JP7775647B2 - 集積回路及び電源回路 - Google Patents

集積回路及び電源回路

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Description

本発明は、集積回路、及び電源回路に関する。
電源回路には、トランスの補助コイルからの電圧で生成される電源電圧で、電源回路のパワートランジスタのスイッチングを制御する集積回路が設けられることがある（例えば、特許文献１）。
特開２０２１－１０８５１７号公報
一般に、補助コイルの電圧は、集積回路がパワートランジスタをスイッチングすることにより生じる。このため、例えば、電源回路の負荷に流れる電流が小さくなり、パワートランジスタのスイッチング周期が長くなると、補助コイルの電圧が低下し、電源電圧が低下することがある。
そして、電源電圧が低下すると、いわゆる低電圧保護回路が動作し、集積回路がリセットされることがある。
本発明は、上記のような従来の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、電源電圧の低下を抑制する集積回路を提供することにある。
前述した課題を解決する本発明にかかる第１の態様の集積回路は、１次コイル、２次コイル、及び補助コイルを含むトランスと、前記１次コイルに流れるインダクタ電流を制御するトランジスタと、第１コンデンサと、前記トランジスタがオフとなると、前記補助コイルの電圧に基づいて、前記第１コンデンサを充電する第１ダイオードと、を含み、入力電圧から出力電圧を生成して負荷に印加する電源回路の前記トランジスタのスイッチングを制御する集積回路であって、前記第１コンデンサの電圧が電源電圧として印加される第１端子と、前記出力電圧に応じた帰還電圧が印加される第２端子と、前記負荷に流れる負荷電流が小さくなると、前記トランジスタのスイッチング周期が長くなる駆動信号を、前記帰還電圧に基づいて出力する駆動信号出力回路と、前記駆動信号に基づいて、前記トランジスタを駆動する駆動回路と、前記電源電圧が第１電圧より低下したか否かを判定する判定回路と、を含み、前記電源回路は、前記補助コイルの電圧に基づいて、昇圧電圧を生成する昇圧回路と、前記電源電圧が前記第１電圧より低い場合、前記昇圧電圧に基づいて、前記第１コンデンサを充電する第１充電回路と、を含む。
前述した課題を解決する本発明にかかる第１の態様の電源回路は、入力電圧から出力電圧を生成して負荷に印加する電源回路であって、１次コイル、２次コイル、及び補助コイルを含むトランスと、前記１次コイルに流れるインダクタ電流を制御するトランジスタと、第１コンデンサと、前記トランジスタがオフとなると、前記補助コイルの電圧に基づいて、前記第１コンデンサを充電する第１ダイオードと、前記補助コイルの電圧に基づいて、昇圧電圧を生成する昇圧回路と、前記第１コンデンサを充電する第１充電回路と、前記トランジスタのスイッチングを制御する集積回路と、を備え、前記集積回路は、前記第１コンデンサの電圧が電源電圧として印加される第１端子と、前記出力電圧に応じた帰還電圧が印加される第２端子と、前記帰還電圧によりスイッチング周期が変更される駆動信号を出力する駆動信号出力回路と、前記駆動信号に基づいて、前記トランジスタを駆動する駆動回路と、前記電源電圧が第１電圧より低下したか否かを判定する判定回路と、を含み、前記第１充電回路は、前記電源電圧が前記第１電圧より低い場合、前記昇圧電圧に基づいて、前記第１コンデンサを充電する。
前述した課題を解決する本発明にかかる第２の態様の電源回路は、入力電圧から出力電圧を生成して負荷に印加する電源回路であって、１次コイル、２次コイル、及び補助コイルを含むトランスと、前記１次コイルに流れるインダクタ電流を制御するトランジスタと、第１コンデンサと、前記トランジスタがオフとなると、前記補助コイルの電圧に基づいて、前記第１コンデンサを充電する第１ダイオードと、前記第１コンデンサの電圧が第１電圧より低下したか否かを判定する判定回路と、前記補助コイルの電圧に基づいて、昇圧電圧を生成する昇圧回路と、前記第１コンデンサの電圧が第１電圧より低い場合、前記昇圧電圧に基づいて、前記第１コンデンサを充電する第１充電回路と、前記トランジスタのスイッチングを制御する集積回路と、を備え、前記集積回路は、前記第１コンデンサの電圧が電源電圧として印加される第１端子と、前記出力電圧に応じた帰還電圧が印加される第２端子と、前記帰還電圧によりスイッチング周期が変更される駆動信号を出力する駆動信号出力回路と、前記駆動信号に基づいて、前記トランジスタを駆動する駆動回路と、を含む。
本発明によれば、電源電圧の低下を抑制する集積回路を提供することができる。
ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の構成の一例を示す図である。 制御ＩＣ３２の構成の一例を示す図である。 起動回路５３の構成の一例を示す図である。 帰還電圧Ｖｆｂと、発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔの周波数Ｆｓｗとの関係を示す図である。 制御回路５７の構成の一例を示す図である。 （Ａ）は、重負荷の場合に駆動信号Ｖｑ１を生成する動作を説明する図であり、（Ｂ）は、軽負荷の場合（または出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる場合）に駆動信号Ｖｑ１を生成する動作を説明する図である。 電流出力回路３９ａの構成の一例を示す図である。 帰還電圧Ｖｆｂが高い場合に、電源電圧Ｖｃｃがどのように生成されるかを示す図である。 帰還電圧Ｖｆｂが低い場合に、電源電圧Ｖｃｃがどのように生成されるかを示す図である。 出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる場合に、電源電圧Ｖｃｃがどのように生成されるかを示す図である。 電流出力回路３９ｂの構成の一例を示す図である。 制御回路５８の構成の一例を示す図である。 電流出力回路３９ｃの構成の一例を示す図である。
本明細書及び添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
＝＝＝＝＝本実施形態＝＝＝＝＝
図１は、本発明の一実施形態であるＡＣ－ＤＣコンバータ１０の構成の一例を示す図である。ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、商用電源の交流電圧Ｖａｃから出力電圧Ｖｏｕｔを生成する電源回路である。
＜＜ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の概要＞＞
ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、全波整流回路２０、コンデンサ２１，２４，４１、トランス２２、抵抗２３、ダイオード２５，２７，２８，４０、制御ブロック２６、定電圧回路４２、及び発光ダイオード４３を含んで構成される。
そして、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０に接続され、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０により電力が供給される負荷であり、出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１に流れる電流を負荷電流Ｉｏｕｔとする。
また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１は、ＭＣＵ（Micro Controller Unit）１２に直流電圧Ｖｄｃを印加する。また、ＭＣＵ１２は、信号Ｓｉｇを出力し、信号Ｓｉｇに基づいて定電圧回路４２（後述）に直流電圧Ｖｓｈｕｎｔのレベルを切り替えさせる。この場合、詳細は後述するが、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、高い出力電圧Ｖｏｕｔ又は低い出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
全波整流回路２０は、入力電圧である所定の交流電圧Ｖａｃを全波整流し、電圧Ｖｒｅｃ１として、トランス２２の１次コイルＬ１、コンデンサ２１，２４、及び抵抗２３に印加する。また、コンデンサ２１は、電圧Ｖｒｅｃ１を平滑化する。なお、交流電圧Ｖａｃは、例えば、実効値が１００～２４０Ｖ、周波数が５０～６０Ｈｚの電圧である。
トランス２２は、入力側に設けられた１次コイルＬ１、１次コイルＬ１に磁気的に結合された２次コイルＬ２、及び２次コイルに磁気的に結合された補助コイルＬ３を有する。ここで、２次コイルＬ２及び補助コイルＬ３に生じる電圧が、１次コイルＬ１に生じる電圧とは極性が逆になるよう、２次コイルＬ２及び補助コイルＬ３は巻かれている。また、１次コイルＬ１、及び補助コイルＬ３は、入力側（１次側）に設けられ、２次コイルＬ２は、出力側（２次側）に設けられる。
