のサイズが異なるためである。

図３Ａは、本実施の形態におけるサイズが可変である地板２の構成の一例を示す図である。図３Ｂは、図３Ａに示す地板２のサイズを切り替えるために用いられる具体的な構成を示す図である。

地板２の半径ｒ_ｇは、制御部３により、スイッチング制御される。本実施の形態では、図３Ａに示すように、ダイオード３０１のオンとオフとが制御されて、地板２の半径ｒ_ｇが例えば７ｃｍまたは１０ｃｍに変更される。より具体的には、図３Ｂに示すように、地板２にダイオード３０１とチョークコイル３０２とが接続され、ダイオード３０１に５Ｖまたは０Ｖのバイアス電圧Ｖ_ｄが与えられることで、地板２のサイズを制御してもよい。この場合、例えば５Ｖのバイアス電圧Ｖ_ｄが与えられると、ダイオード３０１がオンになり、外側の地板２ａに電流が流れるので地板２の半径ｒ_ｇは１０ｃｍに変更される。また、例えば０Ｖのバイアス電圧Ｖ_ｄが与えられると、ダイオード３０１がオフになり、外側の地板２ａに電流が流れず、内側の地板２ｂのみが有効となるので、地板２の半径ｒ_ｇは７ｃｍに変更される。

なお、地板２の半径ｒ_ｇは、７ｃｍおよび１０ｃｍのいずれかにスイッチング制御される場合に限らず、実現したいシステムに応じて適切なサイズに構成されるようにスイッチング制御されればよい。

［制御部３］
制御部３は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１をサブアレーに分割制御するサブアレー制御機能を有する。より具体的には、制御部３は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１に到来する到来波の地板２と平行な方向である到来波方向に応じて、Ｎ個の第１アンテナ素子を到来波方向に直交するようにＮ／２個のサブアレーに分割する。そして、制御部３は、このようにサブアレーの指向性を制御することで到来波方向に向いたＮ／２個のビームを独立に形成する。

ここで、Ｎ／２個のサブアレーはそれぞれ、配列方向が平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせで構成され、組み合わせは、到来波方向に応じて、変更される。組み合わせには、Ｎ／２のパターンがある。制御部３は、Ｎ／２のパターンの組み合わせのうち、到来波方向と所定の角度範囲以内において平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせのパターンを選択することで、組み合わせを、到来波方向に応じて変更する。

図４は、本実施の形態における円形配列フェーズドアレーアンテナ１の＋Ｘ軸方向から電波が到来した場合のサブアレーの具体的構成例を示す図である。

例えば、制御部３は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１を構成する第１アンテナ素子が８個であるので、到来波方向に応じて４パターンの組み合わせの一を選択する。図４に示す例では、第１アンテナ素子＃２，＃３と、第１アンテナ素子＃１，＃４と、第１アンテナ素子＃５，＃８と、第１アンテナ素子＃６，＃７とをそれぞれサブアレー（サブアレー１～４）とする組み合わせが示されている。

一般にクラスター伝搬環境では、到来波方向に対してサブアレーの配列が平行な場合は受信信号の相関が高くなるのに対して、直交している場合は受信信号の相関が低くなる。制御部３は、到来波方向に対して垂直に配列されたサブアレーの組み合わせとなるように、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の８個の第１アンテナ素子を４つに分割するため、４つの受信信号は低相関となる。さらに、円形配列フェーズドアレーアンテナ１では、８個の第１アンテナ素子が４５度間隔で円形に配列されているため、制御部３は、到来波方向に応じてサブアレーの給電をスイッチングによって切り替えることによって、サブアレーの組み合わせを４５度ごとに回転することができる。

また、制御部３は、空間分割モノパルス法を用いることで、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の指向性を、仰角方向を含む所定の角度範囲内に制御する全立体角指向性制御機能を有する。より具体的には、制御部３は、デルタ指向性およびシグマ指向性を形成するために与えられる位相を、所望の通信方向に最も近い２つの第１アンテナ素子に与えることによって、仰角方向を含む所定の角度範囲に、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の指向性を制御する。ここで、デルタ指向性は、仰角方向に逆相励振を実現することによって放射利得を小さくさせる指向性であり、シグマ指向性は、仰角方向に同相励振を実現することによって放射利得を大きくさせる指向性である。デルタ指向性およびシグマ指向性は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１に到来する到来波の地板２となす方向である仰角方向の経路差を用いて算出される。なお、空間分割モノパルス法は、シグマ指向性とデルタ指向性によるＳＬＳ機能（Side Lobe Suppression）すなわちサイドローブ抑圧機能の実現方法である。詳細は後述する。

また、制御部３は、地板２の半径サイズを制御するスイッチング制御機能を有する。例えば図３Ｂに示すように、制御部３は、ダイオード３０１に与えるバイアス電圧Ｖ_ｄを０Ｖまたは５Ｖに制御することで、地板２の半径サイズを制御すればよい。

［演算部４］
演算部４は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１に到来する到来波の方向である到来波方向を推定する到来波方向推定機能を有する。より具体的には、演算部４は、第１アンテナ素子それぞれの受信信号を第１アンテナ素子の配置に応じた２つの重みそれぞれをかけて合計した第１信号および第２信号と、第２アンテナ素子の受信信号である第３信号とを統計解析し、第１信号および第３信号の位相差を算出する。ここで、位相差は、到来波方向に略比例する。このように、演算部４は、第１信号および第３信号の位相差を算出することにより、円形配列フェーズドアレーアンテナ１に到来する到来波の仰角方向にも角度を有する到来波方向を推定する。なお、本実施の形態では、演算部４は、第３信号の電圧の位相角を、第１信号の電圧の位相角と第２信号の電圧の位相角との平均により算出することで、第１信号および第３信号の位相差を算出する。また、本実施の形態では、統計解析として、平均値を求める演算を行っているが、平均値を求める演算に限らず、多重波環境に適応させるために行う演算とを組み合わせてもよい。

本実施の形態では、８個の第１アンテナ素子のそれぞれは、図２に示すように、第１アンテナ素子の配置に応じた２つの重みを有する。このため、演算部４は、８個の第１アンテナ素子のそれぞれの一方の重み（反時計回りの重み）を８個の第１アンテナ素子の受信信号それぞれにかけて合計した第１信号を取得する。また、演算部４は、８個の第１アンテナ素子のそれぞれの他方の重み（時計回りの重み）を８個の第１アンテナ素子の受信信号それぞれにかけて合計した第２信号を取得する。また、演算部４は、第２アンテナ素子から、第３信号を取得する。

そして、演算部４は、第１信号の電圧の位相と、第３信号の電圧の位相の差を求めることにより、仰角方向にも角度を有する受信信号の到来波方向を推定することができる。なお、第３信号の電圧の位相は、位相反転重みづけ法を適用し、第１信号の電圧の位相と第２信号の電圧の位相とを合成すなわち平均化することで算出される。

