JP7746740B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力電圧をスイッチング素子によりスイッチングして降圧した出力電圧を生成するスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置の制御方式であるＣＯＴ（Constant On Time）制御では、負荷電流や入力電圧に依存して周波数が変化するが、それに応じてリップル電圧も変化することが課題となっている。入力電圧に依存する周波数の変動を抑制する技術として、ＡＯＴ（Adaptive On Time）制御が提案されている。ＡＯＴ制御では、リップル電圧の変動をある程度抑制することはできるが、原理的に、入力電圧への依存性は残存する。

特開２０２０－１０８１８９号公報

図９に示すように、入力電源Ｖｉｎとグランドとの間には、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子１及び２が直列に接続されている。スイッチング素子１及び２の共通接続点は、インダクタ３及びコンデンサ４の直列回路を介してグランドに接続されている。インダクタ３及びコンデンサ４の共通接続点は、電圧ＶＯＵＴの出力端子となる。

出力電圧ＶＯＵＴは、Ｔｏｎ時間生成回路５及びＯＮタイミング生成回路６に入力されている。図１０に示すように、Ｔｏｎ時間生成回路５は、電源とグランドとの間に接続される電流源回路７及びコンデンサ８の直列回路、反転入力端子に出力電圧ＶＯＵＴが入力され、非反転入力端子が電流源回路７及びコンデンサ８の共通接続点に接続されると共に、スイッチ回路９を介してグランドに接続されるコンパレータ１０で構成されている。電流源回路７は、入力電圧ＶＩＮに比例した定電流Ｇｍ＊ＶＩＮを供給する。

図９において、比較回路であるコンパレータ１０の出力端子は、ＲＳフリップフロップ１１のリセット端子Ｒに接続されている。ＲＳフリップフロップ１１の出力端子Ｑは、プリドライバ１２の入力端子に接続されている。ＯＮタイミング生成回路６の出力端子は、ＲＳフリップフロップ１１のセット端子Ｓに接続されている。

ＲＳフリップフロップ１１がセットされ、出力端子Ｑがハイレベルになると、プリドライバ１２はスイッチング素子１をＯＮ，スイッチング素子２をＯＦＦにする。この時、コンデンサ４は、インダクタ３を介して充電される。ＲＳフリップフロップ１１がリセットされ、出力端子Ｑがローレベルになると、プリドライバ１２はスイッチング素子１をＯＦＦ，スイッチング素子２をＯＮにする。この時、コンデンサ４は、インダクタ３を介して放電される。

出力端子Ｑより出力される信号をＤとすると、Ｔｏｎ時間生成回路５のスイッチ回路９は、信号Ｄの反転である信号ＤＢによってＯＮされる。ＯＮタイミング生成回路６は、出力電圧ＶＯＵＴを分圧した電圧を基準電圧と比較した結果に応じて、ＲＳフリップフロップ１１をセットし、信号Ｄをハイレベルにする。以上がスイッチング電源装置１３を構成している。

図１１に示すように、リップル電流ΔＩＬは、（１）式で表される。
ΔＩＬ＝（ＶＩＮ－ＶＯＵＴ）／Ｌ×Ｔｏｎ …（１）
Ｔｏｎは信号Ｄがハイレベルを維持する時間であり、ＡＯＴ制御ではコンデンサ４への定電流充電で決定される。
Ｔｏｎ＝（ＶＯＵＴ×Ｃ）／（Ｇｍ×ＶＩＮ） …（２）
つまり、入力電圧ＶＩＮに反比例する。

（１）式に（２）式を代入すると、リップル電流ΔＩＬは（３）式で表される。
ΔＩＬ＝｛ＶＯＵＴ×Ｃ／（Ｌ×Ｇｍ）｝×（１－ＶＯＵＴ／ＶＩＮ） …（３）
すなわち、（３）式では入力電圧ＶＩＮの項が残っているため、依存性が解消されていない。
図１２に、オン時間Ｔｏｎとリップル電流ΔＩＬの計算例を示す。リップル電流ΔＩＬは入力電圧ＶＩＮの上昇に応じて増加している。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、リップル電流に対する入力電圧の依存性を低減できるＣＯＴ制御スイッチング電源装置を提供することにある。

請求項１記載のスイッチング電源装置によれば、オンタイミング生成部は、入力電圧をスイッチングすることで降圧した出力電圧を生成するスイッチング素子をオンさせるタイミングを生成し、オン時間生成部は、スイッチング素子のオン状態を維持する時間を生成する。そのオン時間生成部は、入力電圧からオフセット電圧を減算した電圧に比例した定電流を流す電流源回路と、その定電流により充電されるコンデンサと、このコンデンサを放電させる放電用スイッチング素子との組み合わせによりランプ波信号を生成するランプ波信号生成部と、出力電圧とランプ波信号とを比較する比較する比較回路とを備える。

即ち、図９及び図１０に示す構成を前提として、オン時間生成部を構成する電流源回路が、入力電圧からオフセット電圧を減算した電圧に比例した定電流を流してコンデンサを充電する。これにより、リップル電流ΔＩＬを表す（３）式において、入力電圧ＶＩＮが及ぼす影響をオフセット電圧分だけ低減できるようになる。したがって、リップル電流に対する入力電圧の依存性を低減できる。

