JP7729263B2 - モータ制御装置、電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置、電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置に関する。

モータが回転すると逆起電圧を発生し、逆起電圧が外乱として、電流制御のフィードバックループ内に混入する。モータ制御装置が有するＰＩＤ（Proportional Integral Differential）制御器は、電流指令値通りに実電流をモータに流すという役割を有するが、逆起電圧の外乱によってＰＩＤ制御器の役割が阻害されて電流偏差（電流指令値と実電流との差）が大きくなる。
このため、例えば特許文献１および特許文献２には、逆起電圧による外乱の影響を抑制する機能を有したモータ制御装置が提案されている。

特開２０１３－２１９８７０号公報 特開２０２１－１４１６９１号公報

しかしながら、特許文献１の技術ではモータのコイルＬと抵抗Ｒをモデル化したＬＲモデルが用いられるため、製造時のばらつきや使用時の温度変化などに伴って変化するコイルＬと抵抗Ｒの値が適合要素となり、外乱抑制の精度低下の要因となる。
また、特許文献２の技術では、フィードフォワード型の制御が行われているため適合要素が存在し、外乱抑制の精度低下の要因となる。
そこで、本発明は、適合要素の無い簡素な構成で逆起電圧による外乱を抑制することを課題とする。

上記課題を解決するために、本発明に係るモータ制御装置の一態様は、電流指令値と実電流値との差分値に基づいたＰＩＤ制御により電圧指令値を算出するＰＩＤ制御部と、上記電圧指令値に基づいた出力電圧値を出力する電圧出力部と、上記ＰＩＤ制御部と上記電圧出力部との間で上記電圧指令値を、外部入力無しで、遅延を伴って正帰還させることで逆起電圧による外乱を抑制する外乱抑制部と、を備える。
このようなモータ制御装置によれば、適合要素の無い簡素な外乱抑制部によって逆起電圧による外乱を抑制することができる。

また、上記のモータ制御装置において、上記ＰＩＤ制御部と上記電圧出力部との間で上記電圧指令値に作用するローパスフィルタを更に備え、上記外乱抑制部は、上記電圧指令値を上記ローパスフィルタの出力側から入力側にフィードバックさせることが好ましい。ローパスフィルタが備えられることにより、実電流値の検出に伴う電流検出ノイズに対する感度が低下する。また、ローパスフィルタが上記ＰＩＤ制御部と上記電圧出力部との間に位置することで電圧ノイズの感度が近似的にゼロとなる。

また、上記のモータ制御装置において、上記ＰＩＤ制御部は、上記差分値に対し、
Ｇ_ＰＩＤ＝｛ω_ｃＬ＋（Ｒ／２）｝［１＋｛ω_ｃ／（２ｓ）｝＋｛ｓ／（２ω_ｃ）｝］
但し、
ｓ：ラプラス演算子
ω_ｃ[rad/s]：外乱抑制帯域
Ｌ[Ｈ]：前記モータのインダクタンス
Ｒ[Ω]：前記モータの抵抗
で表されるゲインＧ_ＰＩＤを作用させて上記電圧指令値を算出することが好ましい。上記ゲインＧ_ＰＩＤを上記差分値に作用させる簡素なＰＩＤ制御部と上記外乱抑制部との組み合わせによって精度の高い外乱抑制が実現される。

上記課題を解決するために、本発明に係る電動アクチュエータの一態様は、上記いずれかのモータ制御装置と、上記モータ制御装置によって制御された電圧が印加されるモータと、を備える。
このような電動アクチュエータによれば、モータ制御装置による制御で逆起電圧による外乱が抑制されるので電流指令値通りの実電流がモータに流れて所望の出力が得られる。
上記課題を解決するために、本発明に係る電動パワーステアリング装置の一態様は、上記いずれかのモータ制御装置と、上記モータ制御装置によって制御された電圧が印加されるモータと、上記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、を備える。
このような電動パワーステアリング装置によれば、電流指令値通りの実電流がモータに流れて所望の出力が得られるので、ステアリングに対するアシスト精度が高い。

