JP7722085B2 - 光送信機、通信装置、及び光変調器のバイアス制御方法 - Google Patents

Description

本開示は、光送信機、通信装置、及び光変調器のバイアス制御方法に関する。

光通信で、マッハツェンダ型光変調器（Mach-Zehnder optical Modulator：ＭＺＭ）を用いて直交位相変調を行うコヒーレント光トランシーバが用いられている。直交位相変調を行うＭＺＭでは、子ＭＺＭと呼ばれる２つのМＺＭが入れ子になって親ＭＺＭと呼ばれる１つのＭＺＭが形成されている。位相変調をかける前提として、２つの子ＭＺＭと親ＭＺＭのそれぞれが適切な位相に保たれていることが必要である。各ＭＺＭは、外部から印加されるバイアス電圧によって、適切な位相に制御される。

光変調器には、温度、波長などの動作環境や、経時変化による動作点ドリフトが発生することが知られている。動作点がドリフトすると、各ＭＺＭの位相が理想値からずれて、主信号の性能が劣化する、このため、運用中も信号変調と並行して、ドリフトを補償するためのフィードバック制御が行われる（たとえば、特許文献１参照）。光変調されたパイロット信号に含まれるノイズを抽出して同期検波の信号からノイズ分を除去し、光変調器の動作点を適正に制御する構成が提案されている（たとえば、特許文献２参照）。

特開２０１２－２１１９３６号公報 特開２００７－３１０２８８号公報

外乱ノイズも光変調器の位相を乱す要因となり得る。コヒーレント光トランシーバを搭載したプラグインユニットを含む通信装置では、電源部のスイッチングノイズや、冷却ファンの速度制御用のパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）回路のノイズが、光変調器の位相を乱す。動作点ドリフトと比較すると、外乱ノイズによる位相変動量は微小なので、これまでは主信号の品質への影響は無視できる程度であった。しかし、通信容量拡大のために変調の多値度が増えると、シンボル間隔が狭くなり、外乱ノイズによる微小な位相変動による主信号への影響が顕在化する。たとえば、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）方式の変調では、主信号の品質に対する外乱ノイズの影響は十分に小さいが、６４ＱＡＭのように多値度が増加すると、主信号に対する外乱ノイズの影響が無視できなくなる。

発明の一側面では、外乱ノイズによる位相変動の影響が低減され主信号の品質が維持された光送信機を提供することを目的とする。

一実施形態では、光送信機は、光変調器と、前記光変調器の出力光をモニタするモニタ回路と、前記モニタ回路のモニタ結果を用いて前記光変調器のバイアス電圧を制御するマイクロプロセッサと、を有し、
前記マイクロプロセッサは、前記バイアス電圧に、第１周波数の第１ディザ信号と、前記第１周波数と異なる第２周波数の第２ディザ信号を時分割で重畳し、前記モニタ結果から、前記第１周波数の変動成分に基づく第１制御誤差と、前記第２周波数の変動成分に基づく第２制御誤差を算出し、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差を用いて前記バイアス電圧を制御する制御値を決定する。

光送信機において、外乱ノイズによる位相変動の影響が抑制され、主信号の品質が維持される。

一般的なバイアス制御の図である。 図１Ａの構成における外乱ノイズの影響を示す図である。 第１実施形態の光送信機の模式図である。 図２の光送信機のバイアス制御の演算処理の一例を示す図である。 図２の光送信機のバイアス制御の演算処理の別の例を示す図である。 第２実施形態の光送信機の模式図である。 図５の光送信機のバイアス制御の演算処理の一例を示す図である。 制御値格納テーブルの一例を示す図である。 実施形態のバイアス制御の基本フローチャートである。 各アームのバイアス制御のフローチャートである。 図９のバイアス制御の具体的な処理のフローチャートである。 各演算処理の概要と効果を示す図である。 効果確認の図であり、外乱がないときのモニタ信号と位相変動量を示す図である。 効果確認の図であり、従来のバイアス制御で外乱ノイズが発生したときのモニタ信号と位相変動量を示す図である。 効果確認の図であり、実施形態のバイアス制御で外乱ノイズが発生したときのモニタ信号と位相変動量を示す図である。 実施形態の光送信機を用いた通信装置の模式図である。

実施形態の光送信機の構成とバイアス制御の詳細を述べる前に、図１Ａと図１Ｂを参照して、発明者らが見出した技術課題、すなわち、外来ノイズの影響の顕在化を説明する。図１Ａは一般的なバイアス制御の図、図１Ｂは、図１Ａの構成における外乱ノイズの影響を示す。光変調器は、レーザダイオード（Laser Diode：ＬＤ）から入射した連続光を、デジタル信号プロセッサ（Digital Signal Processor：ＤＳＰ）で生成されたデータ信号で変調して、変調光信号を出力する。光変調器を構成する各ＭＺＭを適切な位相に制御するために、自動バイアス制御（Automatic Bias Control：ＡＢＣ）が行われる。

光変調器から出力される変調光信号の一部を分岐して、光検出器（Photo Detector：ＰＤ）でモニタする。モニタ結果に基づいてＡＢＣ回路でバイアス制御値を計算し、モニタ結果を光変調器にフィードバックする。バイアス制御値は、デジタルアナログ変換器（digital to Analog Converter：ＤＡＣ）で電圧値に変換され、直流（Direct Current：ＤＣ）バイアスとして光変調器に印加される。このＤＣバイアスには、バイアス制御用のディザ信号が重畳されている。ディザ信号として、一般的に単一の周波数が用いられる。モニタ光に含まれる、ディザ信号と同じ周波数成分が最小になるように、ＤＣバイアスは制御される。

光トランシーバを搭載した通信装置では、電源、ＰＷＭ回路などの、光トランシーバ周辺の電気または電子部品で発生する電気的な振幅変化が、外来ノイズ（電磁波）としてモニタ用のＰＤに混入する。外来ノイズの発生とその程度は不定期であり、どのタイミングでどのレベルのノイズが発生するかわからない。

外来ノイズとバイアス制御用のディザ信号の周波数が一致する場合に、ノイズの影響が最も大きくなる。実際はバイアスずれが無くても位相変動量が検出される、あるいは、わずかなバイアスずれが最大の位相変動量として検出されるからである。多値度が低い場合は、主信号に対する外来ノイズの影響は無視できる程度に小さいが、多値度が増加して、複素平面上のシンボル間隔が小さくなると、外来ノイズによる位相変動量の誤検出が無視できなくなる。