抵抗２３、コンデンサ２４、及びダイオード２５は、スナバ回路を構成する。スナバ回路は、パワートランジスタ３０（後述）がオフの際に１次コイルＬ１の漏れインダクタンスにより生じるサージ電圧を抑制し、パワートランジスタ３０の破壊を防止する。また、スナバ回路は、１次コイルＬ１と並列に接続される。また、ダイオード２５のアノードは、後述のパワートランジスタ３０の高電位側に接続され、カソードは、抵抗２３に接続される。さらに、コンデンサ２４は、抵抗２３と並列に接続される。
制御ブロック２６は、トランス２２の１次側の１次コイルＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬ１を制御することにより、トランス２２の２次側の２次コイルＬ２に生じる電圧を制御する。この結果、トランス２２の２次側に出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
ダイオード２７，２８は、交流電圧Ｖａｃを全波整流し整流電圧Ｖｒｅｃ２を生成する。なお、整流電圧Ｖｒｅｃ２は、制御ブロック２６に含まれる制御ＩＣ３２（後述）の端子ＶＨに印加される。
ダイオード４０は、トランス２２の２次コイルＬ２からのインダクタ電流ＩＬ２を整流し、コンデンサ４１に供給する。コンデンサ４１は、ダイオード４０からの電流により充電されるため、コンデンサ４１の端子間には出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。
定電圧回路４２は、一定の直流電圧を生成する回路であり、例えば、シャントレギュレータを用いて構成される。そして、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１が、例えば、プリンタ（不図示）に用いられる電源回路である場合、定電圧回路４２は、プリンタが動作していることを示すＭＣＵ１２からの信号Ｓｉｇに基づいて高い直流電圧Ｖｓｈｕｎｔを出力する。一方、定電圧回路４２は、プリンタがスタンバイ状態にあることを示すＭＣＵ１２からの信号Ｓｉｇに基づいて低い直流電圧Ｖｓｈｕｎｔを出力する。
発光ダイオード４３は、出力電圧Ｖｏｕｔと、定電圧回路４２からの電圧Ｖｓｈｕｎｔとの差に応じた強度の光を発光する素子であり、後述するフォトトランジスタ３８と伴に、フォトカプラを構成する。本実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが高くなると、発光ダイオード４３からの光の強度は強くなる。
＜＜制御ブロック２６の概要＞＞
制御ブロック２６は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０を制御するための回路ブロックである。制御ブロック２６は、パワートランジスタ３０、抵抗３１，３６、制御ＩＣ３２、コンデンサ３３，３５，３７、ダイオード３４、フォトトランジスタ３８、及び電流出力回路３９ａを含んで構成される。
パワートランジスタ３０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１へ供給する電力を制御するためのＮＭＯＳトランジスタであり、１次コイルに流れるインダクタ電流ＩＬ１を制御する。なお、本実施形態では、パワートランジスタ３０は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであることとしたがこれに限られない。パワートランジスタ３０は、電力を制御できるトランジスタであれば、例えば、バイポーラトランジスタ等であっても良い。
抵抗３１は、パワートランジスタ３０がオンの際に１次コイルＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬ１（つまり、パワートランジスタ３０に流れる電流）を検出するための抵抗である。抵抗３１の一端は、パワートランジスタ３０のソース電極に接続され、他端は、接地されている。
制御ＩＣ３２は、出力電圧Ｖｏｕｔを生成するため、パワートランジスタ３０をスイッチングする集積回路である。具体的には、制御ＩＣ３２は、インダクタ電流ＩＬ１、及び帰還電圧Ｖｆｂに基づいて、パワートランジスタ３０をスイッチングする。
なお、制御ＩＣ３２の詳細については後述するが、制御ＩＣ３２には、端子ＣＳ，ＦＢ，ＯＵＴ，ＶＣＣ，ＶＨ，Ａが設けられている。なお、パワートランジスタ３０のゲート電極は、端子ＯＵＴに接続され、パワートランジスタ３０は、駆動電圧Ｖｇによりスイッチングされる。また、実際の制御ＩＣ３２には、他の端子も設けられているが、説明の便宜上省略されている。
コンデンサ３３は、端子ＶＣＣと、補助コイルＬ３の一端との間に設けられる。また、ダイオード３４は、アノードが補助コイルＬ３に接続され、カソードは端子ＶＣＣに接続される。また、ダイオード３４は、補助コイルＬ３の他端の電圧Ｖａに基づいて、コンデンサ３３を充電する。なお、補助コイルＬ３の一端は接地される。
また、補助コイルＬ３に生じる電圧Ｖａは、ダイオード３４を介してコンデンサ３３に印加される。なお、端子ＶＣＣには、パワートランジスタ３０がオフの際に補助コイルＬ３の電圧Ｖａに基づく電圧が印加されるコンデンサ３３が接続されており、この電圧が電源電圧Ｖｃｃとなる。
すなわち、コンデンサ３３の電圧が電源電圧Ｖｃｃとしてが端子ＶＣＣに印加される。なお、コンデンサ３３は、「第１コンデンサ」に相当し、ダイオード３４は、「第１ダイオード」に相当し、端子ＶＣＣは、「第１端子」に相当する。
コンデンサ３５は、端子ＣＳと、接地との間に設けられ、インダクタ電流ＩＬ１が流れることにより生じる抵抗３１の電圧が抵抗３６を介して印加される。なお、コンデンサ３５と抵抗３６とは、ローパスフィルタを構成し、端子ＣＳの電圧Ｖｃｓを安定化させる。
コンデンサ３７は、端子ＦＢと、接地との間に設けられ、端子ＦＢの電圧Ｖｆｂを安定化させる。また、電圧Ｖｆｂは、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧であり、端子ＦＢに印加される。
なお、詳細は後述するが、制御ＩＣ３２は電圧Ｖｆｂに応じた周波数でパワートランジスタ３０をオンする。そして、パワートランジスタ３０がオンする間に電圧Ｖｃｓが電圧Ｖｆｂを超えると、制御ＩＣ３２はパワートランジスタ３０をオフする。
フォトトランジスタ３８は、端子ＦＢと、接地との間に設けられ、発光ダイオード４３からの光を受ける。また、フォトトランジスタ３８は、発光ダイオード４３が発光する光の強度が強くなると、より大きなシンク電流Ｉａを端子ＦＢに流す。その結果、詳細は後述するが、帰還電圧Ｖｆｂは低下する。なお、端子ＦＢは、「第２端子」に相当する。
電流出力回路３９ａは、電源電圧Ｖｃｃが低くなると、コンデンサ３３を充電するよう動作する。なお、電流出力回路３９ａの詳細は後述する。
＜＜制御ＩＣ３２の構成＞＞
図２は、制御ＩＣ３２の構成の一例を示す図である。制御ＩＣ３２は、出力電圧Ｖｏｕｔを生成すべく、パワートランジスタ３０をスイッチングする。具体的には、制御ＩＣ３２は、インダクタ電流ＩＬ１に応じた電圧Ｖｃｓと、帰還電圧Ｖｆｂとに基づいてパワートランジスタ３０をスイッチングする。
制御ＩＣ３２は、低電圧保護回路（ＵＶＬＯ）５０、起動素子５１、抵抗５２，５４、起動回路５３、駆動信号出力回路５５、駆動回路５６、及び制御回路５７を含んで構成される。
＝＝低電圧保護回路（ＵＶＬＯ）５０＝＝
低電圧保護回路５０は、電源電圧Ｖｃｃに基づいて信号ｒｓｔを出力する。具体的には、低電圧保護回路５０は、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｏｆｆとなると、パワートランジスタ３０のスイッチングを停止させるハイレベル（以下、“Ｈ”レベルとする。）の信号ｒｓｔを出力する。
一方、低電圧保護回路５０は、起動回路５３（後述）の動作時、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｏｆｆより高い所定レベルＶｏｎとなると、パワートランジスタ３０のスイッチングを許可するローレベル（以下、“Ｌ”レベルとする。）の信号ｒｓｔを出力する。
＝＝起動素子５１、抵抗５２＝＝
起動素子５１は、端子ＶＨに印加される電圧Ｖｈ（すなわち、整流電圧Ｖｒｅｃ２）に基づく電流から所定電圧を生成する素子である。抵抗５２は、起動回路５３が端子ＶＣＣを介して図１のコンデンサ３３を充電する際の電流を制限する素子である。また、一端に所定電圧が印加されると、抵抗５２は、他端に電圧Ｖｓｕｐを生成する。なお、端子ＶＨは、「第３端子」に相当する。
＝＝起動回路５３の概要＝＝
例えば、低電圧保護回路５０が“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔを出力する場合、起動回路５３は、電圧Ｖｈに応じた電圧Ｖｓｕｐで端子ＶＣＣを介して図１のコンデンサ３３を充電する電流を出力する。一方、低電圧保護回路５０が“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔを出力する場合、起動回路５３は、動作を止める。