本発明によれば、適合要素の無い簡素な構成で逆起電圧による外乱を抑制することができる。

電動パワーステアリング装置の実施形態を模式的に示す構成図である。 コントロールユニットの機能構成の一例を示す機能ブロック図である。 電圧指令値演算部の機能構成の一例を示す機能ブロック図である。 電流指令値の入力に対するｑ軸実電流の周波数応答を示すグラフである。 ステップ応答の例を示すモータの回転数のグラフである。 ステップ応答の例を示すｑ軸電流のグラフである。 ランプ応答の例を示すｑ軸電流のグラフである。 ランプ応答の例を示すｄ軸電流のグラフである。 操舵時におけるフィードフォワード型の制御の応答例を示すグラフである。 操舵時における本実施形態の応答例を示すグラフである。 電圧指令値演算部の機能構成の他の一例を示す機能ブロック図である。 図１１に示す構成例における周波数応答を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。また、先に説明した図に記載の要素については、後の図の説明において適宜に参照する場合がある。

本明細書において、電源からの電力を、三相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）の巻線を有する三相モータに供給する電動アクチュエータを例にして、本開示の実施形態を説明する。ただし、電源からの電力を、四相または五相などのｎ相（ｎは４以上の整数）の巻線を有するｎ相モータに供給する電動アクチュエータも本開示の範疇である。

図１は、電動パワーステアリング装置の実施形態を模式的に示す構成図である。
本実施形態の電動パワーステアリング装置１００は、操向ハンドル１と、コラム軸２と、減速ギア３と、ユニバーサルジョイント４Ａ、４Ｂと、ピニオンラック機構５と、操向車輪のタイロッド６とを有したステアリング機構を備えている。また、電動パワーステアリング装置１００は、トルクセンサ１０と、モータ２０と、コントロールユニット３０と、イグニションキー１１と、車速センサ１２と、バッテリ１４を備えている。モータ２０とコントロールユニット３０とを併せたものが、本発明の電動アクチュエータの一実施形態に相当し、コントロールユニット３０は、本発明のモータ制御装置の一実施形態に相当する。上記ステアリング機構はモータ２０によって駆動される。

操向ハンドル１のコラム軸２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４Ａ及び４Ｂ、ピニオンラック機構５を経て操向車輪のタイロッド６に連結されている。コラム軸２には、操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられており、操向ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。
トルクセンサ１０は、操向ハンドル１から伝達された運転手のハンドル操作による操舵トルクＴｈを検出する。

パワーステアリング装置１００を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、電源であるバッテリ１４から電力が供給されると共に、イグニションキー１１からイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｈとに基づいて、アシストマップ等を用いて操舵の補助トルクを算出する。
そして、コントロールユニット３０は、算出した補助トルクを発生するように、モータ２０に供給する電流Ｉを制御する。モータ２０には、コントロールユニット３０によって制御された電圧が印加され、その制御された電圧によって電流Ｉが制御される。モータ２０の駆動によって発生する補助トルクが運転手のハンドル操作の補助力（操舵補助力）として操舵系に付与され、運転手は軽い力でハンドル操作を行うことができる。

ハンドル操作によって出力された操舵トルクＴｈと車速Ｖｈからどの程度の補助トルクが生じるかによって、ハンドル操作におけるフィーリングの善し悪しが決まる。また、補助トルクを得るために必要な電流Ｉをモータ２０に流す精度により、電動パワーステアリング装置の性能が大きく左右される。

コントロールユニット３０は、例えば、プロセッサと、記憶装置等の周辺部品とを含む
コンピュータを備えてよい。プロセッサは、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）、やＭＰＵ（Micro-Processing Unit）であってよい。
記憶装置は、半導体記憶装置、磁気記憶装置および光学記憶装置のいずれかを備えてよい。記憶装置は、レジスタ、キャッシュメモリ、主記憶装置として使用されるＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）等のメモリを含んでよい。

コントロールユニット３０は、各情報処理を実行するための以下に説明する専用のハードウエアにより構成されてもよい。
例えば、コントロールユニット３０は、汎用の半導体集積回路中に設定される機能的な論理回路を備えてもよい。例えばコントロールユニット３０はフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ：Field-Programmable Gate Array）等のプログラマブル・ロジック・デバイス（ＰＬＤ：Programmable Logic Device）等を有していてもよい。

図２は、コントロールユニット３０の機能構成の一例を示す機能ブロック図である。
コントロールユニット３０は、電流指令値演算部４０と、電圧指令値演算部４５と、２相／３相変換部４６と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部４７と、インバータ４８と、３相／２相変換部４９とを備え、モータ２０をベクトル制御で駆動する。モータ２０は一例として３相モータである。
電流指令値演算部４０、電圧指令値演算部４５、２相／３相変換部４６、ＰＷＭ制御部４７および３相／２相変換部４９の機能は、例えばコントロールユニット３０のプロセッサが、記憶装置に格納されたコンピュータプログラムを実行することにより実現される。