ＰＤ出力は０．０１ｍＡオーダーの微小な光電流であり、ノイズに対する耐力が低い。微小な光電流は、後段のトランスインピーダンスアンプ（Transimpedance Amplifier：ＴＩＡ）で電圧に変換されるとともに、１０，０００倍以上の大きな利得が与えられる。バンドパスフィルタ（Bandpass Filter：ＢＰＦ）で電圧信号からディザ周波数を含む成分が抽出された後に、アンプ（ＡＭＰ）でさらに１０倍以上の利得が与えられる。ＰＤ出力に外来ノイズが乗ると、検出されたディザ周波数成分とともにノイズが大きく増幅され、ＡＢＣ回路によるバイアス制御が不安定になる。

図１Ｂは、外乱ノイズの主信号品質への影響を示す。電源スイッチングや冷却ファンのＰＷＭ制御により外来ノイズがＰＤ出力に混入すると、ＰＤ出力が変動する。外来ノイズよるＰＤ出力の微小な電流変化は、高ゲインの電気アンプによって大きく増幅され、ＡＢＣ回路で推定される位相変動量が増大する。シンボル間隔が小さい高多値度の変調では、外来ノイズによる微小な位相変動量は主信号の品質への影響が顕著になる。直交位相変調を行うマッハツェンダ型のＩＱ変調器では、Ｉアーム、Ｑアーム、及び親変調器の各バイアス電圧を最適点に制御する必要があるが、外来ノイズの影響はどのバイアス電圧にも表れ得る。

変調多値度の増加により顕在化する外来ノイズの影響を抑制するため、実施形態では、光変調器のバイアス制御において、１つのバイアス電圧に対して、複数の周波数のディザ信号を時分割で重畳する。複数の周波数のそれぞれで、モニタ結果からバイアス制御値（制御誤差）を計算し、複数の周波数で得られたバイアス制御値（制御誤差）に演算処理を施して、最終的なバイアス制御値を決定する。演算処理は、ノイズの影響を低減する処理であり、複数の周波数で求めたバイアス制御値の移動平均、二乗和平均、分散などを算出する処理である。異なる周波数で求められた複数のバイアス制御値から、ノイズの影響が少ない最終的なバイアス制御値を決定することで、光変調器のバイアス制御に対するノイズの影響が抑制される。

＜第１実施形態＞
図２は、第１実施形態の光送信機１０Ａの模式図である。光送信機１０Ａは、光変調器１３と、光変調器１３の出力光をモニタするモニタ回路１０５と、モニタ回路１０５のモニタ結果を用いて光変調器１３のバイアス電圧を制御するマイクロプロセッサ１５Ａと、を有する。光送信機１０Ａはまた、光変調器１３に光を供給する光源１１と、光変調器１３にデータ信号を入力するＤＳＰ１２を有する。以下の説明で、「バイアス」または「バイアス電圧」というときは、特段の断りのないかぎり、ＤＣバイアス電圧をいうものとする。

モニタ回路１０５は、光変調器１３の出力光の一部を検出するＰＤ１６と、ＰＤ１６から出力される光電流を電圧信号に変換して増幅するＴＩＡ１７と、ＴＩＡ１７から出力された電圧信号に含まれる所定の周波数の変動成分を抽出するＢＰＦ１８－１、及び１８－２を含む。モニタ回路１０５に、ＢＰＦ１８－１とＰＢＦ１８－２の出力をそれぞれ増幅するアンプ１９－１と１９－２が含まれていてもよい。

光変調器１３は、たとえば、直交位相変調を行うＭＺ変調器である。同相の信号を扱うＭＺＭ１３１と、直交位相の信号を扱うＭＺＭ１３２が入れ子になって、親ＭＺＭ１３３が形成されている。ＭＺＭ１３１を「ＩアームＭＺＭ１３１」、ＭＺＭ１３２を「ＱアームＭＺＭ１３２」と呼ぶ。

マイクロプロセッサ１５Ａは、ＤＡＣ１４を介して、光変調器１３の各ＭＺＭにバイアス電圧を印加する。マイクロプロセッサ１５Ａは、ＩアームＭＺＭ１３１と、ＱアームＭＺＭ１３２と、親ＭＺＭ１３３のそれぞれに与えられるバイアス電圧を制御して、各ＭＺＭを適切な位相に保つ。適切な位相とは、信号入力がない状態で、ＩアームＭＺＭ１３１の２本の導波路間の位相差が１８０°、ＱアームＭＺＭ１３２の２本の導波路間の位相差が１８０°、ＩアームとＱアームの間の位相差が９０°となる位相である。この位相状態を保つことにより、入力データ信号に基づいて、２ビット４値を表す直交位相変調が行われる。

ＤＳＰ１２から、ＲＦ信号端子を介して、高速のデータ信号がＩアームＭＺＭ１３１とＱアームＭＺＭ１３２に入力され、各アームで光変調が行われる。Ｉアームで変調された光とＱアームで変調された光の間に９０°の位相差が与えられて合波され、光変調器１３から変調光信号が出力される。

光変調器１３の位相状態は運用中もモニタされ、ＤＡＣ１４からＤＣバイアス端子を介して、ＩアームＭＺＭ１３１、ＱアームＭＺＭ１３２、親ＭＺＭ１３３のそれぞれに、個別のバイアス電圧が印加される。ＩアームＭＺＭ１３１に印加されるバイアス電圧を「Ｉバイアス」、ＱアームＭＺＭ１３２に印加されるバイアス電圧を「Ｑバイアス」、親ＭＺＭ１３３に印加されるバイアス電圧を「Φバイアス」と呼ぶ。

実施形態では、Ｉバイアス、Ｑバイアス、及びΦバイアスの制御に、同じディザ信号を用いる。ディザ信号とは、小振幅で変動する低周波の信号である。「小振幅」とは、たとえば数ｍＶ～数十ｍＶの振幅である。「低周波」とは、光変調器１３の駆動振幅と比較して十分に低い数Ｈｚ～１ｋＨｚ程度の周波数である。

ディザ信号として、複数の異なる周波数を用い、ひとつのバイアス電圧に重畳するディザ信号の周波数を切り替える。Ｉバイアス、Ｑバイアス、Φバイアスのそれぞれで、第１周波数ｆ１のディザ信号を重畳する区間と、第２周波数ｆ２のディザ信号を重畳する区間が設けられる。たとえば、第１周波数ｆ１は３００Ｈｚ、第２周波数ｆ２は１ｋＨｚである。ディザ信号の周波数の組み合わせはこの例に限定されず、２００Ｈｚと８００Ｈｚ、４００Ｈｚと１ｋＨｚなど、少なくとも一方が外来ノイズの周波数と重ならないように、適切に選択できる。

第１周波数ｆ１のディザ信号と、第２周波数ｆ２のディザ信号は、たとえば変調カーブ（電圧対パワー特性）のボトムの電圧を中心に変化する。各ＭＺＭのバイアス電圧が最適点（この例では変調カーブのボトム）にあるときは、光変調器１３の出力に、ｆ１またはｆ２の２倍の周波数で変化する成分が含まれる。各ＭＺＭのバイアス電圧が変調カーブのボトムからずれていると、光変調器１３の出力に、ｆ１またはｆ２と同じ周波数で変化するディザ成分が現れる。このバイアス電圧のずれが制御誤差（偏差）として検出される。