具体的には、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｏｆｆより低くなる（例えば、制御ＩＣ３２の起動時）と、低電圧保護回路５０は、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔを出力する。この場合、起動回路５３は、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔに基づいて、電流を出力する。また、起動回路５３は、“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔに基づいて、動作を止める。
＝＝起動回路５３の詳細＝＝
起動回路５３は、図３に示すように、ＯＲ素子７０、ＮＭＯＳトランジスタ７１、ＰＭＯＳトランジスタ７２、抵抗７３，７５，７６、ダイオード７４、及びヒステリシスコンパレータ７７を含んで構成される。
ＯＲ素子７０は、信号ｒｓｔと、ヒステリシスコンパレータ７７の出力信号ｄｓｓ_ｏとの論理和を演算し、演算結果に基づいてＮＭＯＳトランジスタ７１をオンオフする。また、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔが入力されると、ＯＲ素子７０は、ＮＭＯＳトランジスタ７１をオンする。
ＮＭＯＳトランジスタ７１は、オンされると、抵抗７３の一端の電圧を接地電圧とし、電圧Ｖｓｕｐが印加されるノードと、ダイオード７４のアノードとの間にあるＰＭＯＳトランジスタ７２をオンする。
なお、抵抗７３の他端には、電圧Ｖｓｕｐが印加される。また、ＰＭＯＳトランジスタ７２がオンされると、図１のコンデンサ３３が、ダイオード７４及び端子ＶＣＣを介した電圧Ｖｓｕｐに応じた電流で充電される。
一方、ＮＭＯＳトランジスタ７１がオフされると、ＰＭＯＳトランジスタ７２は、オフされ、コンデンサ３３は充電されない。
抵抗７５，７６は、端子ＶＣＣと、接地との間に直列に設けられ、分圧回路を構成する。抵抗７５，７６の接続点の電圧は、電源電圧Ｖｃｃに応じて変化し、ヒステリシスコンパレータ７７の反転入力端子に印加される。
ヒステリシスコンパレータ７７の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ_ｄｓｓが印加される。なお、ヒステリシスコンパレータ７７は、基準電圧Ｖｒｅｆ_ｄｓｓに基づいて、高い閾値Ｖｄｓｓｈと、閾値Ｖｄｓｓｈより低い閾値Ｖｄｓｓｌとを生成する。
そして、抵抗７５，７６の接続点の電圧が閾値Ｖｄｓｓｌより低くなると、ヒステリシスコンパレータ７７は、“Ｈ”レベルの信号ｄｓｓ_оを出力する。一方、抵抗７５，７６の接続点の電圧が閾値Ｖｄｓｓｈより高くなると、ヒステリシスコンパレータ７７は、“Ｌ”レベルの信号ｄｓｓ_оを出力する。
以上の構成から、起動回路５３に“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔが入力されており、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｄｓｓｌに応じた電圧より低下すると、起動回路５３は、電源電圧Ｖｃｃを分圧した電圧が閾値Ｖｄｓｓｈ及び閾値Ｖｄｓｓｌの間にあるようコンデンサ３３を充電する。
一方、例えば、補助コイルＬ３からの電圧Ｖａが高くなり、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｄｓｓｈより高くなると、起動回路５３は、コンデンサ３３を充電しない。なお、閾値Ｖｄｓｓｌは、後述の所定レベルＶｏｆｆより高い。また、閾値Ｖｄｓｓｌは、「第２電圧」に相当し、起動回路５３は、「第２充電回路」に相当する。
＝＝抵抗５４＝＝
図２に戻り、抵抗５４について説明する。抵抗５４は、一端に内部電源（不図示）からの電圧Ｖｄｄが印加され、他端は端子ＦＢに接続される。また、抵抗５４には、図１のフォトトランジスタ３８によるシンク電流Ｉａが流れ、抵抗５４に生じる電圧に基づいて、帰還電圧Ｖｆｂは生成される。
具体的には、発光ダイオード４３からの光の強度が増加すると、フォトトランジスタ３８は、大きなシンク電流Ｉａを端子ＦＢに流す。そのため、抵抗５４に生じる電圧は大きくなり、帰還電圧Ｖｆｂは低下する。すなわち、端子ＦＢには、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂが印加される。
＝＝駆動信号出力回路５５＝＝
駆動信号出力回路５５は、帰還電圧Ｖｆｂによりスイッチング周期が変更される駆動信号Ｖｑ１を出力する。駆動信号出力回路５５は、発振回路６０、コンパレータ６１、及びＳＲフリップフロップ６２を含んで構成される。
＝＝＝発振回路６０＝＝＝
発振回路６０は、パワートランジスタ３０をオンするタイミングを生成する。具体的には、発振回路６０は、帰還電圧Ｖｆｂに基づいて発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力する。また、発振信号оｓｃ_оｕｔの周波数Ｆｓｗは、例えば、図４に示すように、通常、所定周波数Ｆｓｗ＿ｎｏｒｍ（例えば、１００ｋＨｚ）に設定され、帰還電圧Ｖｆｂが低下するにつれて、周波数Ｆｓｗが低下するよう設定される。
＝＝＝コンパレータ６１＝＝＝
図２のコンパレータ６１は、パワートランジスタ３０をオフするタイミングを生成する。具体的には、パワートランジスタ３０がオンされている場合に、電圧Ｖｃｓが帰還電圧Ｖｆｂとなると、パワートランジスタ３０をオフする“Ｈ”レベルの信号Ｖｒを出力する。
＝＝＝ＳＲフリップフロップ６２＝＝＝
発振回路６０がパワートランジスタ３０をオンする“Ｈ”レベルの発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力すると、ＳＲフリップフロップ６２は、パワートランジスタ３０をオンする“Ｈ”レベルの信号Ｖｑ１を出力する。
一方、コンパレータ６１が“Ｈ”レベルの信号Ｖｒを出力すると、ＳＲフリップフロップ６２は、パワートランジスタ３０をオフする“Ｌ”レベルの信号Ｖｑ１を出力する。なお、このように、駆動信号Ｖｑ１のスイッチング周期は、帰還電圧Ｖｆｂにより変化する周波数Ｆｓｗに応じて変更される。
＝＝駆動回路５６＝＝
駆動回路５６は、駆動信号Ｖｑ１に基づいて、端子ＯＵＴを介して、駆動電圧Ｖｇを出力し、パワートランジスタ３０を駆動する。
具体的には、“Ｈ”レベルの駆動信号Ｖｑ１が入力されると、駆動回路５６は、電源電圧Ｖｃｃである駆動電圧Ｖｇを出力し、パワートランジスタ３０をオンする。一方、“Ｌ”レベルの駆動信号Ｖｑ１が入力されると、駆動回路５６は、接地電圧である駆動電圧Ｖｇを出力し、パワートランジスタ３０をオフする。
なお、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０を保護する保護回路（不図示）からのパワートランジスタ３０のスイッチングを停止させる信号が入力される場合、駆動回路５６は、駆動電圧Ｖｇを接地電圧に維持し、パワートランジスタ３０のスイッチングを停止する。
＝＝制御回路５７の概要＝＝
制御回路５７は、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｌ（後述）より低下したか否かを判定し、電流出力回路３９ａを動作させる信号Ｓｏｎを出力する。具体的には、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆ_ｖｃｃに応じた閾値Ｖｖｃｃｌより低い場合、電源電圧Ｖｃｃを高いレベルに維持するため、制御回路５７は、電流出力回路３９ａにコンデンサ３３を充電させる“Ｈ”レベルの信号Ｓｏｎを出力する。なお、閾値Ｖｖｃｃｈ，Ｖｖｃｃｌについては以下で図５を参照して説明する。
一方、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆ_ｖｃｃに応じた閾値Ｖｖｃｃｈより高い場合、制御回路５７は、電流出力回路３９ａにコンデンサ３３の充電を停止させる“Ｌ”レベルの信号Ｓｏｎを出力する。
＝＝制御回路５７の詳細＝＝
ここで、図５に示すように、制御回路５７は、抵抗８０，８１、ヒステリシスコンパレータ８２、ＮＭＯＳトランジスタ８３、及びツェナーダイオード８４を含んで構成される。抵抗８０，８１は、電源電圧Ｖｃｃが印加されるノードと接地との間に直列に設けられ、分圧回路を構成する。抵抗８０の一端には、電源電圧Ｖｃｃが印加され、他端は、抵抗８１の一端に接続される。抵抗８１の他端は、接地される。
抵抗８０，８１の接続点の電圧は、ヒステリシスコンパレータ８２の反転入力端子に印加される。また、ヒステリシスコンパレータ８２の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ_ｖｃｃが印加される。