電流指令値演算部４０は、操舵トルクＴｈや車速Ｖｈに基づいてモータ２０に流すべきｄｑ２軸の電流それぞれを示した電流指令値Ｉｑ０、Ｉｄ０を算出する。
一方で、モータ２０の各相に流れる電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃは、各層に備えられた電流センサ６０、６１、６２で検出され、検出された電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃは３相／２相変換部４９でｄｑ２軸の実電流値ｉｄ、ｉｑに変換されてフィードバックされる。

電圧指令値演算部４５には電流指令値Ｉｑ０、Ｉｄ０が入力され、フィードバックされた実電流値ｉｄ、ｉｑも入力される。電圧指令値演算部４５は、電流指令値Ｉｑ０、Ｉｄ０と実電流値ｉｄ、ｉｑとの差分値が０となるような電圧指令値ｖｑ、ｖｄを算出する。２相／３相変換部４６は、電圧指令値ｖｄ、ｖｑを３相の電圧指令値ｖａ、ｖｂ、ｖｃに変換する。

ＰＷＭ制御部４７は、３相の電圧指令値ｖａ、ｖｂ、ｖｃに基づいてＰＷＭ制御されたゲート信号を生成する。インバータ４８は、ＰＷＭ制御部４７で生成されたゲート信号によって駆動され、３相の電圧指令値ｖａ、ｖｂ、ｖｃが示す電圧をモータ２０の各相に印加する。その結果、モータ２０には、電流指令値Ｉｑ０、Ｉｄ０の示す電流が供給される。

レゾルバ６３は、モータ２０のモータ角度（回転角）θを検出し、検出されたモータ角度θは電流指令値演算部４０にフィードバックされてベクトル制御に使用される。レゾルバ６３に替えてモータ回転角センサが用いられてもよい。なお、電流指令値演算部４０には、モータ角度θの変化に基づいて算出されたモータ２０の回転角速度ωが、モータ角度θと共に、あるいはモータ角度θに替えて、入力されてもよい。

図３は、電圧指令値演算部４５の機能構成の一例を示す機能ブロック図である。図３には、モータ２０のモデルも示されている。図３には、ｄｑ軸の制御機能が示されているが、以下の説明では代表としてｑ軸の制御について説明する。ｄ軸の制御器はｑ軸の制御器と同様に設計される。
モータ２０の機能は、電気特性２１と、トルク定数Ｋ_Ｔと、機械特性２３と、積分要素２４と、ＥＭＦ（逆起電圧）係数Ｋ_Ｅとを有するモデルで表される。

モータ２０の電気特性２１に対して電圧が入力されることで実電流が発生する。電気特性２１に対して入力される電圧値には電圧ノイズが含まれる。電気特性２１のゲインは、インダクタンスＬ[Ｈ]および抵抗Ｒ[Ω]により１／(Ｌｓ＋Ｒ)と表される。実電流は電流センサ６０、６１、６２で検出され、検出値には電流検出ノイズが含まれる。
実電流にトルク定数Ｋ_Ｔ[Ｎｍ／Ａ]が作用することでモータトルクが発生する。

モータトルクが機械特性２３に入力されることでモータ２０の角速度が発生する。機械特性２３のゲインは、慣性Ｊ[ｋｇｍ^２]および粘性Ｄ[Nm/(rad/s)]により１／（Ｊｓ＋Ｄ）と表される。
モータ２０の角速度は積分要素２４を経てモータ角度θとなる。モータ角度θはレゾルバ６３（またはモータ回転角センサ）によって検出され、検出値には角度検出ノイズが含まれる。

角速度にＥＭＦ係数Ｋ_Ｅ[V/(rad/s)]が作用することで逆起電圧が発生し、逆起電圧は電気特性２１の入力に反映される。
電圧指令値演算部４５は、制御帯域設定部７０と、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）制御部７１と、ローパスフィルタ７２と、第１の遅延要素７３を含んだＥＭＦ抑制部８０と、第２の遅延要素７５とを備えている。