１つのバイアス電圧に、２つの異なる周波数のディザ信号が時分割で重畳されるので、バイアス制御中に外来ノイズが発生しても、少なくともいずれかの周波数で外来ノイズの影響が回避される。

ひとつのバイアス電圧に異なる周波数のディザ信号を重畳するので、ＰＤ１６の出力から、それぞれのディザ周波数でのパワー変動成分を抽出する構成が必要である。モニタ回路１０５では、ＴＩＡ１７の後段に、ｆ１成分を抽出するＢＰＦ１８－１（図中、「ＢＰＦ１」と表記）と、ｆ２成分を抽出するＢＰＦ１８－２（中、「ＢＰＦ２」と表記）が設けられているが、この例に限定されない。周波数可変ＢＰＦを用いて、マイクロプロセッサ１５Ａによるディザ周波数の切換えと、周波数可変ＢＰＦの通過帯域の切換えを同期させてもよい。

ＢＰＦ１８－１で抽出された周波数成分はアンプ１９－１で増幅されて、マイクロプロセッサ１５Ａに入力される。ＢＰＦ１８－２で抽出された周波数成分はアンプ１９－２で増幅されて、マイクロプロセッサ１５Ａに入力される。

マイクロプロセッサ１５Ａは、ディザ生成回路１５１、ＡＤＣ１５２ａと１５２ｂ、制御誤差算出回路１５３ａと１５３ｂ、メモリ１５４、演算器１５５Ａ、セレクタ１５８Ａ、バイアス値算出回路１５９，ディザ重畳回路１６１、及び、ユーザインタフェース（Ｉ／Ｆ）１６２を有する。

ディザ生成回路１５１は、少なくとも２つの異なる周波数ｆ１、ｆ２のディザ信号を生成する。ディザ重畳回路１６１は、光変調器の１３のＩアームＭＺＭ１３１、ＱアームＭＺＭ１３２、及び親ＭＺＭ１３３のそれぞれに印加するＤＣバイアスに、周波数ｆ１とｆ２のディザ信号を切り替えて重畳する。

ＡＤＣ１５２ａは、光変調器１３の出力光信号に含まれる周波数ｆ１の変動成分をデジタルサンプリングして、ｆ１変動成分のデジタル値を、制御誤差算出回路１５３ａに入力する。ＡＤＣ１５２ｂは、光変調器１３の出力光信号に含まれる周波数ｆ２の変動成分をデジタルサンプリングして、ｆ２変動成分のデジタル値を制御誤差算出回路１５３ｂに入力する。

制御誤差算出回路１５３ａは、ディザ生成回路１５１で生成されたｆ１ディザ信号を用いて、ｆ１成分を同期検波する。同期検波されたｆ１成分の大きさ（振幅）が、バイアス制御の位相ずれ、すなわち制御誤差（偏差）を表す。制御誤差には、バイアス電圧の位相ずれの大きさと方向（符号）が含まれる。検出されたｆ１成分の制御誤差は、バイアス制御のサイクルごとにメモリ１５４のｆ１処理用メモリ１５４ａに保存される。

制御誤差算出回路１５３ｂは、ディザ生成回路１５１で生成されたｆ２ディザ信号を用いて、ｆ２成分を同期検波する。同期検波されたｆ２成分の大きさ（振幅）が、バイアス制御の位相ずれ、すなわち制御誤差（偏差）を表す。制御誤差には、バイアス電圧の位相ずれの大きさと方向（符号）が含まれる。検出されたｆ２成分の制御誤差は、バイアス制御のサイクルごとに、メモリ１５４のｆ２処理用メモリ１５４ｂに保存される。

演算器１５５Ａは、演算のウィンドウサイズごとに、ｆ１処理用メモリ１５４ａとｆ２処理用メモリ１５４ｂから、保存された制御差値を読み出して、ノイズ低減のための演算を行う。ウィンドウサイズは、たとえば、ユーザＩ／Ｆ１６２を介して、オペレータによって設定可能である。

第１実施形態では、演算器１５５Ａは、単純平均計算器１５６、または二乗和平均計算器１５７を含む。単純平均計算器１５６は、ウィンドウをずらしながら、ｆ１成分の制御誤差とｆ２成分の制御誤差の移動平均を計算する。二乗和平均計算器１５７を用いる場合は、単純平均の計算結果を用いるので、単純平均計算器１５６と二乗和平均計算器１５７の双方が用いられる。単純平均の計算結果と、二乗和平均の計算結果は、セレクタ１５８Ａに入力される。

セレクタ１５８Ａは、制御サイクルごとに、単純平均または二乗和平均をバイアス値算出回路１５９に出力する。いずれの値を選択するかは、ユーザＩ／Ｆ１６２を介して、あらかじめ決定されていてもよい。たとえば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなど、多値度が比較的低い変調方式で、高精度のノイズ除去を要しない場合は単純平均を用い、６４ＱＡＭなど多値度が比較的高い変調方式で、二乗和平均を用いてもよい。

固定的に単純平均を用いる場合は、演算器１５５Ａは、二乗和平均計算器１５７を動作させずに、単純平均値を順次セレクタ１５８Ａに出力してもよい。二乗和平均を固定的に用いる場合は、二乗和平均値が順次セレクタ１５８Ａに出力されてもよい。セレクタ１５８Ａは必須ではなく、あらかじめオペレータにより決定された単純平均、または二乗和平均の結果が、演算器１５５Ａからバイアス値算出回路１５９に直接入力される構成であってもよい。

バイアス値算出回路１５９は、演算器１５５Ａまたはセレクタ１５８Ａの出力値（バイアス位相ずれを表す制御誤差）から、Φバイアス、Ｉバイアス、及びＱバイアスのそれぞれの電圧補正値を制御値として計算する。ディザ重畳回路１６１は、補正後の各バイアス電圧に、周波数ｆ１のディザ信号と周波数ｆ２のディザ信号を、時分割で重畳する。ディザ信号を含むバイアス電圧は、ＤＡＣ１４によってアナログ電圧に変換されて、ＤＣバイアス端子から光変調器１３に印加される。

＜単純平均処理＞
図３は、単純平均計算器１５６の動作を示す。バイアス制御のサイクルごとに、Φバイアス、Ｉバイアス、及びＱバイアスの各々に、周波数ｆ１のディザ信号と、周波数ｆ２のディザ信号が重畳される。たとえば、ｆ１は３００Ｈｚ、ｆ２は１ｋＨｚである。この単純平均処理は、区間（サイクル）をずらしながら、所定のウィンドウサイズごとに制御誤差の平均値を求めるので、移動平均の算出にあたる。