そして、ヒステリシスコンパレータ８２は、基準電圧Ｖｒｅｆ_ｖｃｃに基づいて高い閾値Ｖｖｃｃｈと、閾値Ｖｖｃｃｈより低い閾値Ｖｖｃｃｌとを生成する。なお、閾値Ｖｖｃｃｌは、所定レベルＶｏｆｆより高い。
抵抗８０，８１の接続点の電圧が閾値Ｖｖｃｃｌより低くなると、ヒステリシスコンパレータ８２は、“Ｌ”レベルの信号を出力する。一方、抵抗８０，８１の接続点の電圧が閾値Ｖｖｃｃｈより高くなると、ヒステリシスコンパレータ８２は、“Ｈ”レベルの信号を出力する。
ＮＭＯＳトランジスタ８３は、ゲート電極にヒステリシスコンパレータ８２からの信号が入力され、ソース電極は接地される。また、ドレイン電極からは、信号Ｓｏｎが出力される。
ヒステリシスコンパレータ８２が“Ｈ”レベルの信号を出力すると、ＮＭＯＳトランジスタ８３は、オンする。この場合、制御回路５７は、“Ｌ”レベルの信号Ｓｏｎを出力する。
一方、ヒステリシスコンパレータ８２が“Ｌ”レベルの信号を出力すると、ＮＭＯＳトランジスタ８３は、オフする。この場合、ＮＭＯＳトランジスタ８３のドレイン電極は電流出力回路３９ａ内の抵抗１２１（後述）によりプルアップされるので、信号Ｓｏｎは、“Ｈ”レベルとなる。
ツェナーダイオード８４は、“Ｈ”レベルの信号Ｓｏｎが出力される場合の信号Ｓｏｎの電圧レベルを決める素子であり、図１の電流出力回路３９ａが図１のコンデンサ３３を充電する際の電圧を決める。
言い換えると、ツェナーダイオード８４は、電流出力回路３９ａがコンデンサ３３を充電する際に、コンデンサ３３に生じる電源電圧Ｖｃｃの上限の電圧を決める素子である。
また、ツェナーダイオード８４は、ＮＭＯＳトランジスタ８３のドレイン―ソース電極間の電圧がＮＭＯＳトランジスタ８３の耐圧を超えないよう保護する素子としても機能する。
そして、ツェナーダイオード８４は、ＮＭＯＳトランジスタ８３と並列接続され、アノードが接地され、カソードは、ＮＭＯＳトランジスタ８３のドレイン電極に接続される。
また、ＮＭＯＳトランジスタ８３がオフされる場合、ツェナーダイオード８４は、抵抗１２１からの電流を接地へと流し、ＮＭＯＳトランジスタ１２０（後述）がオンできるよう、ＮＭＯＳトランジスタ８３のドレイン電極の電圧を維持する。
以上から、制御回路５７は、電源電圧Ｖｃｃに基づいて、電流出力回路３９ａによるコンデンサ３３の充電を制御し、結果として電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｌより低くなることを抑制する。なお、閾値Ｖｖｃｃｌは、閾値Ｖｄｓｓｈ及び所定レベルＶｏｆｆより高い。
なお、ＮＭＯＳトランジスタ８３は、「第１スイッチ」及び「第１ＮＭＯＳトランジスタ」に相当し、閾値Ｖｖｃｃｌは、「第１電圧」に相当し、制御回路５７は、「判定回路」に相当する。
＜＜駆動信号Ｖｑ１の生成、及び駆動信号Ｖｑ１に伴う電源電圧Ｖｃｃの変化＞＞
図６は、駆動信号出力回路５５が駆動信号Ｖｑ１を生成する動作を説明する図である。まず、図６の（Ａ）を参照して、駆動信号出力回路５５が駆動信号Ｖｑ１を生成する動作を説明する。
この場合、詳細は後述するが、例えば、図１のＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が重負荷となるため、帰還電圧Ｖｆｂが高い。そのため、発振信号оｓｃ_оｕｔの周波数Ｆｓｗが図４に示す所定周波数Ｆｓｗ_ｎｏｒｍとなる。
ここで、「ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が重負荷」とは、例えば、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１に流れる負荷電流Ｉｏｕｔの電流値が所定値（例えば、１Ａ）より大きい場合を指す。一方、「ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が軽負荷」とは、例えば、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１に流れる負荷電流Ｉｏｕｔの電流値が所定値（例えば、１Ａ）より小さい場合を指す。
また、「ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が無負荷」とは、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１に流れる負荷電流Ｉｏｕｔの電流値が極めて小さいか、０（ゼロ）Ａである場合を指す。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が重負荷か軽負荷かを判定するための負荷電流Ｉｏｕｔの電流値は、例えば、１Ａであると説明したが、この電流値は、様々に設定され得る。
なお、駆動信号出力回路５５は、発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔの周波数Ｆｓｗで決まるスイッチング周期に対する、パワートランジスタ３０のオン期間の比率を制御する（すなわち、ＰＷＭ制御する）ため、駆動信号Ｖｑ１を生成する。
図６の（Ａ）の場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が重負荷となる、すなわち負荷電流Ｉｏｕｔが増加し出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、出力電圧Ｖｏｕｔと、定電圧回路４２からの電圧Ｖｓｈｕｎｔとの差が小さくなる。そのため、発光ダイオード４３からの光が弱くなり、図１のシンク電流Ｉａが減少し、帰還電圧Ｖｆｂは、高くなる。
また、ＭＣＵ１２からの信号Ｓｉｇにより、定電圧回路４２が低い電圧Ｖｓｈｕｎｔから高い電圧Ｖｓｈｕｎｔを出力するよう電圧Ｖｓｈｕｎｔを切り替えると、出力電圧Ｖｏｕｔと、定電圧回路４２からの電圧Ｖｓｈｕｎｔとの差が小さくなる。そのため、同様に、発光ダイオード４３からの光が弱くなり、シンク電流Ｉａが減少し、帰還電圧Ｖｆｂは、高くなる。
時刻ｔ０において、図２の発振回路６０が“Ｈ”レベルの発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力すると、ＳＲフリップフロップ６２は、パワートランジスタ３０をオンする“Ｈ”レベルの駆動信号Ｖｑ１を出力する。このパワートランジスタ３０のオンに従って電圧Ｖｃｓは線形的に大きくなる。
パワートランジスタ３０がオンすることで、電圧Ｖｃｓが帰還電圧Ｖｆｂに達する時刻ｔ１において、コンパレータ６１は、“Ｈ”レベルの信号Ｖｒを出力する。これにより、ＳＲフリップフロップ６２は、パワートランジスタ３０をオフする“Ｌ”レベルの駆動信号Ｖｑ１を出力する。このパワートランジスタ３０のオフに従って電圧Ｖｃｓも接地電圧となる。
時刻ｔ０から、所定周波数Ｆｓｗ_ｎｏｒｍに応じたスイッチング周期に対応する時間が経過した時刻ｔ２において、発振回路６０は、再度、“Ｈ”レベルの発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力する。以降、同様の動作が継続する。
この場合、１次コイルＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬ１は増加するとともに、２次コイルＬ２に生じるインダクタ電流ＩＬ２も増加する。そして、インダクタ電流ＩＬ２の増加により、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。
２次コイルＬ２は、補助コイルＬ３と磁気的に結合されているため、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するとともに、補助コイルＬ３の電圧Ｖａも上昇する。したがって、この場合、電流出力回路３９ａが動作せずとも、電源電圧Ｖｃｃは高いレベルに維持される。
つぎに、図６の（Ｂ）を参照して、駆動信号出力回路５５が駆動信号Ｖｑ１を生成する動作を説明する。この場合、詳細は後述するが、例えば、図１のＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が軽負荷となるため、帰還電圧Ｖｆｂが低下する。そのため、発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔの周波数Ｆｓｗが、図４に示す所定周波数Ｆｓｗ_ｎｏｒｍより低い所定周波数Ｆｓｗ_ｌｉｇｈｔとなる。
図６の（Ｂ）の場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が軽負荷となる、すなわち負荷電流Ｉｏｕｔが減少し出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、出力電圧Ｖｏｕｔと、定電圧回路４２からの電圧Ｖｓｈｕｎｔとの差が大きくなる。そのため、発光ダイオード４３からの光が強くなり、図１のシンク電流Ｉａが増加し、帰還電圧Ｖｆｂは、低くなる。