制御帯域設定部７０は、上記電流指令値Ｉｑ０が入力されて電流指令値にゲインＧ_ｒｅｆを作用させることで、コントロールユニット３０によるモータ２０の電流制御における制御帯域を設定する。制御帯域設定部７０のゲインＧ_ｒｅｆは、
Ｇ_ｒｅｆ＝ω_ｒｅｆ／（ｓ＋ω_ｒｅｆ）
但し、
ｓ：ラプラス演算子
ω_ｒｅｆ[rad/s]：電流制御帯域
と表される。

ＰＩＤ制御部７１は、電流指令値Ｉｑ０とｑ軸実電流値ｉｑとの差分値Ｅｑが入力され、当該差分値Ｅｑに基づいてＰＩＤ制御によって電圧指令値ｖｑを算出する。ＰＩＤ制御部７１におけるゲインＧ_ＰＩＤは、
Ｇ_ＰＩＤ＝｛ω_ｃＬ＋（Ｒ／２）｝［１＋｛ω_ｃ／（２ｓ）｝＋｛ｓ／（２ω_ｃ）｝］
但し、
ｓ：ラプラス演算子
ω_ｃ[rad/s]：外乱抑制帯域
Ｌ[Ｈ]：前記モータのインダクタンス
Ｒ[Ω]：前記モータの抵抗
と表される。

第１の遅延要素７３は、遅延を伴う正帰還によってＥＭＦ抑制部８０として機能してＥＭＦ外乱を抑制する。つまり、ＥＭＦ抑制部８０は電圧指令値ｖｑを、外部入力無しで、遅延を伴って正帰還させることでモータの逆起電圧による外乱を抑制する。第１の遅延要素７３におけるゲインＧ_ｄｌｙは、
Ｇ_ｄｌｙ＝ｅ^{-Ｔｄｌｙ・ｓ}
但し、
Ｔｄｌｙ[μｓ]：電流制御周期
と表される。

第２の遅延要素７５は、ｑ軸実電流値ｉｑのフィードバックループにおける遅延を意味する。第２の遅延要素７５は、ＰＩＤ制御部７１で算出された電圧指令値に基づいた出力電圧値を出力する。第２の遅延要素７５におけるゲインＧ_ＤＬＹは、
Ｇ_ＤＬＹ＝ｅ^{-ＴＤＬＹ・ｓ}
但し、
ＴＤＬＹ[μｓ]：電流センサ６０、６１、６２による電流検出からインバータ４８の出力におけるデューティー反映までの演算時間
と表される。

図３に示す機能ブロック図における伝達関数の近似式は、下記の式（１）となる。

但し、
Ｉｑ０：電流指令値
Δｖ：電圧ノイズ
Δｉ：電流検出ノイズ
Δτ：トルク外乱
Δθ：角度検出ノイズ。
式（１）において転置記号Ｔが付いている行列は感度関数であり、電圧ノイズΔｖに対応した感度関数は近似的にゼロとなっている。つまり、第１の遅延要素７３を含んだ簡便な構成のＥＭＦ抑制部８０が電圧ノイズΔｖを効果的に抑制できることを式（１）は示している。

図４は、電流指令値Ｉｑ０の入力に対するｑ軸実電流ｉｑの周波数応答を示すグラフである。
図４の横軸は周波数を示す対数軸であり、図４の縦軸は、上段では振幅、下段では位相を示している。
図４には、ＥＭＦ抑制の機能を有さない場合の周波数応答が細い実線で示されている。また、上記特許文献２に示されるようなフィードフォワード型のＥＭＦ補償を有する場合の周波数応答が点線で示されている。細い点線は、１１Ｈｚのローパスフィルタをフィードフォワード経路に有する場合の周波数応答を示し、太い点線は、１５９Ｈｚのローパスフィルタをフィードフォワード経路に有する場合の周波数応答を示す。

フィードフォワード型の制御における周波数応答は、周波数帯域が異なると応答性も変化し、ＥＭＦ外乱の影響が大きいことを示している。
これに対し、太い実線が表す本実施形態の周波数応答は、周波数の広い帯域においてフラットな応答となっている。従って本実施形態ではＥＭＦ外乱が抑制されて応答精度の高い制御が実現されることが示されている。なお、４００Ｈｚ以上の帯域で応答が低下しているのは、制御帯域設定のカットオフ周波数が４００Ｈｚとなっているためである。
次に、各種の電流指令値Ｉｑ０の入力に対するｑ軸実電流ｉｑの具体的な応答例について説明する。