［効果等］
以上のように、本実施の形態のアンテナ装置１０は、円上に等間隔に配列された複数の第１アンテナ素子と、当該円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる円形配列フェーズドアレーアンテナ１が地板２上に構成される。第１アンテナ素子と第２アンテナ素子とは、地板２に実装されたモノポールアンテナである。これにより、本実施の形態のアンテナ装置１０は、水平方向だけでなく仰角方向の到来波方向を推定できる。また、本実施の形態のアンテナ装置１０は、推定した到来波方向に対して指向性を制御することができる。これにより、常時最適な受信信号を得ることができるので、高速通信を実現することができる。さらに、本実施の形態のアンテナ装置１０では、仰角方向を含む所定方向の角度範囲に指向性を制御することができるので、ターゲットとなる通信相手のみと通信するようにすることができる。

また、本実施の形態のアンテナ装置１０では、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の円の中心に構成された１個の無給電素子である第２アンテナ素子は、電磁結合を利用して利得向上に寄与する。また、本実施の形態のアンテナ装置１０の仰角方向への放射指向性は、地板２のサイズをスイッチング制御することによって最適化される。

なお、本実施の形態のアンテナ装置１０は、水平方向だけでなく天頂方向（図１で＋Ｚ軸方向）にも指向特性を有するが、地板２の下方向（図１で－Ｚ方向）には指向特性を有さない。そこで、アンテナ装置１０を上下にサンドイッチ状に配置することで、全立体角に指向性を持たせることができる。以下、アンテナ装置１０を上下にサンドイッチ状に配置したサンドイッチアレー装置１００について説明する。

［サンドイッチアレー装置１００］
図５Ａは、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００の概要構成の一例を示す図である。

サンドイッチアレー装置１００は、図５Ａに示すように、上述したアンテナ装置１０を２つ備え、上下（図５ＡでＺ軸方向）にサンドイッチ状に配置されている。より具体的には、サンドイッチアレー装置１００は、２つのアンテナ装置１０である第１アンテナ装置１０Ａおよび第２アンテナ装置１０Ｂを備える。第１アンテナ装置１０Ａの地板２Ａから見た円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの立設方向は、第２アンテナ装置１０Ｂの地板２Ｂから見た円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｂの立設方向とは反対方向である。この構成により、サンドイッチアレー装置１００は、全立体角にわたる放射特性を有することができる。

図５Ｂは、図５Ａに示すサンドイッチアレー装置１００のユースケースを示す図である。

図５Ｂに示すように、サンドイッチアレー装置１００は、ユースケースとして、飛翔車両３００に搭載される。より具体的には、第１アンテナ装置１０Ａは、飛翔車両３００の天頂部に配置され、第２アンテナ装置１０Ｂは、飛翔車両３００の天底部に配置される。そして、第１アンテナ装置１０Ａの地板２Ａから見た円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの立設方向は、第２アンテナ装置１０Ｂの地板２Ｂから見た円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｂの立設方向とは反対方向である。

飛翔車両３００は、空飛ぶ車とも称され、水平方向および垂直方向（上下方向）へ自由に飛行方向を変化させることができる。飛翔車両３００は、飛翔車両間で信頼性の高い通信を行うために、任意の方向において飛翔車両間のＭＩＭＯ通信が達成される必要がある。つまり、飛翔車両３００は、全立体角に渡る放射特性を有するアンテナが必要となる。そこで、飛翔車両３００は、サンドイッチアレー装置１００を搭載することで、飛翔車両間の通信を行うことができる。

飛翔車両３００では、サンドイッチアレー装置１００のアンテナ装置１０Ａおよび１０Ｂを、受信信号の到来波方向に応じて切り替えることで、任意上下間の通信を実現することができる。また、アンテナ装置１０Ａおよび１０Ｂの仰角方向への放射指向性は、地板２および地板２Ｂのサイズを変更することによって制御できる。もちろん、例えば通信相手が飛翔車両３００の天頂側に固定されている場合、飛翔車両３００は、上側のアンテナ装置１０Ａのみを使用してもよい。また、通信相手が天底側に固定されている場合、飛翔車両３００は、下側のアンテナ装置１０Ｂのみを使用してもよい。

以上のようにして、飛翔車両３００は、サンドイッチアレー装置１００を搭載することで、全立体角に渡って受信信号の到来波方向を推定し、推定した到来波方向に指向性を向けることができるので飛翔車両間で高信頼性通信を実現できる。サンドイッチアレー装置１００を構成するアンテナ装置１０は、ＲＦ部において処理することで簡便な方法で到来波方向を推定することができる。より具体的には、図５Ａに示すように、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａおよび１Ｂを構成する８個の第１アンテナ素子が４５度間隔で円形に配列されている。このため、飛翔車両３００は、到来波方向に応じて、当該８個の第１アンテナ素子をサブアレーに分割制御するための給電をスイッチングによって切り替えることによって、サブアレーの組み合わせを４５度ごとに回転することができる。これにより、飛翔車両３００が空間において上下左右に飛行方向を自由に変化させた場合でも、到来波方向に対して垂直に配列されたサブアレーの組み合わせを適切に選択することができるので、伝送容量の向上を図ることができる。

さらに、飛翔車両３００は、サンドイッチアレー装置１００を用いて、推定した受信信号の到来波方向にビームを向けることができるので、他の飛翔車両とネットワーク化し、他の飛翔車両との衝突防止のみならず高画質ビデオコンテンツの交換が実現可能となる。

また、飛翔車両３００は、サンドイッチアレー装置１００を用いて、所定方向の角度範囲を順次ずらしながら（空間分割しながら）、指向性を形成することで、全立体角に渡って空間分割した指向性を形成することができる。これにより、飛翔車両３００は、空間中に複数の通信可能な他の飛翔車両が存在していたとしても、同期性干渉を排除してターゲットの飛翔車両のみと通信するようにすることができる。

以下、所定方向の角度範囲に指向性を制御するために用いられる空間分割モノパルス法について説明する。

＜空間分割モノパルス法＞
図６は、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を用いて飛翔車両間の通信を行う場合の概念を示す図である。図６には、自由に飛行方向を変化させることができる４つの飛翔車両３００が示されており、それぞれ飛翔車両３００ａ、３００ｂ、３００ｃ、３００ｄと称している。飛翔車両３００ａ～３００ｄのそれぞれには、アンテナ装置１０Ａおよび１０Ｂで構成されるサンドイッチアレー装置１００が搭載されている。