ウィンドウサイズは、一回の演算で用いる総データの個数である。図３の例では、ウィンドウサイズは、２サイクルで得られる４個のデータに設定されているが、この例に限定されない。制御値（移動平均）は、Φ、Ｉ、Ｑのバイアスごとに、各サイクルで検出された制御誤差を用いて以下の式で求められる。

ここで、Ａ_Ｎ－１は前回のサイクルでのｆ１成分の制御誤差、Ｂ_Ｎ－１は前回のサイクルでのｆ２成分の制御誤差、Ａ_Ｎは今回のサイクルでのｆ１成分の制御誤差、Ｂ_Ｎは今回のサイクルでのｆ２成分の制御誤差である。ｆ１成分の制御誤差を２つ、ｆ２成分の制御誤差を２つ、合計４つのデータの平均値を、制御値として用いる。

Φバイアス、Ｉバイアス、Ｑバイアスのそれぞれについて、２サイクル分の制御誤差がメモリ１５４に保存される都度、単純平均計算器１５６で制御値が計算される。次のタイミングで、１サイクルずらして、２サイクル目のｆ１成分の制御誤差とｆ２成分の制御誤差、及び、３サイクル目のｆ１成分の制御誤差とｆ２成分の制御誤差を用いて、単純平均が計算される。メモリ１５４のバッファに余裕がある場合は、３サイクル以上、サンプル総数が６以上のウィンドウサイズを設定してもよい。

＜二乗和平均＞
図４は、二乗和平均計算器１５７の動作を示す。バイアス制御のサイクルごとに、周波数ｆ１のディザ信号と、周波数ｆ２のディザ信号が、Φバイアス、Ｉバイアス、及びＱバイアスの各々に重畳される。たとえば、ｆ１は３００Ｈｚ、ｆ２は１ｋＨｚである。二乗和平均は、単純平均値を用いて、下記の計算式で求められる。

ここで、ｘ_ｉはｉ番目のサイクルの単純平均値、ｘ（バー）は、単純平均値の平均値である。Φバイアスに着目すると、１サイクル目のｆ１成分の制御誤差Ａ_Φ_Ｎ-１と、ｆ２成分の制御誤差Ｂ_Φ_Ｎ-１とから、単純平均ｘ_１としてΦ_ave_Ｎ-１が２サイクル目で算出される。また、２サイクル目のｆ１成分とｆ２成分の制御誤差の単純平均ｘ_２としてΦ_ave_Ｎ-２が算出される。３サイクル目で、単純平均ｘ_１、ｘ_２と、これらの平均値ｘ（バー）を用いて、二乗和平均として、二乗和の平方根Φ_ave_１が求められる。

二乗和平均を用いることで、単純平均のウィンドウサイズを拡大するよりも小さいバッファサイズで、同程度のノイズ軽減効果が得られる。少なくとも２種類のディザ周波数を用いることで、いずれかの周波数に近い外来ノイズが混入する場合でも、外来ノイズの影響を軽減することができる。

光送信機１０Ａの立ち上げ時は、テスト信号を用いてディザ成分の検出と、移動平均または二乗和平均の計算を繰り返して、設定用の単純平均値または二乗和平均値を求めて、初期バイアス電圧を設定してもよい。単純平均または二乗和平均を用いることで、ｆ１とｆ２のどちらか一方のディザ成分に大きなノイズ影響が乗っている場合でも、このノイズの影響を軽減することができる。

＜第２実施形態＞
図５は、第２実施形態の光送信機１０Ｂの模式図である。第２実施形態では、ノイズ低減のための演算処理として、分散を算出する。

光送信機１０Ｂは、光変調器１３と、光変調器１３の出力光をモニタするモニタ回路１０５と、モニタ回路１０５のモニタ結果を用いて光変調器１３のバイアス電圧を制御するマイクロプロセッサ１５Ｂと、を有する。光送信機１０Ｂはまた、光源１１とＤＳＰ１２を有する。第２実施形態でも、２つの異なる周波数ｆ１とｆ２のディザ信号を用いる。モニタ回路１０５において、ＴＩＡ１７の後段に、ｆ１と同じ周波数でパワー変動する成分（ｆ１成分）を抽出するＢＰＦ１８－１と、ｆ２と同じ周波数でパワー変動する成分（ｆ２成分）を抽出するＢＰＦ１８－２設けられている。ＢＰＦ１８－１で抽出された周波数成分はアンプ１９－１で増幅されて、マイクロプロセッサ１５Ｂに入力される。ＢＰＦ１８－２で抽出された周波数成分はアンプ１９－２で増幅されて、マイクロプロセッサ１５Ｂに入力される。

マイクロプロセッサ１５Ｂは、ディザ生成回路１５１、ＡＤＣ１５２ａと１５２ｂ、制御誤差算出回路１５３ａと１５３ｂ、メモリ１６４、演算器１５５Ｂ、セレクタ１５８Ｂ、バイアス値算出回路１５９、及びディザ重畳回路１６１を有する。

ディザ生成回路１５１は、少なくとも２つの異なる周波数ｆ１、ｆ２のディザ信号を生成する。ディザ重畳回路１６１は、光変調器の１３のＩアームＭＺＭ１３１、ＱアームＭＺＭ１３２、及び親ＭＺＭ１３３のそれぞれに印加するＤＣバイアスに、周波数ｆ１とｆ２のディザ信号を時分割で重畳する。

ＡＤＣ１５２ａは、光変調器１３の出力光信号に含まれる周波数ｆ１の変動成分をデジタルサンプリングして、ｆ１変動成分のデジタル値を、制御誤差算出回路１５３ａに入力する。ＡＤＣ１５２ｂは、光変調器１３の出力光信号に含まれる周波数ｆ２の変動成分をデジタルサンプリングして、ｆ２変動成分のデジタル値を制御誤差算出回路１５３ｂに入力する。

制御誤差算出回路１５３ａは、ディザ生成回路１５１で生成されたｆ１ディザ信号を用いて、ｆ１成分を同期検波する。同期検波されたｆ１成分の大きさが、バイアス制御の位相ずれ、すなわち制御誤差（偏差）を表す。制御誤差には、位相ずれの大きさと方向（符号）が含まれる。検出されたｆ１成分の制御誤差はバイアス制御のサイクルごとにメモリ１６４のｆ１処理用メモリ１６４ａに保存される。

制御誤差算出回路１５３ｂは、ディザ生成回路１５１で生成されたｆ２ディザ信号を用いて、ｆ２成分を同期検波する。同期検波されたｆ２成分の大きさが、バイアス制御の位相ずれ、すなわち制御誤差（偏差）を表す。制御誤差には、位相ずれの大きさと方向（符号）が含まれる。検出されたｆ２成分の制御誤差はバイアス制御のサイクルごとにメモリ１６４のｆ２処理用メモリ１６４ｂに保存される。