また、ＭＣＵ１２からの信号Ｓｉｇにより、定電圧回路４２が高い電圧Ｖｓｈｕｎｔから低い電圧Ｖｓｈｕｎｔを出力するよう電圧Ｖｓｈｕｎｔを切り替えると、出力電圧Ｖｏｕｔと、定電圧回路４２からの電圧Ｖｓｈｕｎｔとの差が大きくなる。そのため、同様に、発光ダイオード４３からの光が強くなり、シンク電流Ｉａが増加し、帰還電圧Ｖｆｂは、低くなる。
帰還電圧Ｖｆｂが低い場合の図６の（Ｂ）において、駆動信号出力回路５５は、図６の（Ａ）の場合と同様に駆動信号Ｖｑ１を生成する。しかしながら、発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔの周波数Ｆｓｗは低くなっているため、時刻ｔ１０と、時刻ｔ１２との間の所定周波数Ｆｓｗ_ｌｉｇｈｔに応じたスイッチング周期は図６の（Ａ）の場合と比較して長くなっている。すなわち、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が軽負荷となり、負荷電流Ｉｏｕｔが小さくなると、スイッチング周期は長くなる。
また、帰還電圧Ｖｆｂが低下しているため、図６の（Ａ）の場合と比較してパワートランジスタ３０がオンする期間は減少している。
この場合、１次コイルＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬ１は減少するとともに、２次コイルＬ２に生じるインダクタ電流ＩＬ２も減少する。そして、インダクタ電流ＩＬ２の減少により、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。
上述したように、２次コイルＬ２は、補助コイルＬ３と磁気的に結合されているため、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するとともに、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは低下する。したがって、この場合、電流出力回路３９ａが動作しないと、電源電圧Ｖｃｃは高いレベルに維持されない。
一方、パワートランジスタ３０のスイッチングが停止される場合にも、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは低下するため、電流出力回路３９ａが動作しないと、電源電圧Ｖｃｃは高いレベルに維持されない。そして、この場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が重負荷である場合と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔも低下する。
そのため、パワートランジスタ３０のスイッチングが開始されると、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。結果として、パワートランジスタ３０のスイッチングが開始されると、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは上昇し、電源電圧Ｖｃｃも高いレベルに維持される。
＜＜電流出力回路３９ａの構成＞＞
＝＝電流出力回路３９ａ＝＝
図７は、電流出力回路３９ａの構成の一例を示す図である。電源電圧Ｖｃｃが低下すると、電流出力回路３９ａは、図１のコンデンサ３３を充電する。詳細は後述するが、電源電圧Ｖｃｃに応じた電圧が閾値Ｖｖｃｃｌより低いと、電流出力回路３９ａは、コンデンサ３３を充電する。
一方、電圧Ｖｃｃに応じた電圧がＶｖｃｃｈより高いと、電流出力回路３９ａは、コンデンサ３３を充電しない。また、電流出力回路３９ａは、図７に示すように、昇圧回路９０、及び充電回路９１を含んで構成される。
＝＝＝昇圧回路９０＝＝＝
昇圧回路９０は、補助コイルＬ３の電圧Ｖａに基づいて昇圧電圧Ｖｃｈｇを生成する。具体的には、昇圧回路９０は、コンデンサ１０１に充電された電圧に、電圧Ｖａを加えた昇圧電圧Ｖｃｈｇを生成する。
昇圧回路９０は、ダイオード１００、及びコンデンサ１０１を含んで構成される。ダイオード１００は、アノードが補助コイルＬ３の接地された一端に接続され、カソードは、コンデンサ１０１の一端に接続される。コンデンサ１０１の他端は、補助コイルＬ３の他端に接続され、電圧Ｖａが印加される。
これにより、電圧Ｖａが負電圧となると、コンデンサ１０１は、ダイオード１００を介した電流により充電される。一方、電圧Ｖａが正電圧となると、コンデンサ１０１に昇圧電圧Ｖｃｈｇが生じる。なお、ダイオード１００は、「第２ダイオード」に相当し、コンデンサ１０１は、「第２コンデンサ」に相当する。
＝＝＝充電回路９１＝＝＝
充電回路９１は、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｌより低い場合、昇圧回路９０からの昇圧電圧Ｖｃｈｇに基づいて、図１のコンデンサ３３を充電する。具体的には、制御回路５７が“Ｈ”レベルの信号Ｓｏｎを出力すると、充電回路９１は昇圧電圧Ｖｃｈｇに基づいてコンデンサ３３を充電する。一方、制御回路５７が“Ｌ”レベルの信号Ｓｏｎを出力すると、充電回路９１はコンデンサ３３を充電しない。
＝＝＝＝スイッチ回路１１０及びダイオード１１１＝＝＝＝
充電回路９１は、スイッチ回路１１０、及びダイオード１１１を含んで構成される。スイッチ回路１１０は、信号Ｓｏｎに基づいて、コンデンサ１０１の一端と、ダイオード１１１との間を導通させる。スイッチ回路１１０は、ＮＭＯＳトランジスタ１２０、及び抵抗１２１を含んで構成される。
ＮＭＯＳトランジスタ１２０は、コンデンサ１０１の一端と、ダイオード１１１のアノードとの間に設けられる。具体的には、ＮＭＯＳトランジスタ１２０は、ドレイン電極がコンデンサ１０１の一端と接続され、ソース電極がダイオード１１１のアノードと接続される。また、ＮＭＯＳトランジスタ１２０のドレイン電極と、ゲート電極との間には、抵抗１２１が設けられる。
また、ＮＭＯＳトランジスタ１２０のゲート電極には信号Ｓｏｎが入力される。なお、抵抗１２１は、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオンされる際に、ゲート電極の電位を生成するための電流制限抵抗として機能する。
以上の構成から、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｌより低く、制御回路５７が“Ｈ”レベルの信号Ｓｏｎを出力すると、スイッチ回路１１０はダイオード１１１のアノードに“Ｈ”レベルの信号Ｓｏｎの電圧からＮＭＯＳトランジスタ１２０の閾値電圧Ｖｔｈを引いた電圧（以下、「電圧（Ｓｏｎ－Ｖｔｈ）」とする）を印加する。
一方、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｈより高く、制御回路５７が“Ｌ”レベルの信号Ｓｏｎを出力すると、スイッチ回路１１０はダイオード１１１のアノードに電圧（Ｓｏｎ－Ｖｔｈ）を印加しない。
そして、アノードに電圧（Ｓｏｎ－Ｖｔｈ）が印加される場合、カソードがコンデンサ３３に接続されているため、ダイオード１１１は、昇圧電圧Ｖｃｈｇに基づいてコンデンサ３３を充電する電流を供給する。一方、アノードに電圧（Ｓｏｎ－Ｖｔｈ）が印加されない場合、ダイオード１１１は、コンデンサ３３を充電する電流を供給しない。
なお、電源電圧Ｖｃｃが電圧（Ｓｏｎ－Ｖｔｈ）より高い場合であっても、ダイオード１１１は、電源電圧Ｖｃｃに基づいた電流が昇圧回路９０に向かって流れることを防止する。
以上から、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｌより低くなると、電流出力回路３９ａは、昇圧電圧Ｖｃｈｇでコンデンサ３３を充電する。一方、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｈより高くなると、電流出力回路３９ａは、コンデンサ３３を充電しない。
これにより、制御ＩＣ３２は、起動回路５３がコンデンサ３３を充電せず、かつ、低電圧保護回路５０が制御ＩＣ３２をリセットしないよう電源電圧Ｖｃｃを高く維持する。なお、ダイオード１１１は、「第３ダイオード」に相当し、ＮＭＯＳトランジスタ１２０は、「第２スイッチ」及び「第２ＮＭＯＳトランジスタ」に相当し、充電回路９１は、「第１充電回路」に相当する。
＜＜帰還電圧Ｖｆｂに応じた電源電圧Ｖｃｃの生成＞＞
まず、図８を参照して、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が重負荷であり、帰還電圧Ｖｆｂが高い場合の電源電圧Ｖｃｃの生成について説明する。なお、この場合、電流出力回路３９ａを用いずとも、すなわち、スイッチ回路１１０がオフされていても、制御ＩＣ３２は電源電圧Ｖｃｃを閾値Ｖｖｃｃｌより高く維持できる。
また、以下では、説明を簡略化するために、図７のダイオード１００，１１１の順方向電圧は必要がない限り考慮しないものとし、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の起動は完了しているものとする。また、電源電圧Ｖｃｃは閾値Ｖｖｃｃｌより高いものとする。