図６に示すように、複数の飛翔車両３００の間（飛翔車両間）で通信を行うためには、それぞれのサンドイッチアレー装置１００は、全立体角にわたる放射特性を有する必要がある。しかし、同期性の干渉があると、正しく通信を行えず、複数の飛翔車両３００同士で衝突する恐れが発生する。換言すると、例えば飛翔車両３００ａは、飛翔車両３００ｂ、３００ｃおよび３００ｄと通信を行うために、任意の方向において飛翔車両３００ｂ～３００ｄと間で通信が実現される必要がある。一方で、飛翔車両３００ａは、飛翔車両３００ｂ、３００ｃおよび３００ｄと同時（同期的）に通信すると、飛翔車両３００ｂ、３００ｃおよび３００ｄを区別できず、最悪の場合、衝突してしまう恐れがある。このため、衝突防止機能が必要になる。

この衝突防止機能を、サンドイッチアレー装置１００すなわちアンテナ装置１０において、空間分割モノパルス法を用いて、所定方向の角度範囲を順次ずらしながら（空間分割しながら）、当該所定方向の角度範囲に指向性を制御することで実現する。

以下、指向性を所定方向の角度範囲に形成するための手法（以降、モノパルス指向性の形成手法とも称する）として、デルタ指向性とシグマ指向性とを形成する位相を計算する方法について説明する。

図７Ａは、モノパルス指向性を形成するために励振される第１アンテナ素子のＸＹ平面における位置関係を示す図である。図７Ｂは、デルタ指向性とシグマ指向性とを設計するために用いた仰角方向の経路差を示す図である。図７Ｃは、図７Ａに示される励振された第１アンテナ素子の電気長を求めるために用いた角度を示す図である。

モノパルス指向性の形成のため、例えば、図７Ａに示す８個の第１アンテナ素子のうち、４個の第１アンテナ素子（＃１、＃２、＃７、＃８）を励振し、その他の第１アンテナ素子（＃３、＃４、＃５、＃６）を５０Ωで終端する。この場合、図７Ｂに示される仰角方向の経路差により、第１アンテナ素子＃１と第１アンテナ素子＃２との間の電気長、または、第１アンテナ素子＃７と第１アンテナ素子＃８との間の電気長は、（式１）によって求められる。

ここで、図７Ａに示される距離Ｓ、換言すると、Ｘ方向における第１アンテナ素子＃７と第１アンテナ素子＃８との間の距離Ｓは、図７Ａに示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１の半径ａと、図７Ｃに示される角度δを用いて表すことができる。すなわち、Ｓ＝ａ・ｃｏｓδ－ａ・ｓｉｎδ＝ａ・（ｃｏｓδ－ｓｉｎδ）と表すことができる。

また、三角関数の加法定理から、ｓｉｎ（α－β）＝ｓｉｎα・ｃｏｓβ－ｃｏｓα・ｓｉｎβが成立する。ここで、α＝π／４、β＝δとすると、ｓｉｎ（π／４－δ）＝ｓｉｎ（π／４）・ｃｏｓδ－ｃｏｓ（π／４）・ｓｉｎδ＝１／√２（ｃｏｓδ－ｓｉｎδ）と変形できる。

したがって、ｃｏｓδ－ｓｉｎδ＝√２ｓｉｎ（π／４－δ）と導出できる。

また、図７Ｃに示される角度δは、２２．５度であることから、距離Ｓは、次のように変形できる。すなわち、Ｓ＝ａ（ｃｏｓδ－ｓｉｎδ）＝√２ａ・ｓｉｎ（π／４－δ）＝√２ａ・ｓｉｎ（π／８）と変形できる。

一方、図７Ｂに示されるように、Δｌ＝Ｓ・ｃｏｓθであり、Δｌ＝Ｓ・ｃｏｓθ＝√２ａ・ｓｉｎ（π／８）・ｃｏｓθと変形できる。このようにして、上記の（式１）を求めることができる。

ここで、ｋ＝２π／λであることから、シグマ指向性は、下記の（式２）で表すことができ、デルタ指向性は、下記の（式３）で表すことができる。なお、上述したが、シグマ指向性は、仰角方向に同相励振を実現することによって放射利得を大きくさせる指向性であり、デルタ指向性は、仰角方向に逆相励振を実現することによって放射利得を小さくさせる指向性である。

図８は、シグマ指向性およびデルタ指向性を形成するために必要な第１アンテナ素子＃１、＃８の位相と仰角との関係を示す図である。図８において、第１アンテナ素子＃２、＃７の位相は０としている。また、図８において、解析に使用した周波数は２ＧＨｚであり、本実施の形態における円形配列フェーズドアレーアンテナ１の半径ａを４．９ｃｍとし、地板２の半径ｒ_ｇを７ｃｍとしている。

なお、仰角（エレベーション角）とは、水平面（図２でＸＹ平面）を０度、天頂方向（図１で＋Ｚ軸方向）を＋９０度、天底方向（図１で－Ｚ軸方向）を－９０度で定義される角度である。

図８から、仰角＝４５度のとき，シグマ指向性に対してφ_１＝φ_８＝－４５度となり、デルタ指向性に対してφ_１＝φ_８＝１３５度となる。図１、図７Ａおよび図７Ｃに示されるように、円形配列フェーズドアレーアンテナ１を構成する８個の第１アンテナ素子は、回転対称構造である。このため、４５度だけ回転した４個の第１アンテナ素子（＃１、＃２、＃３、＃８）を励振し、その他の第１アンテナ素子（＃４、＃５、＃６、＃７）を５０Ωで終端し、この場合において同相励振と逆相励振を実現する位相を算出すればよい。つまり、励振させる４個の第１アンテナ素子の組み合わせをアジマス方向に４５度ずつ回転させ、同相励振と逆相励振を実現する位相を都度算出することにより、全アジマス方向に対してシグマ指向性とデルタ指向性とを形成することができる。なお、アジマス方向とは、図２または図７Ｂにおいて、＋Ｘ軸方向を０度、＋Ｙ軸方向を９０度であると定義される角度であり、図１ではφで表現されている。

図９Ａは、空間分割モノパルス法を実現するモノパルス指向性を形成するシグマ指向性およびデルタ指向性の一例を示す図である。図９Ｂは、モノパルス指向性を形成するために送信される２つのパルスＰ_１、Ｐ_２の概念を示す図である。なお、空間分割モノパルス法は、上述したように、シグマ指向性とデルタ指向性によるサイドローブ抑圧機能の実現方法である。

図９Ａに示すように，シグマ指向性の前方向（図９Ａで上方向）においてデルタ指向性よりも９ｄＢ大きい領域が所定の角度範囲だけ存在している。さらに、シグマ指向性のサイドローブはデルタ指向性によって完全に包含されている。