メモリ１６４ａと１６４ｂは、Φバイアス、Ｉバイアス、Ｑバイアスのそれぞれについて、所定のサイクル（Ｎサイクル、Ｎは自然数）分の制御誤差を保存する。

演算器１５５Ｂは、演算のウィンドウごとに、ｆ１処理用メモリ１５４ａとｆ２処理用メモリ１５４ｂから、保存された制御誤差値を読み出して、ノイズ低減のための演算を行う。ウィンドウサイズは、あらかじめ設定されていてもよいし、図２と同様に、ユーザＩ／Ｆを介して、オペレータによって設定されてもよい。

演算器１５５Ｂは、ｆ１成分の制御誤差の分散を計算する分散計算器１７１と、ｆ２成分の制御誤差の分散を計算する分散計算器１７２と、ｆ１成分とｆ２成分の分散の大きさを比較する比較器１７３を含む。比較器１７３は、ｆ１成分の分散とｆ２成分の分散のうち、いずれか小さい方を選択し、分散が小さくなる方の周波数をセレクタ１５８Ｂに通知する。

分散（σ^２）は、ディザ信号の周波数ごと、バイアス電圧の種類ごとに、下記の式に基づいて計算される。

ここで、σは標準偏差、ｎはサンプル数、ｘ_ｉは着目しているｉ番目のサイクルの制御誤差、ｘ（バー）はｎ個のサンプルの制御誤差の平均値である。

セレクタ１５８Ｂには、バイアス制御のサイクルごとに、ｆ１処理用メモリ１６４ａとｆ２処理用メモリ１６４ｂから、着目している制御誤差が入力される。セレクタ１５８Ｂは、比較器１７３の比較結果に基づいて、分散が小さくなる方の周波数成分の制御誤差を選択し、選択した制御誤差をバイアス値算出回路１５９に出力する。

バイアス値算出回路１５９は、Φバイアス、Ｉバイアス、及びＱバイアスのそれぞれについて、セレクタ１５８Ｂの出力値（位相ずれを表す制御誤差）から電圧補正値を計算する。補正後の各バイアス電圧に、周波数ｆ１のディザ信号と周波数ｆ２のディザ信号が、ディザ重畳回路１６１によって時分割で重畳される。ディザ信号を含むバイアス電圧は、ＤＡＣ１４によってアナログ電圧に変換されて、ＤＣバイアス端子から光変調器１３に印加される。

＜分散処理＞
図６は、分散処理を示す。制御の各サイクルで、Φバイアス、Ｉバイアス、Ｑバイアスのそれぞれに、周波数ｆ１のディザ信号と、周波数ｆ２のディザ信号が重畳される。バイアスごとに、ｆ１成分の制御誤差（偏差）と、ｆ２成分の制御誤差（偏差）が、制御誤差算出回路１５３ａと１５３ｂによって算出される。算出された制御誤差は、順次、メモリ１６４の所定の領域に保存される。

１サイクル目で、Φバイアスについて、ｆ１成分の制御誤差Ａ_Φ_１（１８１Φ）と、ｆ２成分の制御誤差Ｂ_Φ_１（１８２Φ）が得られる。同様に、Ｉバイアスについて、ｆ１成分の制御誤差Ａ_Ｉ_１（１８１Ｉ）と、ｆ２成分の制御誤差Ｂ_Ｉ_１（１８２Ｉ）が得られ、Ｑバイアスについて、ｆ１成分の制御誤差Ａ_Ｑ_１（１８１Ｑ）と、ｆ２成分の制御誤差Ｂ_Ｑ_１（１８２Ｑ）が得られる、

図７は、メモリ１６４の制御値格納テーブルの一例を示す。バイアスの種類（ＭＺＭのアーム）ごとに、ｆ１処理用メモリ１６４ａの該当アドレスに、ディザ周波数がｆ１のときの制御誤差が順次記録される。ｆ２処理用メモリ１６４ｂの該当アドレスに、ディザ周波数がｆ２のときの制御誤差が順次記録される。

分散計算器１７１は、バイアスごとに、ｆ１成分に関するｎ個の制御誤差から、ｆ１制御誤差の分散を計算する。分散計算器１７２は、バイアスごとに、ｆ２成分に関するｎ個の制御誤差から、ｆ２制御誤差の分散を計算する。計算された分散値は、制御値格納テーブルに書き戻されてもよい。

２つの周波数成分の分散値を比較し、分散が小さい方の周波数成分で検出された制御誤差をバイアス制御に使用する。分散が大きい周波数成分で検出された制御誤差は外来ノイズの影響が大きいとみなして、バイアス制御に使用しない。たとえばΦバイアスに関し、ｆ１成分の分散が０．２３、ｆ２成分の分散が０．０１だとすると、ノイズの影響の少ないｆ２成分で検出された制御誤差を用いてバイアスを制御する。ＩバイアスとＱバイアスについても同様である。

バイアスごとに、分散が小さい方の周波数成分で検出された制御誤差を用いることで、ノイズの影響が低減される。第２実施形態の構成は、ノイズの影響の有無または大小を区別してバイアス制御を実施するので、ノイズ抑制効果が高い。

＜バイアス制御処理＞
図８は、実施形態のバイアス制御の全体的なフローチャートである。光変調器１３の各アームのＤＣバイアスに重畳するディザ信号に第１周波数（ｆ１）を設定し（Ｓ１）、ｆ１ディザ信号を用いたバイアス制御を行う（Ｓ２）。このバイアス制御で、光変調器の出力光パワーから、ディザ信号の現在の周波数ｆ１と同じ周波数の変動成分を検出し、変動成分から制御誤差を算出する。ｆ１について算出された制御誤差を、メモリ１５４または１６４の所定の領域に保存する。

次に、光変調器１３の各アームのＤＣバイアスに重畳するディザ信号に第２周波数（ｆ２）を設定し（Ｓ３）、ｆ２ディザ信号を用いたバイアス制御を行う（Ｓ４）。このバイアス制御で、光変調器の出力光パワーから、ディザ信号の現在の周波数ｆ２と同じ周波数の変動成分を検出し、変動成分から制御誤差を算出する。ｆ２について算出された制御誤差を、メモリ１５４または１６４の所定の領域に保存する。保存されたｆ１の制御誤差とｆ２の制御誤差にノイズ低減用の演算処理を施して、各アームのバイアス電圧の補正値を求める。光送信機１０Ａ、または１０Ｂ（以下、「光送信機１０」と総称することがある）の運用中、ステップＳ１からＳ４が繰り返し行われる（Ｓ５でＹＥＳ）。