時刻ｔ２０において、制御ＩＣ３２が電源電圧Ｖｃｃである駆動電圧Ｖｇを出力すると、パワートランジスタ３０はオンする。パワートランジスタ３０がオンすると、１次コイルＬ１にインダクタ電流ＩＬ１が流れる。
１次コイルＬ１と、補助コイルＬ３とは逆極性となるように巻かれているため、この場合、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは、負電圧Ｖ１となる。電圧Ｖａが負電圧Ｖ１となると、コンデンサ１０１は、ダイオード１００を介して充電される。
この時点での昇圧電圧Ｖｃｈｇは、ほぼ接地電圧である。また、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは、負電圧Ｖ１であるため、コンデンサ３３は、ダイオード３４を介して充電されない。そのため、電源電圧Ｖｃｃは、制御ＩＣ３２の消費電力により、徐々に低下する。
制御ＩＣ３２が接地電圧である駆動電圧Ｖｇを出力する時刻ｔ２１において、パワートランジスタ３０はオフする。パワートランジスタ３０がオフすると、１次コイルＬ１にはインダクタ電流ＩＬ１が流れない。この場合、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは、正電圧Ｖ０となる。
電圧Ｖａが正電圧Ｖ０となると、昇圧電圧Ｖｃｈｇは、正電圧Ｖ０－負電圧Ｖ１となり、コンデンサ３３は、ダイオード３４を介して充電される。また、電源電圧Ｖｃｃは閾値Ｖｖｃｃｌより高いため、スイッチ回路１１０はオフされる。したがって、充電回路９１は、昇圧電圧Ｖｃｈｇでコンデンサ３３を充電しない。
時刻ｔ２２以降、同様の動作が繰り返される。以上の場合には、パワートランジスタ３０がオンされる期間が長く、１次コイルＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬ１の電流が大きい。また、パワートランジスタ３０のスイッチング周期も短い。
そのため、電源電圧Ｖｃｃは、電圧Ｖａによるコンデンサ３３の充電だけで、十分に閾値Ｖｖｃｃｌより高い状態を維持され得る。この場合、起動回路５３が端子ＶＣＣを介してコンデンサ３３を充電することがないため、起動素子５１による電力損失はない。
つぎに、図９を参照して、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が軽負荷であり、帰還電圧Ｖｆｂが低い場合の電源電圧Ｖｃｃの生成について説明する。なお、この場合、電流出力回路３９ａを用いて、すなわち、スイッチ回路１１０がオンされて、制御ＩＣ３２は電源電圧Ｖｃｃを閾値Ｖｄｓｓｌより高く維持できる。
また、以下では、説明を簡略化するために、図７のダイオード１００，１１１の順方向電圧は必要がない限り考慮しないものとし、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の起動は完了しているものとする。
時刻ｔ３０において、制御ＩＣ３２が電源電圧Ｖｃｃである駆動電圧Ｖｇを出力すると、パワートランジスタ３０はオンする。パワートランジスタ３０がオンすると、１次コイルＬ１にインダクタ電流ＩＬ１が流れる。
この場合、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは、負電圧Ｖ３となる。電圧Ｖａが負電圧Ｖ３となると、コンデンサ１０１は、ダイオード１００を介して充電される。
この時点での昇圧電圧Ｖｃｈｇは、電圧Ｖ５（具体的には、接地電圧―ダイオード１００の順方向電圧Ｖｄｔｈ）である。また、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは、負電圧Ｖ３であるため、コンデンサ３３は、ダイオード３４を介して充電されない。そのため、電源電圧Ｖｃｃは、制御ＩＣ３２の消費電力により、徐々に低下する。
制御ＩＣ３２が接地電圧である駆動電圧Ｖｇを出力する時刻ｔ３１において、パワートランジスタ３０はオフする。パワートランジスタ３０がオフすると、１次コイルＬ１にはインダクタ電流ＩＬ１が流れない。この場合、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは、正電圧Ｖ２となる。
また、電圧Ｖａが正電圧Ｖ２となると、昇圧電圧Ｖｃｈｇは、コンデンサ１０１に生じた電圧に、電圧Ｖａを足した電圧（具体的には、正電圧Ｖ２―負電圧Ｖ３）となる。また、コンデンサ３３は、ダイオード３４を介して充電される。
時刻ｔ３２において、電圧Ｖａは、１次コイルＬ１と、パワートランジスタ３０の寄生容量とでの共振動作により、正電圧であるものの変動を開始する。変動が始まると、電圧Ｖａは、低下する。そして、昇圧電圧Ｖｃｈｇは、電圧Ｖａの変動に従って同様に変動する。また、電圧Ｖａの変動が終わると、補助コイルＬ３からの電圧Ｖａに基づく電流は停止する。その後、電源電圧Ｖｃｃは、制御ＩＣ３２の消費電力により、徐々に低下する。
電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｌより低下する時刻ｔ３３において、制御回路５７が“Ｈ”レベルの信号Ｓｏｎを出力すると、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオンされ、コンデンサ３３は、昇圧電圧Ｖｃｈｇで充電される。そのため、電源電圧Ｖｃｃは上昇し、昇圧電圧Ｖｃｈｇは低下する。
電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｈより高くなる時刻ｔ３４において、制御回路５７が“Ｌ”レベルの信号Ｓｏｎを出力すると、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオフされ、コンデンサ３３は、昇圧電圧Ｖｃｈｇで充電されない。そのため、電源電圧Ｖｃｃは、制御ＩＣ３２の消費電力により、徐々に低下し、昇圧電圧Ｖｃｈｇは一定となる。
時刻ｔ３５以降、同様の動作が繰り返される。以上の場合には、パワートランジスタ３０がオンされる期間が短く、１次コイルＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬ１の電流が小さい。また、パワートランジスタ３０のスイッチング周期は長い。
そのため、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは小さくなり、電源電圧Ｖｃｃは、電圧Ｖａによるコンデンサ３３の充電だけでは、十分に閾値Ｖｖｃｃｌより高い状態を維持できないことがある。
しかしながら、コンデンサ３３は昇圧電圧Ｖｃｈｇで充電されるため、時刻ｔ３０から時刻ｔ３５の動作が繰り返されると、電源電圧Ｖｃｃの低下は抑制される。
この場合、充電回路９１の動作により、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｄｓｓｌより低いことが原因で起動素子５１が動作し、起動回路５３が端子ＶＣＣを介してコンデンサ３３を充電することがなくなり、起動素子５１による電力損失は抑制される。
最後に、図１０を参照して、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる場合の電源電圧Ｖｃｃの生成について説明する。なお、この場合、帰還電圧Ｖｆｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ１１の状態が軽負荷である場合と同様に低下している。また、電流出力回路３９ａを用いて、すなわち、スイッチ回路１１０がオンされて、制御ＩＣ３２は電源電圧Ｖｃｃを閾値Ｖｄｓｓｌより高く維持できる。
また、以下では、説明を簡略化するために、図７のダイオード１００，１１１の順方向電圧は必要がない限り考慮しないものとし、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の起動は完了しているものとする。
時刻ｔ４０において、制御ＩＣ３２が電源電圧Ｖｃｃである駆動電圧Ｖｇを出力すると、パワートランジスタ３０はオンする。パワートランジスタ３０がオンすると、１次コイルＬ１にインダクタ電流ＩＬ１が流れる。
この場合、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは、負電圧Ｖ３となる。電圧Ｖａが負電圧Ｖ３となると、コンデンサ１０１は、ダイオード１００を介して充電される。
この時点での昇圧電圧Ｖｃｈｇは、電圧Ｖ５（具体的には、接地電圧―ダイオード１００の順方向電圧Ｖｄｔｈ）である。また、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは、負電圧Ｖ３であるため、コンデンサ３３は、ダイオード３４を介して充電されない。そのため、電源電圧Ｖｃｃは、制御ＩＣ３２の消費電力により、徐々に低下する。