ＴＣＡＳ ＩＩ(Traffic alert and Collision Avoidance System II)において、質問機は、周囲のターゲット機に図９Ｂに示されるような２つのパルスＰ_１、Ｐ_２を送信する。パルスＰ_１、Ｐ_２とは同じ電力で送信され、パルスＰ_１はシグマ指向性により送信され、パルスＰ_２はデルタ指向性により送信される。そして、ターゲット機は、パルスＰ_２がパルスＰ_１よりも９ｄＢ小さい場合のみ、ＩＤコード等を付与して応答する。つまり、ＴＣＡＳ ＩＩでは、この所定の角度範囲に存在するターゲット機のトランスポンダのみ応答する。これにより、質問機は、図９Ａに示す所定の角度範囲に存在するターゲット機のみと通信することが可能となるので、同期性干渉を排除できる。さらに、ＴＣＡＳ ＩＩでは選択的に空間分割を行って通信することで、全空間に渡る質問応答のシーケンスを実施することができる。

このように、空間分割モノパルス法を用いることによって、小型アンテナであっても、大型のＳＳＲアンテナと同様のサイドローブ抑圧機能を実現することが可能となる。

図１０Ａ～図１０Ｆは、本実施の形態における仰角方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナ１のシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。より具体的には、図１０Ａ～図１０Ｆは、図８を用いて算出した位相を第１アンテナ素子＃１、＃８に与えた場合に、θで表される仰角において形成されるシグマ指向性およびデルタ指向性の計算結果である。図１０Ａは、θ＝０度、図１０Ｂは、θ＝１５度、図１０Ｃは、θ＝３０度、図１０Ｄは、θ＝４５度、図１０Ｅは、θ＝６０度、図１０Ｆは、θ＝７５度において形成されるシグマ指向性およびデルタ指向性の計算結果である。また、図１０Ａ～図１０Ｆでは、図９Ｂで説明したモノパルス指向性を形成する２つのパルスの関係に基づき、各仰角の指向性においてデルタ指向性がシグマ指向性よりも９ｄＢだけ小さくなる所定の角度範囲δが示されている。

図１０Ａ～図１０Ｆからわかるように、すべての仰角において所定の角度範囲δは７０度前後である。このことは、仰角（エレベーション角）によらずアジマス方向の一定の角度範囲のターゲットを補足可能であることを意味する。さらに、この７０度前後という値は、アジマス方向の指向性走査を実施する場合に、隣接指向性の重ね合わせが適度に発生することから好適である。

図１１Ａ～図１１Ｈは、本実施の形態における水平方向の指向性走査において形成される円形配列フェーズドアレーアンテナ１のシグマ指向性およびデルタ指向性の解析結果の一例を示す図である。図１１Ａ～図１１Ｈのそれぞれでは、所望の通信方向であるφを変化させた場合に、仰角を表すθ＝３０度において形成されるシグマ指向性およびデルタ指向性が示されている。図１１Ａは、φ＝０度、図１１Ｂは、φ＝４５度、図１１Ｃは、φ＝９０度、図１１Ｄは、φ＝１３５度、図１１Ｅは、φ＝１８０度、図１１Ｆは、φ＝２２５度、図１１Ｇは、φ＝２７０度、図１１Ｈは、φ＝３１５度における計算結果である。

図１１Ａ～図１１Ｈに示すように、φ＝０度からφ＝３１５度まで４５度間隔で指向性走査することによって、アンテナ装置１０Ａ及び１０Ｂで構成されるサンドイッチアレー装置１００は、全立体角に対する空間分割モノパルス法を実施することができるのがわかる。

したがって、サンドイッチアレー装置１００は、シグマ指向性およびデルタ指向性を用いて、所定方向の角度範囲の指向性であるモノパルス指向性を形成し、３次元走査することができる。これにより、サンドイッチアレー装置１００を搭載した飛翔車両３００は、同期性干渉を除去して選択的に他の飛翔車両と通信が可能となるので、他の飛翔車両との衝突防止を実現できる。

＜位相反転重みづけ法＞
次に、仰角方向にも角度を有する受信電波によって第２アンテナ素子（＃９）に誘起される信号の電圧の位相を合成によって得る位相反転重みづけ法について説明する。以下でも、円形配列フェーズドアレーアンテナ１は、８個の第１アンテナ素子を有するとして説明する。

まず、比較例として仰角方向に角度を有しない到来波の方向を推定する方法について説明する。

図１２は、比較例における円形配列フェーズドアレーアンテナ１に誘起される信号の電圧を示す図である。図１２では、仰角方向に角度を有しない到来波方向の受信電波によって比較例における円形配列フェーズドアレーアンテナ１に誘起される信号の電圧が示されている。

比較例では、到来波方向は、中心と円上に配置したアンテナ素子の電圧の位相差を利用して推定できる。より具体的には、８個の第１アンテナ素子の受信信号を足し合わせたときの位相と、中心に配置された１個の第２アンテナ素子の受信信号の位相との差を求めることにより、受信信号の到来波方向を推定できる。

円形配列フェーズドアレーアンテナ１の平面であるＸＹ平面のＸ軸とφをなす方向のみから受信電波が到来するとする。この場合、受信電波によってｉ番目の第１アンテナ素子に誘起される信号すなわち電圧Ｅｉ（φ）は、次の（式４）から算出できる。

第１アンテナ素子（＃１～＃８）ごとに受信のタイミングが微妙にずれるので、それを反映した重み関数を（式４）から算出した電圧Ｅｉにかけて重み付けしたものを、円上のすべての第１アンテナ素子の信号を足し合わせる。これにより、８個の第１アンテナ素子それぞれの受信信号の合計である第１信号の電圧Ｅ_Δ（φ）を得ることができる。この第１信号の電圧Ｅ_Δ（φ）は、（式５）から算出できる。

ここで、（式５）に示される要素は８であるが、第１信号の電圧Ｅ_Δ（φ）の性質を理解するために第１アンテナ素子の数が無限個になったとすると、電圧Ｅ_Δ（φ）はベッセル関数を用いて以下の（式６）で表すことができる。

また、Ｘ軸とφをなす方向から到来する受信電波によって第２アンテナ素子（＃９）に誘起される信号（第３信号）の電圧をＥ_Ω（φ）とする。さらに、第３信号の電圧Ｅ_Ω（φ）の位相角を∠Ｅ_Ω、第１信号の電圧Ｅ_Δ（φ）の位相角を∠Ｅ_Δとすれば、位相差φ_ｍは以下の（式７）を用いて算出することができる。

したがって、第１信号と第３信号との位相差φ_ｍは、仰角方向に角度を有しない受信電波の到来波角度φにほぼ比例した値となっているのがわかる。このようにして、円形配列フェーズドアレーアンテナ１における中心と円周上に配置したアンテナ素子の電圧の位相差を利用することで、仰角方向に角度を有しない到来波方向を推定できる。