図９は、各アームのバイアス制御処理のフローチャートである。光変調器１３の第１バイアスが制御される（Ｓ１１）。この例で、第１バイアスは、親ＭＺＭに与えられるΦバイアスである。Φバイアスは、信号入力のない状態でＩアームを通る光とＱアームを通る光の位相差を９０°に保つＤＣバイアスである。

光変調器１３の第２バイアスが制御される（Ｓ１２）。この例で、第２バイアスは、Ｉアームに与えられるＩバイアスである。Ｉバイアスは、信号入力のない状態で、ＩアームＭＺＭの２本の導波路を通る光の位相差を１８０°に保つＤＣバイアスである。

光変調器１３の第３バイアスが制御される（Ｓ１３）。この例で、第３バイアスは、Ｑアームに与えられるＱバイアスである。Ｑバイアスは、信号入力のない状態で、ＱアームＭＺＭの２本の導波路を通る光の位相差を１８０°に保つＤＣバイアスである。

Φバイアス、Ｉバイアス、及びＱバイアスが時分割で制御される場合は、Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３は順不同である。Φバイアス、Ｉバイアス、及びＱバイアスが並列で制御される場合は、バイアス制御用のマイクロプロセッサ１５Ａまたは１５Ｂが並列で用いられてΦバイアス、Ｉバイアス、Ｑバイアスが同時に制御される。光送信機１０の動作中は（Ｓ１４でＹＥＳ）、ステップＳ１１～１３が繰り返し行われる。

図１０は、図９のＳ１１、Ｓ１２、Ｓ１３の各バイアス制御の具体的なフローチャートである。まず、光変調器１３の出力光信号の一部をＰＤ１６でモニタして、光出力パワーに含まれるディザ信号と同じ周波数の変動成分を抽出し、変動成分の振幅に基づいて、バイアス電圧の制御誤差、すなわち偏差を算出する（Ｓ２１）。次に、符号を算出する（Ｓ２２）。符号は、制御の方向を示す。制御誤差が小さくなる方向に変化している場合は、制御の方向は正しく、符号はプラスになる。制御誤差が大きくなる方向に変化している場合は、制御の方向が逆方向なので、符号はマイナスになる。

次に、Ｓ２１で求めた偏差（制御誤差）を用いて、演算処理を行う（Ｓ２３）。演算処理は、図３の移動平均の算出、図４の二乗和平均の算出、図７の分散（σ^２）の比較など、ノイズを低減できればどのような演算処理であってもよい。最後に、Ｓ２２で求めた符号と、Ｓ２３の演算処理で求めた制御値に基づいて、現在のバイアス値を更新する（Ｓ２４）。いずれの演算処理を用いても、ノイズの影響が低減された制御値が求められ、特に多値度の高い変調方式で主信号の品質劣化が抑制される。

図１１は、実施形態で用いた各演算処理の概要と効果を示す。単純平均は、図３で示したように、ｆ１とｆ２のそれぞれで算出した合計Ｍ個の制御誤差の移動平均である。２つの周波数を用いる場合、Ｍは２の整数倍であり、Ｍ／２個のｆ１成分の制御誤差と、Ｍ／２個のｆ２成分の制御誤差が用いられる。いずれか一方のディザ周波数に近い周波数でノイズが発生した場合でも、移動平均をとることで、ノイズの影響が軽減される。また、単純な演算であり、演算処理回路が単純化される。

二乗和平均は、図４で示したように、ｆ１とｆ２のそれぞれで算出した合計Ｍ個の制御誤差を用いて、ｆ１成分とｆ２成分の単純平均ｘ_ｉを複数計算する。２つの周波数を用いる場合、Ｍは２の整数倍である４以上の整数である。Ｍ／２個のｆ１成分の制御誤差と、Ｍ／２個のｆ２成分の制御誤差を用いて、単純平均ｘ_ｉと、単純平均の平均値ｘ（バー）から、二乗和平方根を計算する。いずれか一方のディザ周波数に近い周波数でノイズが発生した場合でも、二乗和平均を求めることで、ノイズの影響が軽減される。単純平均でウィンドウサイズを拡張してノイズ軽減効果を向上する場合と比較して、小さいバッファで同程度のノイズ軽減効果が得られる。

分散を用いたノイズ除去は、ｆ１とｆ２のそれぞれで算出した合計Ｍ個の制御誤差を用いて、ｆ１成分とｆ２成分のそれぞれの分散（σ^２）を計算する。２つの周波数を用いる場合、Ｍは２の整数倍である４以上の整数である。Ｍ／２個のｆ１成分の制御誤差を用いてｆ１成分の分散を計算し、Ｍ／２個のｆ２成分の制御誤差を用いて、ｆ２成分の分散を計算する。分散が小さいディザ周波数の制御誤差を用いて、制御値を決定する。いずれか一方の周波数成分にノイズの影響が生じているばあいでも、この周波数成分をバイアス制御に用いないことで、ノイズの影響を除去できる。ノイズの影響の有無または大小を判断して、ノイズの影響を除去するので、ノイズ低減効果が高い。

＜効果確認＞
図１２～図１４は効果確認の図である。図１２は、外乱がないときのモニタ信号と位相変動量を示す。図１３は、従来のバイアス制御で外乱ノイズが発生したときのモニタ信号と位相変動量を示す図である。図１４は、実施形態のバイアス制御で外乱ノイズが発生したときのモニタ信号と位相変動量を示す。

図１２の（Ａ）の横軸は時間、左の縦軸はＰＤ電流（ｍＡ）、右の縦軸はアンプ出力を表す。外来ノイズが発生していないときは、光変調器のモニタ信号として微弱なＰＤ電流が得られる。このＰＤ電流は、後段のＴＩＡとアンプで増幅されてＡＤＣに入力される。

図１２の（Ｂ）の横軸は時間、左の縦軸は位相変動量（度）、右の縦軸はＱ値（ｄＢ）を表す。外来ノイズがないので、位相変動量は所定範囲内にあり、Ｑ値の変動も一定範囲内である。

図１３の（Ａ）で、従来のバイアス制御、すなわちノイズ抑制対策のないバイアス制御で外来ノイズが発生すると、ＰＤ電流に変動成分Ｃ１が生じる。外来ノイズは、光送信機が置かれる環境によって不定期に発生する。ＰＤ電流に現れる変動成分Ｃ１は、ＴＩＡとアンプによって、大きな電圧変動Ｃ２に変換される。

図１３の（Ｂ）に示すように、ＰＤ出力に基づいてバイアス制御値を算出するときに、大きな電圧変動Ｃ２が位相変動Ｃ３として検出される。位相変動Ｃ３を含んだままバイアス制御が行われると、実際のバイアス状態と整合しないバイアス制御が行われ、Ｑ値が大きく低下する。その結果、光変調器の動作が不安定になる。