制御ＩＣ３２が接地電圧である駆動電圧Ｖｇを出力する時刻ｔ４１において、パワートランジスタ３０はオフする。パワートランジスタ３０がオフすると、１次コイルＬ１にはインダクタ電流ＩＬ１が流れない。この場合、補助コイルＬ３の電圧Ｖａは、正電圧Ｖ６となる。
なお、正電圧Ｖ６は、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するため、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、出力電圧Ｖｏｕｔが高い場合の正電圧Ｖ０より低い。この場合、ダイオード３４を介してコンデンサ３３を充電することにより、電源電圧Ｖｃｃを閾値Ｖｖｃｃｌより高くすることができなくなる。
また、電圧Ｖａが正電圧Ｖ６となると、昇圧電圧Ｖｃｈｇは、コンデンサ１０１に生じた電圧に、電圧Ｖａを足した電圧（具体的には、正電圧Ｖ６―負電圧Ｖ３）となる。
電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｌとなる時刻ｔ４２において、制御回路５７が“Ｈ”レベルの信号Ｓｏｎを出力すると、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオンされ、コンデンサ３３は、昇圧電圧Ｖｃｈｇで充電される。そのため、電源電圧Ｖｃｃは上昇し、昇圧電圧Ｖｃｈｇは低下する。
電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｈより高くなる時刻ｔ４３において、制御回路５７が“Ｌ”レベルの信号Ｓｏｎを出力すると、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオフされ、コンデンサ３３は、昇圧電圧Ｖｃｈｇで充電されない。そのため、電源電圧Ｖｃｃは、制御ＩＣ３２の消費電力により、徐々に低下し、昇圧電圧Ｖｃｈｇは一定となる。
その後、電圧Ｖａは、１次コイルＬ１と、パワートランジスタ３０の寄生容量とでの共振動作により、正電圧であるものの変動を開始する。変動が始まると、電圧Ｖａは、低下する。そして、昇圧電圧Ｖｃｈｇは、電圧Ｖａの変動に従って同様に変動する。また、電圧Ｖａの変動が終わると、補助コイルＬ３からの電圧Ｖａに基づく電流は停止する。そして、電源電圧Ｖｃｃは、制御ＩＣ３２の消費電力により、徐々に低下する。
これ以降、時刻ｔ４４になるまで、時刻ｔ４２及びｔ４３の動作を繰り返す。そして、パワートランジスタ３０がオンする時刻ｔ４４において、昇圧電圧Ｖｃｈｇが負電圧Ｖ５となるため、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオンしても、電流出力回路３９ａは、コンデンサ３３を充電できず、一時的に電源電圧Ｖｃｃは閾値Ｖｖｃｃｌより低くなる。
パワートランジスタ３０がオフする時刻ｔ４５において、昇圧電圧Ｖｃｈｇがコンデンサ３３を充電できる電圧より高くなるため、電流出力回路３９ａは、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｈとなるまで、コンデンサ３３を充電する。また、時刻ｔ４５以降、時刻ｔ４１～ｔ４５までの動作を繰り返す。
＝＝＝変形例＝＝＝
上述の実施形態においては、制御回路５７は、ＮＭＯＳトランジスタ８３及びツェナーダイオード８４を含むよう構成されている。しかしながら、図１１に示すように、ＮＭＯＳトランジスタ８３及びツェナーダイオード８４を、電流出力回路３９ｂに移し、ＮＭＯＳトランジスタ１２２及びツェナーダイオード１２３としてもよい。
具体的には、電流出力回路３９ｂは、制御ＩＣ３２からの信号Ｓｏｎ１に基づいて、電源電圧Ｖｃｃが低い場合に、コンデンサ３３を充電する。電流出力回路３９ｂは、昇圧回路９０、及び充電回路９２を含んで構成される。なお、変形例において、上述の実施形態の構成と同一の参照符号が、図１０，１１，１２において付されている構成は、上述の実施形態の構成と同一である。
充電回路９２は、充電回路９１と同様に、電源電圧Ｖｃｃが低い場合、昇圧回路９０からの昇圧電圧Ｖｃｈｇに基づいて、コンデンサ３３を充電する。充電回路９２は、ダイオード１１１、及びスイッチ回路１１２を含んで構成される。
スイッチ回路１１２は、スイッチ回路１１０と同様に、コンデンサ１０１の一端と、ダイオード１１１との間を導通させる。スイッチ回路１１２は、ＮＭＯＳトランジスタ１２０，１２２、抵抗１２１、及びツェナーダイオード１２３を含んで構成される。なお、ＮＭＯＳトランジスタ１２２及びツェナーダイオード１２３の機能は、ＮＭＯＳトランジスタ８３及びツェナーダイオード８４の機能と同一である。
この場合、制御回路５７は、図１２の制御回路５８のように変形される。なお、ＮＭＯＳトランジスタ１２２は、「第１スイッチ」及び「第３ＮＭＯＳトランジスタ」に相当し、ツェナーダイオード１２３は、「第１ツェナーダイオード」に相当し、信号Ｓｏｎ１は、「判定結果」に相当する。
また、上述の実施形態において、制御ＩＣ３２から電流出力回路３９ａ，３９ｂを制御することとしたが、図１２に示すように、制御ＩＣ３２から制御せずとも、適切に電流出力回路３９ｃが動作するようにしてもよい。
図１３は、電流出力回路３９ａの変形例である電流出力回路３９ｃの構成の一例を示す図である。電流出力回路３９ｃは、制御ＩＣ３２から信号を受けることなく、電源電圧Ｖｃｃが低い場合に、コンデンサ３３を充電する。電流出力回路３９ｃは、昇圧回路９０、及び充電回路９３を含んで構成される。
充電回路９３は、充電回路９１，９２と同様に、電源電圧Ｖｃｃが低い場合、昇圧回路９０からの昇圧電圧Ｖｃｈｇに基づいて、コンデンサ３３を充電する。充電回路９３は、ダイオード１１１、スイッチ回路１１２、ツェナーダイオード１１３、及び抵抗１１４を含んで構成される。なお、ツェナーダイオード１１３及び抵抗１１４の動作は後述する。
図１３に示す電流出力回路３９ｃにおいて、電源電圧Ｖｃｃが所定レベルより高い場合、ツェナーダイオード１１３と、抵抗１１４との接続点の電圧が高くなり、ＮＭＯＳトランジスタ１２２がオンされる。これにより、電流出力回路３９ｃは、昇圧電圧Ｖｃｈｇでコンデンサ３３を充電しない。
一方、電源電圧Ｖｃｃが所定レベルより低い場合、ツェナーダイオード１１３と、抵抗１１４との接続点の電圧が低くなり、ＮＭＯＳトランジスタ１２２がオフすることで、電流出力回路３９ｃは、昇圧電圧Ｖｃｈｇでコンデンサ３３を充電する。
＝＝＝まとめ＝＝＝
以上、本実施形態のＡＣ－ＤＣコンバータ１０について説明した。制御ＩＣ３２は、端子ＶＣＣ、端子ＦＢ、駆動信号出力回路５５、駆動回路５６、及び制御回路５７を含む。また、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、昇圧回路９０、及び充電回路９１を含む。この場合、制御ＩＣ３２は、電源電圧Ｖｃｃが低下すると充電回路９１を制御し、昇圧電圧Ｖｃｈｇでコンデンサ３３を充電させる。そのため、制御ＩＣ３２は、電源電圧Ｖｃｃの低下を抑制できる。これにより、電源電圧の低下を抑制する集積回路を提供することができる。
また、昇圧回路９０は、ダイオード１００、及びコンデンサ１０１を含む。充電回路９１は、スイッチ回路１１０、及びダイオード１１１を含む。補助コイルＬ３の電圧Ｖａが負電圧である場合、昇圧回路９０は、ダイオード１００を介してコンデンサ１０１を充電する。また、電圧Ｖａが正電圧である場合、昇圧回路９０は、昇圧電圧Ｖｃｈｇをコンデンサ１０１に生じさせる。これにより、簡易な回路で昇圧電圧Ｖｃｈｇを生成することができる。また、充電回路９１は、電源電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｖｃｃｌより低い場合に、昇圧電圧Ｖｃｈｇでコンデンサ３３を充電できる。
また、制御回路５７は、ＮＭＯＳトランジスタ８３を含み、スイッチ回路１１０は、第１スイッチを含む。これにより、制御ＩＣ３２からの信号Ｓｏｎ，Ｓｏｎ１に基づいて、電流出力回路３９ａ，３９ｂは、コンデンサ３３を充電するか否か制御され得る。
また、制御回路５７は、ツェナーダイオード８４を含み、スイッチ回路１１０は、ＮＭＯＳトランジスタ１２０、抵抗１２１を含む。これにより、昇圧電圧Ｖｃｈｇが高くなりすぎたとしても、電源電圧Ｖｃｃは、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオンする際、ＮＭＯＳトランジスタ１２０のゲートに印加されるツェナーダイオード８４のツェナー電圧に応じた電圧となる。
また、スイッチ回路１１２は、第１スイッチ、及び第２スイッチを含む。これにより、制御回路５８は簡易な回路で構成され得る。
また、スイッチ回路１１２は、ＮＭＯＳトランジスタ１２０，１２２、抵抗１２１、及びツェナーダイオード１２３を含む。これにより、昇圧電圧Ｖｃｈｇが高くなりすぎたとしても、電源電圧Ｖｃｃは、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオンする際、ＮＭＯＳトランジスタ１２０のゲートに印加されるツェナーダイオード１２３のツェナー電圧に応じた電圧となる。