図１３Ａは、比較例における第１信号および第３信号のＸＹ平面における指向特性を示す図である。図１３Ｂは、比較例における第１信号および第３信号それぞれのＸＹ平面における位相特性を示す図である。図１３Ａおよび図１３Ｂには、比較例すなわちＸ軸とφをなす方向のみから受信電波が到来するとして、モーメント法を用いて電磁界解析を行った解析結果が示されている。なお、解析に使用した周波数は２ＧＨｚであり、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の半径ａを４．９ｃｍとしている。

図１３Ａに示すように、第１信号の指向特性および第３信号の指向特性、すなわち第１アンテナ素子の受信信号を足し合わせたときの指向特性と第２アンテナ素子の受信信号の指向特性とがＸＹ平面において無指向性であるのがわかる。図１３Ｂから、第１信号の指向性の位相特性はアジマス角に応じて変化することがわかる。これにより、第１信号の指向性の位相特性と第３信号の指向性の位相特性との差が、到来波方向に比例するのがわかる。

次に、本実施の形態における、仰角方向に角度を有する到来波の方向を推定する方法について説明する。

図１４は、本実施の形態における円形配列フェーズドアレーアンテナ１の第１アンテナ素子の２つの重み関数を示す図である。図１４では、第１アンテナ素子（＃１～＃８）のそれぞれには、反時計回りの重み関数（重み）と時計回りの重み関数（重み）との２つの重み関数が示されている。

図１４に示す円形配列フェーズドアレーアンテナ１において、仰角方向に角度を有する受信電波がＸ軸とφをなす方向から到来するとする。この場合、受信電波によって、円周上に位置するｉ番目の第１アンテナ素子に誘起される信号すなわち電圧Ｖｉ（φ）は、次の（式８）から算出できる。

第１アンテナ素子（＃１～＃８）ごとに受信のタイミングがずれるので、それを反映するために、（式９）および（式１０）で定義される２つの重み関数Ｗ_ｉ ^ａ、Ｗ_ｉ ^ｂを（式８）から算出した電圧Ｖｉにかけて重み付けする。

そして、円上のすべての第１アンテナ素子の信号を足し合わせれば、８個の第１アンテナ素子それぞれの受信信号の合計である第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａ、第２信号の電圧Ｅ_Δ ^ｂを得ることができる。より具体的には、第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａは、（式１１）から、第２信号の電圧Ｅ_Δ ^ｂは（式１２）から算出できる。

図１５Ａは、モーメント法を用いて電磁界解析を行うことにより得た第１信号の仰角指向性である。図１５Ｂは、モーメント法を用いて電磁界解析を行うことにより得た第３信号の仰角指向性である。図１５Ａおよび図１５Ｂにおいて、解析に使用した周波数は２ＧＨｚであり、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の半径ａを４．９ｃｍとし、地板の半径ｒ_ｇを７ｃｍとしている。

図１５Ａに示すように、第１信号の指向特性すなわち重み関数Ｗ_ｉ ^ａで重み付けられた第１アンテナ素子の受信信号を足し合わせたときの指向特性は、天頂方向（＋Ｚ軸方向）も含め、高仰角において良好な放射特性を有しているのがわかる。これに対して、図１５Ｂに示すように、第３信号の指向特性すなわち第２アンテナ素子の受信信号の指向特性は、天頂方向に深いヌルが形成されている。これにより、比較例と同じ手法で、第１信号の指向性の位相特性と第３信号の指向性の位相特性との差を算出しても、天頂方向まで含めた到来波方向の推定ができないことがわかる。

そこで、本実施の形態では、以下で説明する位相反転重みづけ法を用いて、第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａおよび第２信号の電圧Ｅ_Δ ^ｂから第３信号の電圧Ｅ_Ωを合成する方法を想到するに至った。すなわち、本実施の形態では、第１信号Ｅ_Δ ^ａの位相角および第２信号の電圧Ｅ_Δ ^ｂの位相角から、第２アンテナ素子に誘起される第３信号の電圧Ｅ_Ωの位相角を合成する方法を想到するに至った。

図１６は、位相反転重み付け法の原理を説明するための概略図である。図１６には、第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａの位相角∠Ｅ_Δ ^ａと、第２信号の電圧Ｅ_Δ ^ｂの位相角∠Ｅ_Δ ^ｂとが示されている。図１６に示されるように、位相角∠Ｅ_Δ ^ａと位相角∠Ｅ_Δ ^ｂとは、到来波方向に対して逆の傾きを有している。つまり、位相角∠Ｅ_Δ ^ａと位相角∠Ｅ_Δ ^ｂとは対称性をもつ。したがって、到来波方向を推定するために用いる第３信号の電圧Ｅ_Ωの位相角∠Ｅ_Ω（基準位相とも称する）を、下記の（式１３）に示されるように定義する。これにより、仰角方向に角度を有する到来波の方向を表す角度φ_ｍは、（式１４）で表すことができる。

ここで、第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａと第２信号の電圧Ｅ_Δ ^ｂとはともに、図１５Ａに示される仰角指向性を有する。一方、（式１３）より、第３信号の電圧Ｅ_Ωの指向性は第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａと第２信号の電圧Ｅ_Δ ^ｂとの指向性の平均値である。従って、第３信号の電圧Ｅ_Ωの指向性は、図１５Ａと同一となり良好な仰角指向性を有することになるので、高仰角における到来波方向の推定を可能とすることがわかる。

図１７は、本実施の形態における、第１信号と第３信号との３次元指向性を示す図である。図１７には、モーメント法を用いて電磁界解析を行うことにより得た第１信号と第３信号との３次元指向性が示されている。

第３信号の電圧Ｅ_Ωの指向性は、第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａの指向性と第２信号の電圧Ｅ_Δ ^ｂの指向性との平均であることから、第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａと同じ振幅特性である。図１７から、第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａと第３信号の電圧Ｅ_Ωとは、地板より上方向（＋Ｚ方向）である天頂方向に高い利得を有していることがわかる。

図１８Ａは、仰角方向が３０度である場合の指向性および推定される到来波方向の角度特性である。図１８Ａの（ａ）には、仰角方向が３０度である場合における第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａと第３信号の電圧Ｅ_Ωとの指向性が示されている。図１８Ａの（ｂ）には、上記の（式１４）により定義される角度φ_ｍすなわち仰角方向に３０度を有する到来波の方向を表す角度φ_ｍが示されている。

図１８Ｂは、仰角方向が８０度である場合の指向性および推定される到来波方向の角度特性である。図１８Ｂの（ａ）には、仰角方向が８０度である場合における第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａと第３信号の電圧Ｅ_Ωとの指向性が示されている。図１８Ｂの（ｂ）には、上記の（式１４）により定義される角度φ_ｍすなわち仰角方向に８０度を有する到来波の方向を表す角度φ_ｍが示されている。