図５および図６は、ステップ応答の例を示すグラフである。
図５には、モータの回転数の時間変移が示され、図６には、ｑ軸電流の時間変移が示されている。図５および図６の横軸は、いずれも時間を示すが、図６の横軸は、図５の横軸よりも大きく拡大されている。

図５および図６には、図４と同様に、本実施形態における時間変移の例が太い実線で示され、フィードフォワード型のＥＭＦ補償を有する場合の周波数応答が点線で示されている。細い点線は、１１Ｈｚのローパスフィルタを有する場合を示し、太い点線は、１５９Ｈｚのローパスフィルタを有する場合を示す。
図５および図６には、回転数として３０００[ｒｐｍ]を狙った場合のステップ応答が示され、図５に示すように、各グラフは３秒近辺から急上昇する。

図６には、グラフの線種ごとに、ステップ型の電流指令値とそれに追随する実電流値とが示されている。図６に示すように、点線で示されたフィードフォワード型の制御では、ステップ型の指令値に対する収束に時間が掛かっていて電流偏差が大きい。これに対し、本実施形態における実電流値は、ステップ型の指令値に対して約１０ｍｓという短時間で収束しており、電流偏差が小さいことが確認できた。

図７および図８は、ランプ応答の例を示すグラフである。
図７には、ｑ軸電流の時間変移が示され、図８には、ｄ軸電流の時間変移が示されている。図７および図８の横軸は時間を示し、図７および図８の縦軸は電流値を示す。
図７（Ａ）および図８（Ａ）には、１５９Ｈｚのローパスフィルタをフィードフォワード経路に有する場合の応答例が示されている。
図７（Ｂ）および図８（Ｂ）には、１１Ｈｚのローパスフィルタをフィードフォワード経路に有する場合の応答例が示されている。
図７（Ｃ）および図８（Ｃ）には、本実施形態における応答例が示されている。

図７では、ｑ軸の電流指令値が斜めの直線グラフで示されており、図７（Ａ）および図７（Ｂ）では電流指令値に対して実電流値のずれが生じている。これに対し、図７（Ｃ）では、実電流値のグラフが電流指令値のグラフと常に重なっていて、応答性の高さが確認された。
図８では、ｄ軸の電流指令値が横軸に平行な点線グラフで示されており、図８（Ａ）および図８（Ｂ）では電流指令値に対して実電流値のずれが生じている。これに対し、図８（Ｃ）では、実電流値のグラフが電流指令値のグラフと常に重なっていて、ｄ軸についても応答性の高さが確認された。
図５～図８で確認されたように、本実施形態では電流指令値通りの実電流がモータ２０に流れるため、モータ２０とコントロールユニット３０とを備えた電動アクチュエータでは、所望の出力が得られる。

図９および図１０は、操舵時における応答例を示すグラフである。
図９および図１０の横軸は時間を示し、図９および図１０の縦軸は電流値を示す。図９および図１０の上段にはｑ軸電流の時間変移が示され、図９および図１０の下段にはｄ軸電流の時間変移が示されている。図９および図１０には、細い実線で電流指令値が示され、太い実線で実電流値が示されている。図９には、フィードフォワード型の制御における応答が示され、図１０には、本実施形態における応答が示されている。

図９に示すように、フィードフォワード型の制御の場合には、電流指令値のグラフに対して実電流値のグラフがずれている。これに対し、図１０に示すように、本実施形態では、電流指令値のグラフに実電流値のグラフが重なって両者の区別がつかないほど応答性が高いことが確認された。電流指令値通りの実電流がモータ２０に流れることによってモータ２０で所望の出力が得られるため、図１に示す電動パワーステアリング装置１００では、ステアリングに対するアシスト精度が高い。

図５～図１０では、図３に示す電圧指令値演算部４５における高い応答性が確認されたが、上記式（１）において電流検出ノイズΔｉに対する感度関数が１となっている。このため、電流検出ノイズΔｉの対策を有することが望ましい。
図１１は、電流検出ノイズΔｉの対策が施された電圧指令値演算部４５の機能構成の一例を示す機能ブロック図である。
図１１に示す構成例では、ＥＭＦ外乱抑制部８０に、電圧指令値に作用するローパスフィルタ７２が含まれる。第１の遅延要素７３は、ローパスフィルタ７２の出力側から入力側へと電圧指令値をフィードバックさせる。