図１４の（Ａ）で、実施形態のバイアス制御で外来ノイズが発生すると、図１３の（Ａ）と同様に、ＰＤ電流が変動し、マイクロプロセッサ１５のＡＤＣに入力される信号に、大きな電圧変動Ｃ２が生じる。

図１４の（Ｂ）で、ＰＤ出力に基づいてバイアス制御値を算出するときに、電圧変動Ｃ２の影響はノイズ低減のための演算処理によって低減されている。図１３の（Ｂ）と異なり、サークルＣ４で示すように、位相変動量に大きな変化は現れず、信号品質を表すＱ値も維持される。

１つのバイアスに重畳するディザ信号に２以上の周波数を用いることで、不定期な外乱ノイズが発生したときでも、少なくともいずれかの周波数で外乱ノイズの影響を回避できるので、誤検出を最小にすることができる。あらかじめ予想されるノイズの周波数がわかっているときは、ディザ信号の２以上の周波数として、そのノイズ周波数ではない周波数を選択することで、ノイズ低減効果をさらに向上できる。

＜通信装置への適用＞
図１５は、実施形態の光送信機１０－１、１０－２を用いた通信装置１００の模式図である。通信装置１００では、複数のプラグインユニット１１１、１１２と、プラグインユニット１１１、１１２の動作にかかわる電気または電子部品を含む。電気または電子部品は、たとえば、電源１２０、ブレード制御基板１３０、複数の冷却ファンを含むファン群１４０である。プラグインユニットは、対応するソケットに差し込まれることで本体との接続が得られる部品またはサブアセンブリである。

通信装置１００に接続されたブレード型のプラグインユニット１１１、１１２は、ブレード制御基板１３０によって制御される。電源１２０は、プラグインユニット１１１、１１２の挿抜、交換、新規追加等の際に、オン、オフ制御される。ファン群１４０は、各冷却ファンの温度制御を行うＰＷＭ回路を有していてもよい。

プラグインユニット１１１は、光送信機１０－１を有するコヒーレント光トランシーバ２０－１と、プラガブル光モジュール群１１０を含む。プラガブル光モジュール群１１０は、光コネクタを介して光ファイバに接続された複数の光モジュールを含む。コヒーレント光トランシーバ２０－１は、光送信機１０－１とともにコヒーレント光受信機を有し、受信した変調光信号を、局発光との干渉を利用して検波する。

コヒーレント光トランシーバ２０－１の光送信機１０－１では、外来ノイズの影響を抑制したバイアス制御が行われる。プラグインユニット１１１の周辺の電源１２０のスイッチングや、ファン群１４０のＰＷＭ回路の動作などによってノイズが発生した場合でも、ノイズの影響が抑制され、光送信機１０－１から出力される光変調信号の品質が維持される。

プラグインユニット１１２は、プラグインユニット１１１と同様の構成であり、光送信機１０－２を有するコヒーレント光トランシーバ２０－１と、プラガブル光モジュール群１１０を含む。光送信機１０－２も、外来ノイズの影響を抑制したバイアス制御を実施して、信号品質の良好な変調光信号を送信する。

以上、特定の構成例に基づいて実施形態の光送信機１０の構成とバイアス制御を説明したが、本発明のバイアス制御技術は、上述した構成例に限定されない。モニタ回路１０５として、ディザ信号の周波数と同じパワー変動成分を抽出できる任意の構成を採用してもよい。ノイズ抑制のための演算処理は、上述した単純平均、二乗和平均、分散の他に、適切な平滑化処理、メディアンフィルタリング処理などであってもよい。Φバイアス、Ｉバイアス、Ｑバイアスを時分割で制御する替わりに、マイクロプロセッサ１５の機能を分割して、Φバイアス、Ｉバイアス、Ｑバイアスを並列で同時に制御してもよい。光変調器は直交位相変調器に限定されず、偏波多重方式の直交位相変調器であってもよい。この場合、互いに直交する２つの偏波のそれぞれで、上述したバイアス制御が行われる。

以上の説明に対し、以下の付記を示す。
（付記１）
光変調器と、
前記光変調器の出力光をモニタするモニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果を用いて前記光変調器のバイアス電圧を制御するプロセッサと、
を有し、
前記プロセッサは、前記バイアス電圧に、第１周波数の第１ディザ信号と、前記第１周波数と異なる第２周波数の第２ディザ信号を時分割で重畳し、前記モニタ結果から、前記第１周波数の変動成分に基づく第１制御誤差と、前記第２周波数の変動成分に基づく第２制御誤差を算出し、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差を用いて前記バイアス電圧を制御する制御値を決定する、
光送信機。
（付記２）
前記光変調器は第１の子変調器と第２の子変調器が入れ子になって親変調器が形成されるマッハツェンダ型光変調器であり、
前記プロセッサは、前記第１の子変調器の第１バイアスと、前記第２の子変調器の第２バイアスと、前記親変調器の第３バイアスに前記第１ディザ信号と前記第２ディザ信号を時分割で重畳し、前記第１バイアス、前記第２バイアス、及び前記第３バイアスを、時分割で制御する、
付記１に記載の光送信機。
（付記３）
前記モニタ回路は、前記光変調器の出力光の一部を検出する光検出器と、
前記光検出器の出力から、前記第１周波数で変動する成分を抽出する第１フィルタと、
前記光検出器の出力から、前記第２周波数で変動する成分で抽出する第２フィルタと、を含む、付記１または２に記載の光送信機。
（付記４）
前記プロセッサは、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差を用いて演算処理を行う演算器を有し、演算結果に基づいて前記制御値を決定する、付記１から３のいずれかに記載の光送信機。
（付記５）
前記プロセッサは、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差の単純平均、または二乗和平均を計算し、計算結果に基づいて前記制御値を決定する、
付記１から４のいずれかに記載の光送信機。
（付記６）
変調多値度に応じて、前記単純平均と前記二乗和平均のいずれかを選択するセレクタを有する、付記５に記載の光送信機。
（付記７）
前記プロセッサは、前記第１制御誤差の分散値と、前記第２制御誤差の分散値を計算し、分散値が小さいほうの制御誤差を用いて前記制御値を決定する、
付記１から４のいずれかに記載の光送信機。
（付記８）
前記第１制御誤差の分散値と前記第２制御誤差の分散値の比較結果に基づいて、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差のいずれかを選択するセレクタを有する、付記７に記載の光送信機。
（付記９）
付記１～８のいずれかに記載の光送信機を有する光トランシーバと、
前記光トランシーバの動作に用いられる電気または電子部品と、
を有する通信装置。
（付記１０）
光変調器のバイアス電圧に、第１周波数の第１ディザ信号と、前記第１周波数と異なる第２周波数の第２ディザ信号を時分割で重畳し、
前記光変調器の出力光をモニタし、
モニタ結果から、前記第１周波数の変動成分に基づく第１制御誤差と、前記第２周波数の変動成分に基づく第２制御誤差を算出し、
前記第１制御誤差と前記第２制御誤差を用いて前記バイアス電圧を制御する制御値を決定する、
光変調器のバイアス制御方法。
（付記１１）
前記第１制御誤差と前記第２制御誤差を用いて演算処理を行い、
演算結果に基づいて前記制御値を決定する、
付記１０に記載の光変調器のバイアス制御方法。