図１８Ａの（ａ）および図１８Ｂの（ａ）から、第１信号の電圧Ｅ_Δ ^ａおよび第３信号の電圧Ｅ_Ωともに、８０度の高い仰角においてアジマス方向に一定の高い利得を維持していることがわかる。また、図１８Ａの（ｂ）および図１８Ｂの（ｂ）から、仰角を示すθ＝３０度と８０度とのいずれにおいても、推定される角度φ_ｍは到来波方向に比例することがわかる。

＜伝送容量と地板サイズとの関係の確認＞
本実施の形態のアンテナ装置１０では、到来波方向に対して垂直に配列されたサブアレーの組み合わせとなるように、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の８個の第１アンテナ素子を４つに分割制御することで、ＭＩＭＯアレーアンテナ機能を実現する。そして、本実施の形態のアンテナ装置１０は、ＭＩＭＯアレーアンテナ機能を実現することで、伝送容量の向上を図ることができる。

ところで、円形地板の中心に取り付けられたモノポールアンテナの仰角方向への放射指向性は、地板のサイズを変更することによって制御できることが知られている。しかし、ＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量に対する地板サイズの影響はこれまで十分に検討されていなかった。そこで、伝送容量と地板サイズとの関係を確認した結果について以下説明する。

図１９は、本実施の形態における地板２の半径ｒ_ｇを変化させたときの到来波の仰角方向に対する伝送容量の変化を示す図である。図１９には、３次元座標においてアジマス角とエレベーション角とのいずれもガウス分布到来波を有したクラスター伝搬環境のチャネルモデルを用いて、モンテカルロシミュレーションを実施した結果が示されている。ＭＩＭＯアレーアンテナ全体の放射特性はモーメント法によって計算した。解析周波数は２ＧＨｚである。円形配列フェーズドアレーアンテナ１を構成するすべてのアンテナ素子は、長さ３７．５ｍｍ、半径０．５ｍｍの１／４波長モノポールアンテナとした。４×４ＭＩＭＯアレーアンテナとして機能する円形配列フェーズドアレーアンテナ１の半径ａは４．９ｃｍとし、第１アンテナ素子＃２、＃３の間隔を２ＧＨｚで１／４波長とすることによって、カージオイド指向性を形成した。

図１９から、仰角（エレベーション角）における伝送容量が地板２の半径ｒ_ｇによって変化することがわかる。より具体的には、図１９から、エレベーション角が０～１５度の範囲は地板の半径ｒ_ｇが１３ｃｍ、１５～６０度の範囲は地板２の半径ｒ_ｇが１０ｃｍ、６０～９０度の範囲は地板の半径ｒ_ｇが１３ｃｍのときに伝送容量が最大となっている。従って、通信したいエレベーション角に応じて最適な地板の半径ｒ_ｇを制御する必要があることがわかる。

特に、地板２の半径ｒ_ｇ＝１０ｃｍのとき、３０度～６０度の高仰角において伝送容量が著しく増加している。この結果から、仰角特性および実用的なアンテナ形状を考慮して、本実施の形態における可変である地板２の半径ｒ_ｇの一方を１０ｃｍとした。

＜サブアレーにおける３次元放射指向性の確認＞
次に、サブアレーにおける３次元放射指向性について説明する。以下では、円形配列フェーズドアレーアンテナ１において第１アンテナ素子＃１、＃４をサブアレー２（以下、モノポールアレーアンテナとも称する）とした場合の３次元放射指向性について説明する。なお、比較例として、地板２がなく９個のダイポールアンテナで構成された円形配列フェーズドアレーアンテナ１において第１アンテナ素子＃１、＃４をサブアレー２（以下、ダイポールアレーアンテナとも称する）とした場合の３次元放射指向性についても説明する。

図２０Ａは、比較例におけるダイポールアレーアンテナの３次元放射指向性を示す図である。図２０Ｂは、本実施の形態におけるモノポールアレーアンテナの３次元放射指向性を示す図である。

図２０Ａおよび図２０Ｂを比較するとわかるように、図２０Ａに示すダイポールアレーアンテナの３次元放射指向性は、天頂方向（＋Ｚ方向）に深いヌルが形成されており、高仰角方向における放射が著しく低下している。一方、図２０Ｂに示すモノポールアレーアンテナでは、天頂方向（＋Ｚ方向）に深いヌルは形成されておらず、図２０Ａに示すダイポールアレーアンテナと比較して高仰角における放射利得の大幅な向上が見られる。

＜サンドイッチアレー装置１００における３次元放射指向性の確認＞
次に、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００が指向性走査を実施したときの３次元放射指向性について説明する。サンドイッチアレー装置１００は、４５度間隔の指向性走査を行う機能を有しているが、以下では、９０度間隔の３次元放射指向性のみを例に挙げて説明する。

図２１Ａ～図２２Ｄは、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００に指向性走査を実施させたときの３次元指向性を示す図である。図２１Ａ～図２１Ｄには、サンドイッチアレー装置１００の上部のアンテナ装置１０Ａにおいて、地板２の半径ｒ_ｇを１０ｃｍとし、第１アンテナ素子＃１、＃４をサブアレー２とした場合に、通信したいアジマス角を変化させたときの３次元放射指向性が示されている。図２２Ａ～図２２Ｄには、サンドイッチアレー装置１００の下部のアンテナ装置１０Ｂにおいて、地板２の半径ｒ_ｇを１０ｃｍとし、第１アンテナ素子＃１、＃４をサブアレー２とした場合に、通信したいアジマス角を変化させたときの３次元放射指向性が示されている。また、図２１Ａ～図２１Ｄと図２２Ａ～図２２Ｄとには、９０度間隔の３次元放射指向性が示されている。

図２１Ａ～図２２Ｄにより、通信したいアジマス方向の利得が大きくなっていることがわかる。また、図２１Ａ～図２２Ｄに示されるように、指向性走査を実施することで高仰角角度方向を照射しながら指向性が回転している。なお、他の３つのサブアレー（サブアレー１、３、４）の指向性も同様のことが言える。

そして、上部のアンテナ装置１０Ａと下部のアンテナ装置１０Ｂとを相補的に連携させることにより、俯角方向への指向性利得を向上させることができ、全立体角をカバーすることができることがわかる。

＜ＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量の確認＞
次に、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を、ＭＩＭＯアレーアンテナとして動作させたときの伝送容量について説明する。なお、比較例として、地板２がなく９個の半波長ダイポールアンテナで構成された円形配列フェーズドアレーアンテナ１（半波長ダイポールアレーアンテナと称する）をＭＩＭＯアレーアンテナとして動作させたときの伝送容量についても説明する。

図２３は、比較例における半波長ダイポールアレーアンテナを使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量の仰角特性を示す図である。図２３には、到来波のアジマス方向を０度（φ＝０度）として、到来波エレベーション角を変化させたときのＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量の解析結果が示されている。ここで、解析周波数は２ＧＨｚであり、ＳＮＲは３０ｄＢ、ＸＰＲ（交差偏波電力比）は１０ｄＢである。図２３に示されるσは、アジマス方向（水平方向）およびエレベーション方向（仰角方向）におけるガウス到来波の広がり角（標準偏差）を表している。θは、エレベーション方向の角度すなわち到来波エレベーション角を表している。