請求項２記載のスイッチング電源装置によれば、オフセット電圧を出力電圧に等しく設定する。これにより、リップル電流に対する入力電圧の依存性をなくすことができる。

請求項３記載のスイッチング電源装置によれば、電流源回路を構成する第１カレントミラー回路は、入力電圧を抵抗により変換した第１電流から、オフセット電圧を抵抗により変換した第２電流を減算するように動作する。第２カレントミラー回路は、第１電流から第２電流を減算した電流をミラーさせて流す。このように構成すれば、入力電圧からオフセット電圧を減算した電圧に比例した定電流を生成してコンデンサを充電できる。

第１実施形態であり、スイッチング電源装置の構成を示す図 Ｔｏｎ時間生成回路の構成を示す図 電流源の詳細構成を示す回路図 動作シーケンスを示す各信号の波形図 入力電圧ＶＩＮとオン時間Ｔｏｎ及びリップル電流ΔＩＬの関係を計算した一例を示す図 パワーステージの他の構成例を示す図（その１） パワーステージの他の構成例を示す図（その２） パワーステージの他の構成例を示す図（その３） 従来のＡＯＴ制御方式によるスイッチング電源装置の構成を示す図 Ｔｏｎ時間生成回路の構成を示す図 リップル電流ΔＩＬの波形を示す図 入力電圧ＶＩＮとオン時間Ｔｏｎ及びリップル電流ΔＩＬの関係を計算した一例を示す図

以下、一実施形態について説明する。図１に示す本実施形態のスイッチング電源装置２１は、従来のスイッチング電源装置１３におけるＴｏｎ時間生成回路５を、Ｔｏｎ時間生成回路２２に置き換えたものである。図２に示すように、Ｔｏｎ時間生成回路２２は、電流源回路７を電流源回路２３に置き換えたもので、電流源回路２３は、入力電圧ＶＩＮと出力電圧ＶＯＵＴとの差に比例した定電流Ｇｍ＊（ＶＩＮ－ＶＯＵＴ）を供給する。つまり本実施形態では、オフセット電圧を出力電圧ＶＯＵＴに等しく設定している。また、コンデンサ８、スイッチ回路９及び電流源回路２３は、ランプ波信号生成回路３０を構成している。

本実施形態では、Ｔｏｎ時間生成回路２２において、コンデンサ８に充電する電流を負側にオフセットさせる。オフセット電流をＩｏｆｆｓｅｔとして、（２）式にオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの作用を加えて示すと、
Ｔｏｎ＝（ＶＯＵＴ×Ｃ）／｛（Ｇｍ×ＶＩＮ）－Ｉｏｆｆｓｅｔ｝ …（４）
となる。そこで、
Ｉｏｆｆｓｅｔ＝Ｇｍ×ＶＯＵＴ …（５）
に設定すれば、（４）式は
Ｔｏｎ＝（ＶＯＵＴ×Ｃ）／｛（Ｇｍ×ＶＩＮ）－Ｇｍ×ＶＯＵＴ｝
＝（ＶＯＵＴ×Ｃ）／｛（Ｇｍ×（ＶＩＮ－×ＶＯＵＴ）｝ …（６）
となる。（１）式に（６）式を代入すると、
ΔＩＬ＝（ＶＯＵＴ×Ｃ）／（Ｌ×Ｇｍ） …（７）
となる。これにより、入力電圧ＶＩＮの項がなくなるので、リップル電流ΔＩＬの依存性を解消できる。
図５に、オン時間Ｔｏｎとリップル電流ΔＩＬの計算例を示す。リップル電流ΔＩＬは入力電圧ＶＩＮに依存しないことが示されている。

図３に示すように、電流源回路２３において、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ａ及び２４ｂは、第１カレントミラー回路２５を構成している。また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６ａ及び２６ｂは、第２カレントミラー回路２７を構成している。ＦＥＴ２４ａ及び２４ｂのソースはグランドに接続され、ゲートはＦＥＴ２４ａのドレインに共通に接続されている。入力電圧ＶＩＮは、抵抗素子Ｒ１を介してＦＥＴ２４ａのドレインに供給されている。

ＦＥＴ２６ａ及び２６ｂのソースはグランドに接続され、ゲートはＦＥＴ２６ａのドレインに共通に接続されている。出力電圧ＶＯＵＴは、抵抗素子Ｒ２を介してＦＥＴ２６ａのドレインに供給されている。尚、Ｒ１＝Ｒ２である。ＦＥＴ２６ｂのドレインは、ＦＥＴ２４ａのドレインに接続されている。

ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２８ａ及び２８ｂは、第３カレントミラー回路２９を構成している。ＦＥＴ２８ａ及び２８ｂのソースは電源に接続され、ゲートはＦＥＴ２８ｂのドレインに共通に接続されている。ＦＥＴ２８ｂのドレインは、ＦＥＴ２４ｂのドレインに接続されている。ＦＥＴ２８ａのドレインは、コンデンサ８の一端に接続される。