また、制御ＩＣ３２は、端子ＶＨ、及び起動回路５３を含む。また、起動回路５３のヒステリシスコンパレータ７７の閾値Ｖｄｓｓｌは、制御回路５７，５８のヒステリシスコンパレータ８２の閾値Ｖｖｃｃｌより低い。これにより、電源電圧Ｖｃｃが低下したとしても、電流出力回路３９ａ，３９ｂが動作することにより、起動素子５１からの電流でコンデンサ３３が充電されることは減る。そのため、起動素子５１による電力損失は低減される。
上記の実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。また、本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更や改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれるのはいうまでもない。
１０ ＡＣ－ＤＣコンバータ
１１ ＤＣ－ＤＣコンバータ
２０ 全波整流回路
２１，２４，３３，３５，３７，４１，１０１ コンデンサ
２２ トランス
２３，３１，３６，５２，５４，７３，７５，７６，８０，８１，１１４，１２１ 抵抗
２５，３４，２７，２８，４０，７４，１００，１１１ ダイオード
２６ 制御ブロック
３０ パワートランジスタ
３８ フォトトランジスタ
３９ａ，３９ｂ，３９ｃ 電流出力回路
４２ 定電圧回路
４３ 発光ダイオード
５１ 起動素子
５３ 起動回路
５０ 低電圧保護回路
５５ 駆動信号出力回路
５６ 駆動回路
５７，５８ 制御回路
６０ 発振回路
６１ コンパレータ
６２ ＳＲフリップフロップ
７０ ＯＲ素子
７１，８３，１２０，１２２ ＮＭＯＳトランジスタ
７２ ＰＭＯＳトランジスタ
７７，８２ ヒステリシスコンパレータ
８４，１１３，１２３ ツェナーダイオード
９０ 昇圧回路
９１，９２，９３ 充電回路
１１０，１１２ スイッチ回路

Claims (9)

  1. １次コイル、２次コイル、及び補助コイルを含むトランスと、前記１次コイルに流れるインダクタ電流を制御するトランジスタと、第１コンデンサと、前記トランジスタがオフとなると、前記補助コイルの電圧を整流して、前記第１コンデンサを充電する第１ダイオードと、を含み、入力電圧から出力電圧を生成して負荷に印加する電源回路の前記トランジスタのスイッチングを制御する集積回路であって、
    前記第１コンデンサの電圧が電源電圧として印加される第１端子と、
    前記出力電圧に応じた帰還電圧が印加される第２端子と、
    前記負荷に流れる負荷電流が小さくなると、前記トランジスタのスイッチング周期が長くなる駆動信号を、前記帰還電圧に基づいて出力する駆動信号出力回路と、
    前記駆動信号に基づいて、前記トランジスタを駆動する駆動回路と、
    前記電源電圧が第１電圧より低下したか否かを判定する判定回路と、
    前記判定回路の判定結果を出力する端子と、
    を含み、
    前記電源回路は、
    前記補助コイルの電圧に基づいて、昇圧電圧を生成する昇圧回路と、
    前記端子に接続された第１充電回路と、
    を含み、
    前記第１充電回路は、
    前記電源電圧が前記第１電圧より低いことを、前記判定結果が示す場合、前記昇圧電圧で、前記第１コンデンサを充電する、
    集積回路。
  2. 請求項１に記載の集積回路であって、
    前記第１コンデンサの一端は、前記補助コイルの一端に接続され、
    前記第１ダイオードは、前記補助コイルの他端の電圧に基づいて、前記第１コンデンサを充電し、
    前記昇圧回路は、
    一端が前記補助コイルの他端に接続され、前記昇圧電圧が生じる第２コンデンサと、
    前記トランジスタがオンの際、前記補助コイルの一端の電圧に基づいて、前記第２コンデンサを充電する第２ダイオードと、
    を含み、
    前記第１充電回路は、
    カソードが前記第１コンデンサに接続される第３ダイオードと、
    前記電源電圧が前記第１電圧より低い場合、前記第２コンデンサの他端と、前記第３ダイオードのアノードとの間を導通させるスイッチ回路と、
    を含む集積回路。
  3. 請求項２に記載の集積回路であって、
    前記判定回路は、前記電源電圧が前記第１電圧より低いか否かに基づいてオンオフする第１スイッチを含み、
    前記スイッチ回路は、
    前記第２コンデンサの他端と、前記第３ダイオードのアノードとの間に設けられ、前記第１スイッチの状態に基づいてオンオフする第２スイッチを含む、
    集積回路。
  4. 請求項３に記載の集積回路であって、
    前記判定回路は、前記第１スイッチに並列接続されたツェナーダイオードを含み、
    前記第１スイッチは、第１ＮＭＯＳトランジスタであり、
    前記第２スイッチは、前記第１ＮＭＯＳトランジスタのドレインが、ゲートに接続された第２ＮＭＯＳトランジスタであり、
    前記スイッチ回路は、
    前記第２ＮＭＯＳトランジスタのゲートと、前記第２コンデンサの他端とを接続する抵抗を含む、
    集積回路。
  5. 請求項２に記載の集積回路であって、
    前記スイッチ回路は、
    前記判定回路の前記判定結果に基づいてオンオフする第１スイッチと、
    前記第２コンデンサの他端と、前記第３ダイオードのアノードとの間に設けられ、前記第１スイッチの状態に基づいてオンオフする第２スイッチと、
    を含む集積回路。
  6. 請求項５に記載の集積回路であって、
    前記第１スイッチは、第３ＮＭＯＳトランジスタであり、
    前記第２スイッチは、前記第３ＮＭＯＳトランジスタのドレインが、ゲートに接続された第２ＮＭＯＳトランジスタであり、
    前記スイッチ回路は、
    前記第３ＮＭＯＳトランジスタに並列接続された第１ツェナーダイオードと、
    前記第２ＮＭＯＳトランジスタのゲートと、前記第２コンデンサの他端とを接続する抵抗を含む、
    集積回路。
  7. 請求項１～６の何れか一項に記載の集積回路であって、
    前記入力電圧に応じた電圧が印加される第３端子と、
    前記電源電圧が前記第１電圧より低い第２電圧より低下した場合、前記第３端子の電圧に基づいて、前記第１コンデンサを充電する第２充電回路を含む、
    集積回路。
  8. 入力電圧から出力電圧を生成して負荷に印加する電源回路であって、
    １次コイル、２次コイル、及び補助コイルを含むトランスと、
    前記１次コイルに流れるインダクタ電流を制御するトランジスタと、
    第１コンデンサと、
    前記トランジスタがオフとなると、前記補助コイルの電圧を整流して、前記第１コンデンサを充電する第１ダイオードと、
    前記補助コイルの電圧に基づいて、昇圧電圧を生成する昇圧回路と、
    前記第１コンデンサを充電する第１充電回路と、
    前記トランジスタのスイッチングを制御する集積回路と、を備え、
    前記集積回路は、
    前記第１コンデンサの電圧が電源電圧として印加される第１端子と、
    前記出力電圧に応じた帰還電圧が印加される第２端子と、
    前記帰還電圧によりスイッチング周期が変更される駆動信号を出力する駆動信号出力回路と、
    前記駆動信号に基づいて、前記トランジスタを駆動する駆動回路と、
    前記電源電圧が第１電圧より低下したか否かを判定する判定回路と、
    前記判定回路の判定結果を出力する端子と、
    を含み、
    前記第１充電回路は、
    前記端子に接続され、前記電源電圧が前記第１電圧より低いことを、前記判定結果が示す場合、前記昇圧電圧で、前記第１コンデンサを充電する、
    電源回路。
  9. 入力電圧から出力電圧を生成して負荷に印加する電源回路であって、
    １次コイル、２次コイル、及び補助コイルを含むトランスと、
    前記１次コイルに流れるインダクタ電流を制御するトランジスタと、
    第１コンデンサと、
    前記トランジスタがオフとなると、前記補助コイルの電圧を整流して、前記第１コンデンサを充電する第１ダイオードと、
    前記第１コンデンサの電圧が第１電圧より低下したか否かを判定する判定回路と、
    前記補助コイルの電圧に基づいて、昇圧電圧を生成する昇圧回路と、
    前記第１コンデンサの電圧が第１電圧より低いことを、前記判定回路の判定結果が示す場合、前記昇圧電圧で、前記第１コンデンサを充電する第１充電回路と、
    前記トランジスタのスイッチングを制御する集積回路と、を備え、
    前記集積回路は、
    前記第１コンデンサの電圧が電源電圧として印加される第１端子と、
    前記出力電圧に応じた帰還電圧が印加される第２端子と、
    前記帰還電圧によりスイッチング周期が変更される駆動信号を出力する駆動信号出力回路と、
    前記駆動信号に基づいて、前記トランジスタを駆動する駆動回路と、
    を含む、
    電源回路。
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