図２３から、半波長ダイポールアレーアンテナを使用したＭＩＭＯアレーアンテナは、０度のエレベーション角に対して伝送容量が対称となる特性を有していることがわかる。また、天頂方向（θ＝＋９０度）と天底方向（θ＝－９０度）において伝送容量の大幅な減少が見られることがわかる。また、広がり角が１０度の場合において、０度のエレベーション角の伝送容量と±９０度のエレベーション角の伝送容量を比較すると、２２ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚ劣化することがわかる。

これらの結果は、図２０Ａに示すように，ダイポールアレーアンテナでは、天頂方向と天底方向とにおいて、ヌルが形成されていることに起因すると考えられる。

図２４Ａは、実施の形態におけるサンドイッチアレー装置を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量のアジマス特性を示す図である。図２４Ｂは、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量の仰角特性を示す図である。図２４Ａには、アジマス角に対する伝送容量の仰角特性が示されており、図２４Ｂには、エレベーション角に対する伝送容量の仰角特性が示されている。

図２４Ａおよび図２４Ｂにおいて、解析周波数は２ＧＨｚであり、ＳＮＲは３０ｄＢ、ＸＰＲは１０ｄＢである。なお、飛翔車両間通信では、見通し内（Line-of-Sight：ＬＯＳ）伝搬環境が予想される。そのため，垂直偏波成分が水平偏波成分よりも優位な伝搬環境を想定し、交差偏波電力比を表すＸＰＲを１０ｄＢとしている。

また、サンドイッチアレー装置１００では、ＭＩＭＯアレーアンテナとして、０度～９０度の仰角ターゲットで上部のアンテナ装置１０Ａが選択され、－９０度～０度の俯角ターゲットで下部のアンテナ装置１０Ｂが選択されるとした。

図２４Ａからわかるように、いずれの広がり角に対しても、当該ＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量は全アジマス方向でほぼ一定である。これにより、サンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナのビーム（指向性）を到来波アジマス角に制御することにより、安定した伝送容量を実現できることがわかる。

また、図２４Ｂから、上部のアンテナ装置１０Ａと下部のアンテナ装置１０Ｂとの切り替え動作により、当該ＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量は、０度のエレベーション角に対して対称な特性を有することがわかる。また、図２４Ｂは、エレベーション角に対する当該ＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量の変動が小さいことがわかる。これにより、サンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナのビーム（指向性）を到来波エレベーション角に制御することにより、安定した伝送容量を実現できることがわかる。

図２３と図２４Ａ、図２４Ｂとにおいてエレベーション角が０度である場合の伝送容量を比較すると、次のことがわかる。すなわち、サンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量は、半波長ダイポールアレーアンテナを使用したＭＩＭＯアレーアンテナの最大伝送容量をおおむね維持していることがわかる。

これにより、上記の実施の形態において、全立体角照射を目的として、図１９から選択した地板２の半径ｒ_ｇを１０ｃｍとした（選択した）ことは、妥当であることがわかる。

図２５は、比較例における半波長ダイポールアレーアンテナを使用したＭＩＭＯアレーアンテナの全立体角にわたる３次元伝送容量を示す図である。図２６は、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの全立体角にわたる３次元伝送容量を示す図である。

図２５からわかるように、半波長ダイポールアレーアンテナを使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量は、天頂方向および天底方向において深いヌルが形成されている。一方、図２６に示すように、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量は、等半径の球体形状を有している。これにより、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナは、任意方向においてターゲットに接続できる能力を持っていることがわかる。

なお、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの伝送容量の上記特徴は、放射指向性のθ成分およびφ成分の適切な電力合成によって得られる。特に、φ成分は地板２に誘導された電流分布から生じる。このため、ダイポールアンテナで構成される半波長ダイポールアレーアンテナにはφ成分は原理的に存在しない。

＜高速通信が可能であることの確認＞
次に、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を、ＭＩＭＯアレーアンテナとして動作させたときに高速通信が可能であることを、伝送容量に基づく通信遮断確率（Outage Probability）を利用して確認したので、以下説明する。

まず、通信遮断確率は、下記の（式１５）に示すように、伝送容量が規定の閾値よりも下回る確率として定義した。

（式１５）において、ｐ（θ、φ）は、全立体角にわたる伝送容量の確率密度関数（ＰＤＦ）を示す。Ｃ_ｔｈは伝送容量の閾値を示す。φ_ｔｈは、Ｃ_ｔｈに対応するアジマス角を示し、θ_ｔｈはＣ_ｔｈに対応するエレベーション角を示す。

図２７は、本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナの全立体角にわたる通信遮断確率を示す図である。図２７に示される本開示は、サンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナを表す。図２７に示される比較例は、上述した半波長ダイポールアレーアンテナを使用したＭＩＭＯアレーアンテナを表す。また、図２７において、横軸は、下記の（式１６）で定義される伝送容量の最大値Ｃ_ｍａｘによって規格化された伝送容量である。

図２７より、比較例では、例えば広がり角が１０度（σ＝１０度）のとき、通信遮断確率がゼロになる規格化伝送容量ｒは２２％であることがわかる。一方、本開示では、広がり角が１０度のとき、通信遮断確率がゼロになる規格化伝送容量ｒは８７％である。

これにより、本開示すなわち本実施の形態におけるサンドイッチアレー装置１００を使用したＭＩＭＯアレーアンテナでは、３次元空間の全方位に渡って最大伝送容量の８７％の高速通信が可能であることがわかる。

以上の確認等により、本実施の形態のサンドイッチアレー装置１００は、１）空間分割モノパルス法によりモノパルス指向性を形成できること、２）全立体角に渡り到来波方向を推定できること、３）ＭＩＭＯアレーアンテナの機能を有することが明らかとなった。また、本実施の形態のサンドイッチアレー装置１００では、モノパルス指向性の形成を行う場合と、全立体角に渡る到来波方向を推定する場合とには、地板２の半径ｒ_ｇは７ｃｍとし、ＭＩＭＯアレーアンテナの機能を実現する場合には、地板２の半径ｒ_ｇは１０ｃｍとする。つまり、本実施の形態のサンドイッチアレー装置１００では、１）～３）のすべての機能を１つの装置で実現するため、ダイオードのオン・オフで地板２の半径ｒ_ｇを切り替える。

（変形例）
上記の実施の形態では、ＭＩＭＯアレーアンテナとして、２つのアンテナ装置１０で構成される１つのサンドイッチアレー装置１００を用いる場合について説明したが、これに限らない。サンドイッチアレー装置１００をモジュール化して組み合わせることで、多素子ＭＩＭＯアレーアンテナを形成してもよい。以下、この場合について説明する。