次に、電流源回路２３の動作について説明する。ＦＥＴ２４，２６のゲート－ソース管電圧をＶｇｓとする。抵抗素子Ｒ１に流れる電流は（ＶＩＮ－Ｖｇｓ）／Ｒ１となり、抵抗素子Ｒ２に流れる電流は（ＶＯＵＴ－Ｖｇｓ）／Ｒ１となる。第２カレントミラー回路２７は、ＦＥＴ２４ａのドレインより電流（ＶＯＵＴ－Ｖｇｓ）／Ｒ１を引くので、ＦＥＴ２４ｂのドレインに流れる電流は、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒとすると、
（ＶＩＮ－Ｖｇｓ）／Ｒ－（ＶＯＵＴ－Ｖｇｓ）／Ｒ＝（ＶＩＮ－ＶＯＵＴ）／Ｒ
になる。第３カレントミラー回路２９は、上記の電流を折り返してコンデンサ８に流すので、コンデンサ８の充電電流は、Ｇｍ×（ＶＩＮ－ＶＯＵＴ）となる。

図４に示すように、オン時間Ｔｏｎは、出力電圧ＶＯＵＴと、傾きがＧｍ×（ＶＩＮ－ＶＯＵＴ）／Ｃとなるランプ波で決まる。オフ時間Ｔｏｆｆは、出力電圧ＶＯＵＴの分圧信号ＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとを比較したタイミングで決定される。

以上のように本実施形態によれば、スイッチング電源装置２１において、ＯＮタイミング生成回路６は、入力電圧ＶＩＮをスイッチングすることで降圧した出力電圧ＶＯＵＴを生成するスイッチング素子１をオンさせるタイミングを生成し、ＯＮ時間生成部２２は、スイッチング素子１のオン状態を維持する時間を生成する。具体的には、ＯＮ時間生成部２２は、入力電圧ＶＩＮからオフセット電圧を減算した電圧に比例した定電流を流す電流源回路２３と、その定電流により充電されるコンデンサ８と、このコンデンサ８を放電させる放電用スイッチング素子であるスイッチ回路９との組み合わせによりランプ波信号を生成するランプ波信号生成回路３０と、出力電圧とランプ波信号とを比較する比較するコンパレータ１０とを備える。

そして、オフセット電圧を出力電圧ＶＯＵＴに等しく設定することで、リップル電流ΔＩＬを表す式が（７）式となり、入力電圧ＶＩＮが及ぼす影響をオフセット電圧分だけ低減でき、リップル電流に対する入力電圧の依存性をなくすことができる。

また、電流源回路２３を構成する第１カレントミラー回路２５は、入力電圧ＶＩＮを抵抗素子Ｒ１により変換した第１電流から、出力電圧ＶＯＵＴを抵抗素子Ｒ２により変換した第２電流を減算するように動作する。第２カレントミラー回路２７は、第１電流から第２電流を減算した電流をミラーさせて流す。その電流を、第３カレントミラー回路２９を介してコンデンサ８に供給する。これにより、入力電圧ＶＩＮから出力電圧ＶＯＵＴを減算した電圧に比例した定電流を生成してコンデンサ８を充電できる。

（その他の実施形態）
図６から図８は、スイッチングを行うパワーステージについて、その他の構成例を示す。図６は、スイッチング素子１とインダクタ３とを入れ替えた構成である。図７は、スイッチング素子２に替えて、ダイオード２４を配置している。図８は、図６に示す構成において、スイッチング素子１に替えて、ダイオード２４を配置したものである。

オフセット電圧は、必ずしも出力電圧に等しく設定する必要はなく、出力電圧以下の値に設定すれば良い。
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

図面中、１はスイッチング素子、６はＯＮタイミング生成回路、８はコンデンサ、９はスイッチ回路、１０はコンパレータ、２１はスイッチング電源装置、２２はＴｏｎ時間生成回路、２３は電流源回路、２５は第１カレントミラー回路、２７は第２カレントミラー回路、３０はランプ波信号生成回路を示す。

Claims (3)

1. 入力電圧をスイッチング素子（１）によりスイッチングすることに基づき降圧した出力電圧を生成するもので、
   前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを生成するオンタイミング生成部（６）と、
   前記スイッチング素子のオン状態を維持する時間を生成するオン時間生成部（２２）を備え、
   前記オン時間生成部は、前記入力電圧からオフセット電圧を減算した電圧に比例した定電流を流す電流源回路（２３）と、前記定電流により充電されるコンデンサ（８）と、このコンデンサを放電させる放電用スイッチング素子（９）との組み合わせによりランプ波信号を生成するランプ波信号生成部（３０）と、
   前記出力電圧と前記ランプ波信号とを比較する比較する比較回路（１０）とを備えるスイッチング電源装置。
2. 前記オフセット電圧を、前記出力電圧とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記電流源回路は、前記入力電圧を抵抗により変換した第１電流から、前記オフセット電圧を抵抗により変換した第２電流を減算するように動作する第１カレントミラー回路（２５）と、
   前記第１電流から前記第２電流を減算した電流をミラーさせて流す第２カレントミラー回路（２７）とを備える請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。