１０Ａ、１０Ｂ、１０－１、１０－２ 光送信機
１１ 光源
１２ ＤＳＰ
１３ 光変調器
１３１ ＩアームＭＺＭ
１３２ ＱアームＭＺＭ
１３３ 親ＭＺＭ
１４ ＤＡＣ
１５Ａ、１５Ｂ マイクロプロセッサ（プロセッサ）
１５１ ディザ生成回路
１５２ａ、１５２ｂ ＡＤＣ
１５３ａ、１５３ｂ 制御誤差算出回路
１５４ メモリ
１５５Ａ、１５５Ｂ 演算器
１５６ 単純平均計算器
１５７ 二乗和平均計算器
１５８Ａ、１５８Ｂ セレクタ
１５９ バイアス値算出回路
１６１ ディザ重畳回路
１６２ ユーザＩ／Ｆ
１７１、１７２ 分散計算器
１７３ 比較器
１６ ＰＤ
１７ ＴＩＡ
１８－１ ＢＰＦ（第１フィルタ）
１８－２ ＢＰＦ（第２フィルタ）
１９－１、１９－２ アンプ
２０－１、２０－２ コヒーレント光トランシーバ（光トランシーバ）
１００ 通信装置
１０５ モニタ回路
１１１、１１２ プラグインユニット
１２０ 電源（電気または電子部品）
１３０ ブレード制御基板（電気または電子部品）
１４０ ファン群（電気または電子回路）

Claims (9)

1. 光変調器と、
   前記光変調器の出力光をモニタするモニタ回路と、
   前記モニタ回路のモニタ結果を用いて前記光変調器の複数のバイアス電圧を制御するプロセッサと、
   を有し、
   前記プロセッサは、前記バイアス電圧のうち第１バイアス電圧と第２バイアス電圧の各々に、第１周波数の第１ディザ信号と、前記第１周波数と異なる第２周波数の第２ディザ信号を時分割で重畳し、前記モニタ結果から、前記第１周波数の変動成分に基づく第１制御誤差と、前記第２周波数の変動成分に基づく第２制御誤差を算出し、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差を用いて前記第１バイアス電圧及び前記第２バイアス電圧の各々を制御する制御値を決定する、
   光送信機。
2. 光変調器と、
   前記光変調器の出力光をモニタするモニタ回路と、
   前記モニタ回路のモニタ結果を用いて前記光変調器のバイアス電圧を制御するプロセッサと、
   を有し、
   前記プロセッサは、前記バイアス電圧に、第１周波数の第１ディザ信号と、前記第１周波数と異なる第２周波数の第２ディザ信号を時分割で重畳し、前記モニタ結果から、前記第１周波数の変動成分に基づく第１制御誤差と、前記第２周波数の変動成分に基づく第２制御誤差を算出し、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差を用いて前記バイアス電圧を制御する制御値を決定し、
   前記光変調器は第１の子変調器と第２の子変調器が入れ子になって親変調器が形成されるマッハツェンダ型光変調器であり、
   前記プロセッサは、前記第１の子変調器の第１バイアスと、前記第２の子変調器の第２バイアスと、前記親変調器の第３バイアスに前記第１ディザ信号と前記第２ディザ信号を時分割で重畳し、前記第１バイアス、前記第２バイアス、及び前記第３バイアスを、時分割または並列に制御する、
   光送信機。
3. 光変調器と、
   前記光変調器の出力光をモニタするモニタ回路と、
   前記モニタ回路のモニタ結果を用いて前記光変調器のバイアス電圧を制御するプロセッサと、
   を有し、
   前記プロセッサは、前記バイアス電圧に、第１周波数の第１ディザ信号と、前記第１周波数と異なる第２周波数の第２ディザ信号を時分割で重畳し、前記モニタ結果から、前記第１周波数の変動成分に基づく第１制御誤差と、前記第２周波数の変動成分に基づく第２制御誤差を算出し、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差の単純平均、または二乗和平均を計算し、計算結果に基づいて前記バイアス電圧を制御する制御値を決定する、
   光送信機。
4. 光変調器と、
   前記光変調器の出力光をモニタするモニタ回路と、
   前記モニタ回路のモニタ結果を用いて前記光変調器のバイアス電圧を制御するプロセッサと、
   を有し、
   前記プロセッサは、前記バイアス電圧に、第１周波数の第１ディザ信号と、前記第１周波数と異なる第２周波数の第２ディザ信号を時分割で重畳し、前記モニタ結果から、前記第１周波数の変動成分に基づく第１制御誤差と、前記第２周波数の変動成分に基づく第２制御誤差を算出し、前記第１制御誤差の分散値と、前記第２制御誤差の分散値を計算し、分散値が小さいほうの制御誤差を用いて前記バイアス電圧を制御する制御値を決定する、
   光送信機。
5. 前記第１制御誤差の分散値と前記第２制御誤差の分散値の比較結果に基づいて、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差のいずれかを選択するセレクタを有する、
   請求項４に記載の光送信機。
6. 前記モニタ回路は、前記光変調器の出力光の一部を検出する光検出器と、
   前記光検出器の出力から、前記第１周波数で変動する成分を抽出する第１フィルタと、
   前記光検出器の出力から、前記第２周波数で変動する成分で抽出する第２フィルタと、を含む、
   請求項１から５のいずれか１項に記載の光送信機。
7. 前記プロセッサは、前記第１制御誤差と前記第２制御誤差を用いて演算処理を行う演算器を有し、演算結果に基づいて前記制御値を決定する、
   請求項１から６のいずれか１項に記載の光送信機。
8. 請求項１～７のいずれか１項に記載の光送信機を有する光トランシーバと、
   前記光トランシーバの動作に用いられる電気または電子部品と、
   を有する通信装置。
9. 光変調器のバイアス電圧のうち第１バイアス電圧と第２バイアス電圧の各々に、第１周波数の第１ディザ信号と、前記第１周波数と異なる第２周波数の第２ディザ信号を時分割で重畳し、
   前記光変調器の出力光をモニタし、
   モニタ結果から、前記第１周波数の変動成分に基づく第１制御誤差と、前記第２周波数の変動成分に基づく第２制御誤差を算出し、
   前記第１制御誤差と前記第２制御誤差を用いて前記第１バイアス電圧及び前記第２バイアス電圧の各々を制御する制御値を決定する、
   光変調器のバイアス制御方法。