図２８は、変形例における多素子ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。図２８では、多素子ＭＩＭＯアレーアンテナを形成するために、５つのサンドイッチアレー装置１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ、１００ｅが組み合わされた場合の一例が示されている。

また、上記の実施の形態では、アンテナ装置１０をＭＩＭＯアレーアンテナとして用いる場合について説明したが、これに限らない。アンテナ装置１０をモジュール化して組み合わせることで、多素子ＭＩＭＯアレーアンテナを形成してもよい。以下、この場合について説明する。

図２９Ａは、変形例における４×４ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。図２９Ｂは、変形例における８×８ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。図２９Ｃは、変形例における１６×１６ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。図２９Ｄは、変形例における３２×３２ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。図２９Ｅは、変形例における６４×６４ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。図２９Ｆは、変形例における１２８×１２８ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。図２９Ｇは、変形例における２５６×２５６ＭＩＭＯアレーアンテナの一例を示す図である。図２９Ａ～図２９Ｇにはそれぞれ、多素子ＭＩＭＯアレーアンテナを上面から見た場合のアンテナ装置１０の組み合わせが示されている。

このように、サンドイッチアレー装置１００またはアンテナ装置１０をモジュール化して組み合わせることで、容易に多素子ＭＩＭＯアレーアンテナとして拡張できる。

（その他の実施の形態）
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されない。上述した実施の形態に対して、この発明と同一の範囲において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。

また、上記実施形態において、各構成要素は専用のハードウェアにより構成されてもよく、あるいは、ソフトウェアにより実現可能な構成要素については、プログラムを実行することによって実現されてもよい。

また、例えば、アンテナ装置１０を構成するモジュールを、ＩＣ（集積回路）、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）、およびＬＳＩ（大規模集積）などの形態で実現されるか、ＡＲＭなどのＣＰＵに基づくプロセッサおよびＰＣ（パーソナルコンピュータ）などの機械により実現するとしてもよい。これらの各モジュールは、多くの単機能ＬＳＩまたは１つのＬＳＩに含まれ得る。ここで用いられた名称はＬＳＩであるが、集積度に応じて、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩまたはウルトラＬＳＩと呼称されることもある。さらに、集積方法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサなどによっても集積することができる。これには、プログラム命令により指示可能なＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）などの特殊なマイクロプロセッサも含まれる。ＬＳＩの製造後にプログラム可能なＦＰＧＡ（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）もしくはＬＳＩの接続または配置を再構成できる再構成可能プロセッサを同様の目的で用いることができる。今後は、製造と処理技術の発展に伴い、全く新しい技術がＬＳＩに置き換わるかもしれない。集積はそのような技術によって実現され得る。

本発明は、受信電波の到来波方向を推定するとともに、推定した到来波方向に指向性を制御して高信頼性通信を実現するアンテナ装置等に利用でき、特に飛翔車両、ＭＩＭＯアンテナなどに用いられるアンテナ装置等に利用することができる。

１、１Ａ、１Ｂ 円形配列フェーズドアレーアンテナ
２、２Ａ、２Ｂ、２ａ、２ｂ 地板
３ 制御部
４ 演算部
１０、１０Ａ、１０Ｂ アンテナ装置
１００、１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ、１００ｅ サンドイッチアレー装置
３０１ ダイオード
３０２ チョークコイル

Claims (6)

1. 円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、前記円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる円形配列フェーズドアレーアンテナと、
   スイッチング制御により半径が可変である円形状の地板と、
   前記円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波の前記地板と平行な方向である到来波方向に応じて、前記Ｎ個の第１アンテナ素子を前記到来波方向に直交するように前記Ｎ／２個のサブアレーに分割し、前記サブアレーの指向性を制御することで前記到来波方向に向いた前記Ｎ／２個のビームを独立に形成するサブアレー制御部と、を備え、
   前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子とは、前記地板に実装されたモノポールアンテナで構成される、
   アンテナ装置。
2. 前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子とは、１／４波長モノポールアンテナで構成される、
   請求項１に記載のアンテナ装置。
3. 前記Ｎ／２個のサブアレーそれぞれは、配列方向が平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせで構成され、
   前記組み合わせは、前記到来波方向に応じて、変更される、
   請求項１または２に記載のアンテナ装置。
4. 円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、前記円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる円形配列フェーズドアレーアンテナと、
   スイッチング制御により半径が可変である円形状の地板と、
   前記円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波の前記地板となす方向である仰角方向の経路差を用いて算出されるデルタ指向性およびシグマ指向性を形成するために与えられる位相を、所望の通信方向に最も近い２つの前記第１アンテナ素子に与えることによって、前記仰角方向を含む所定の角度範囲に、前記円形配列フェーズドアレーアンテナの指向性を制御する指向性制御部と、を備え、
   前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子とは、前記地板に実装されたモノポールアンテナで構成され、
   前記デルタ指向性は、前記仰角方向に逆相励振を実現することによって放射利得を小さくさせる指向性であり、
   前記シグマ指向性は、前記仰角方向に同相励振を実現することによって放射利得を大きくさせる指向性である、
   アンテナ装置。
5. 円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、前記円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる円形配列フェーズドアレーアンテナと、
   スイッチング制御により半径が可変である円形状の地板と、
   前記第１アンテナ素子それぞれの受信信号を前記第１アンテナ素子の配置に応じた２つの重みそれぞれをかけて合計した第１信号および第２信号と、前記第２アンテナ素子の受信信号である第３信号とを統計解析し、前記第１信号および前記第３信号の位相差を算出することにより、前記円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波の前記地板となす方向である到来波方向を推定する演算部と、を備え、
   前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子とは、前記地板に実装されたモノポールアンテナで構成され、
   前記演算部は、前記第３信号の電圧の位相角を、前記第１信号の電圧の位相角と前記第２信号の電圧の位相角との平均により算出することで、前記第１信号および前記第３信号の位相差を算出し、
   前記位相差は、前記到来波方向に略比例する、
   アンテナ装置。
6. 第１アンテナ装置および第２アンテナ装置を備え、
   前記第１アンテナ装置および前記第２アンテナ装置の各々は、
   円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、前記円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる円形配列フェーズドアレーアンテナと、
   スイッチング制御により半径が可変である円形状の地板と、を有し、
   前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子とは、前記地板に実装されたモノポールアンテナで構成され、
   前記第１アンテナ装置は、飛翔車両の天頂部に配置され、
   前記第２アンテナ装置は、前記飛翔車両の天底部に配置され、
   前記第１アンテナ装置および前記第２アンテナ装置における前記地板から見た前記円形配列フェーズドアレーアンテナの立設方向は、反対方向である、
   サンドイッチアレー装置。

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