ローパスフィルタ７２は、ｑ軸実電流値ｉｑに含まれる電流検出ノイズΔｉをカットする。ローパスフィルタ７２におけるゲインＧ_ＬＰＦは、
Ｇ_ＬＰＦ＝ω_ＬＰＦ／（ｓ＋ω_ＬＰＦ）
但し、
ｓ：ラプラス演算子
ω_ＬＰＦ[rad/s]：カットオフ周波数
と表される。

図１１に示す機能ブロック図における伝達関数の近似式は、下記の式（２）となる。

図１２は、図１１に示す構成例における周波数応答を示すグラフである。
図１２には、図４と同様に、電流指令値Ｉｑ０の入力に対するｑ軸実電流ｉｑの周波数応答が示されている。図１２の細い実線のグラフは、図３の構成例における周波数応答を示し、図１２の太い実線のグラフは、図１１の構成例における周波数応答を示す。図１２に示す例では、ＥＭＦ外乱抑制部８０のローパスフィルタ７２におけるカットオフ周波数は１ｋＨｚとなっている。

図３の構成例における周波数応答に較べて図１１の構成例における周波数応答は、高周波帯域での応答性が低下しており、１ｋＨｚ以上の周波数では-３[ｄＢ]以上の減少となっている。電流検出ノイズΔｉは高い周波数のノイズであるため、高周波帯域での応答性低下により、電流検出ノイズΔｉに対する実電流の感度が低下して、電流検出ノイズΔｉの影響が抑制される。

なお、上記説明では、パワーステアリング装置への応用例が示されているが、本発明の電動アクチュエータやモータ制御装置は、車両の駆動系やロボットなど幅広い分野への応用が可能である。即ち、本発明の実施形態や適用範囲は、パワーステアリング装置のみに限定されるものではない。

１００…電動パワーステアリング装置、１…操向ハンドル、２…コラム軸、
３…減速ギア、４Ａ、４Ｂ…ユニバーサルジョイント、５…ピニオンラック機構、
６…操向車輪のタイロッド、１０…トルクセンサ、１１…イグニションキー、
１２…車速センサ、１４…バッテリ、２０…モータ、３０…コントロールユニット、
４０…電流指令値演算部、４５…電圧指令値演算部、４６…２相／３相変換部、
４７…ＰＷＭ制御部、４８…インバータ、４９…３相／２相変換部、
６０、６１、６２…電流センサ、６３…レゾルバ、７０…制御帯域設定部、
７１…ＰＩＤ制御部、７２…ローパスフィルタ、７３…第１の遅延要素、
７５…第２の遅延要素、８０…ＥＭＦ外乱抑制部

Claims (5)

1. 電流指令値と実電流値との差分値に基づいたＰＩＤ制御により電圧指令値を算出するＰＩＤ制御部と、
   前記電圧指令値に基づいた出力電圧値を出力する電圧出力部と、
   前記ＰＩＤ制御部と前記電圧出力部との間で前記電圧指令値を、外部入力無しで、遅延を伴って正帰還させることでモータの逆起電圧による外乱を抑制する外乱抑制部と、
   を備えたモータ制御装置。
2. 前記ＰＩＤ制御部と前記電圧出力部との間で前記電圧指令値に作用するローパスフィルタを更に備え、
   前記外乱抑制部は、前記電圧指令値を前記ローパスフィルタの出力側から入力側にフィードバックさせる請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記ＰＩＤ制御部は、前記差分値に対し、
   Ｇ_ＰＩＤ＝｛ω_ｃＬ＋（Ｒ／２）｝［１＋｛ω_ｃ／（２ｓ）｝＋｛ｓ／（２ω_ｃ）｝］
   但し、
   ｓ：ラプラス演算子
   ω_ｃ[rad/s]：外乱抑制帯域
   Ｌ[Ｈ]：前記モータのインダクタンス
   Ｒ[Ω]：前記モータの抵抗
   で表されるゲインＧ_ＰＩＤを作用させて前記電圧指令値を算出する請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
   前記モータ制御装置によって制御された電圧が印加されるモータと、
   を備えた電動アクチュエータ。
5. 請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
   前記モータ制御装置によって制御された電圧が印加されるモータと、
   前記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、
   を備えた電動パワーステアリング装置。