JP7796874B2 - 回転電機制御装置 - Google Patents

Description

本開示は、回転電機制御装置に関する。

従来、永久磁石同期電動機又はブラシレスモータと呼ばれる回転電機が知られている。この回転電機においては、永久磁石がロータに使用され、巻線がステータに巻回されている。巻線に交流電流を通電することによりロータにトルクを生じさせ、ロータを回転させる。このような回転電機においては、ロータの回転速度が上昇するに伴って巻線に誘起される電圧である誘起電圧が上昇する。
特許文献１に開示されているように、誘起電圧を減少させるために、ロータの磁石磁束を低減させる方向に電流を通電する制御、すなわち、弱め磁束制御が一般的に行われている。

この弱め磁束制御において、高い出力を得るには、回転電機のインダクタンスのうち、ロータの磁石磁束方向に相当するｄ軸方向におけるインダクタンスＬｄを増加させることが重要である。インダクタンスＬｄが大きな回転電機であれば、より効率的に弱め磁束制御が行うことが可能であり、高い出力が可能な回転電機を実現することが可能である。

日本国特許第６９８７３１８号

ところで、特許文献１に開示されている回転電機を制御するには、回転角検出器が必要である。回転角検出器は、基準角に対してロータの磁極が存在する角度、すなわち、ロータの回転角を検出する。回転角検出器が出力する回転角には、回転電機の回転角の真値に対する誤差に相当する角度誤差が含まれている。角度誤差に含まれる交流成分は、トルク脈動誤差と称されるトルクの交流成分の誤差を招き、回転電機から発生する振動又は騒音の原因となる。

したがって、特許文献１に開示されている回転電機においては、効果的な弱め磁束制御によって高出力が可能な回転電機を実現することができたとしても、角度誤差の交流成分に起因して回転電機より生ずる振動又は騒音が増大してしまうという問題がある。
言い換えると、このような回転電機においては、高出力を優先して振動又は騒音の悪化を許容するか、または、高出力が得られないものの振動又は騒音の悪化の抑制を優先するか、を選択する必要がある。

本開示は、上記のような課題を解決するためになされたもので、振動又は騒音の発生を抑制しつつ高出力な回転電機を実現することができる回転電機制御装置を提供することを目的とする。

本開示に係る回転電機制御装置は、複数相の巻線を有するステータと、前記ステータの径方向内側に配置されているとともに磁石を有するロータと、を有する回転電機と、直流電源の電圧を昇圧する昇圧器を含み、前記直流電源の電圧を交流電圧に変換する電力変換器と、電流センサから出力される出力信号に基づいて前記複数相の巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、前記ロータの回転角度に応じた出力信号を出力する回転センサと、前記ロータの制御用の回転角度を算出する回転演算部と、前記磁石の磁束の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸よりも電気角で９０度進んだ方向をｑ軸とした場合において前記回転電機に流れるｄ軸電流の指令値を生成するｄ軸電流指令値生成部と、前記回転電機に流れるｑ軸電流の指令値を生成するｑ軸電流指令値生成部と、前記制御用の回転角度と、前記電流と、前記ｑ軸電流の指令値と、前記ｄ軸電流の指令値に基づいて、前記複数相の巻線に印加する電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、前記電圧指令値に基づいて前記電力変換器が有する複数のスイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング制御部と、を有する。前記回転電機は、ｄ軸インダクタンスＬｄがｑ軸インダクタンスＬｑより大きい値を持つ。前記回転演算部は、前記回転センサから出力される出力信号に基づいて、前記ロータの回転角度を検出する回転検出部と、前記ロータの回転角度、前記電流、前記電圧指令値のいずれか一つ以上に基づいて、前記制御用の回転角度を演算する制御用角度算出部とを有する。前記制御用角度算出部は、前記ロータの回転角度に対する前記制御用の回転角度の偏差である検出角度偏差を算出し、電流検出値の情報、及び前記電圧指令値の情報に基づいて、前記ロータの回転角度の真値に対する前記制御用の回転角度の偏差である推定実角度偏差を推定し、前記推定実角度偏差と前記検出角度偏差とを内分した値を制御角度偏差として算出し、前記ロータの回転角速度に比例する物理量である速度比例物理量が予め設定された速度閾値よりも高い場合において、前記制御角度偏差における前記推定実角度偏差の割合を、前記検出角度偏差の割合よりも高くし、前記速度比例物理量が、前記速度閾値よりも低い場合において、前記制御角度偏差における前記推定実角度偏差の割合を、前記検出角度偏差の割合よりも低くする。前記回転演算部は、前記回転センサの前記出力信号、前記電流、前記電圧指令値のいずれか一つ以上に基づいて、前記回転センサの検出誤差に起因する角度誤差を低減する。前記回転電機制御装置は、前記昇圧器によって昇圧された出力直流電圧に基づいて、前記回転電機に交流電圧を印加する。前記スイッチング制御部は、前記電圧指令値及び前記出力直流電圧に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ駆動する。前記昇圧器は、前記スイッチング素子を有する上アーム及び下アームと、
前記スイッチング素子が直列に接続された構造を有する複数のレグと、抵抗とコンデンサとが直列接続されたスナバ回路とを有する。前記複数のレグは、互いに並列に接続されている。前記スナバ回路は、前記複数のレグに対して並列に接続されている。

本開示に係る回転電機制御装置によれば、振動又は騒音の発生を抑制しつつ高出力な回転電機を実現することができる。

実施の形態１に係る回転電機制御装置を備えた電動パワーステアリング装置の全体構成を示す概略構成図である。 実施の形態１に係る回転電機制御装置を示すブロック図である。 実施の形態１に係る回転電機制御装置を示すブロック図である。 実施の形態１に係る回転電機制御装置が表面磁石型の回転電機に適用される場合において、Ｉｄ＝０制御及び弱め磁束制御が行われる際における各制御の実行領域を示す図である。 実施の形態１に係る回転電機制御装置が埋込磁石型の回転電機に適用される場合において、最大トルク電流制御及び弱め磁束制御が行われる際における各制御の実行領域を示す図である。 実施の形態１に係る制御用角度算出部を示すブロック図である。 実施の形態１に係る内分率の設定を説明する図である。 実施の形態１に係る伝達関数を示すボード線図である。 実施の形態２に係る制御用角度算出部を示すブロック図である。 実施の形態３に係る回転センサ及び回転検出部を示すブロック図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態３に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態４に係る回転センサ及び回転検出部を示すブロック図である。 実施の形態４に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態４に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態４に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態４に係る回転検出部による演算を説明する図である。 実施の形態５に係る回転電機制御装置によって制御される回転電機を示す断面図であって、軸方向に見た図である。 実施の形態６に係る回転電機制御装置を備えた電動パワーステアリング装置の全体構成を示す概略構成図である。 実施の形態６に係るＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成を説明する図である。 実施の形態６に係るＤＣ－ＤＣコンバータにおけるスイッチング駆動を説明する図である。 実施の形態６の変形例に係るＤＣ－ＤＣコンバータの一部を示す回路図である。

実施の形態１．
実施の形態１に係る回転電機制御装置１０について図面を参照して説明する。
以下の説明では、回転電機制御装置１０を、単に制御装置１０と称する場合がある。

図１は、実施の形態１に係る回転電機制御装置１０を備えた電動パワーステアリング装置１００の全体構成を示す概略構成図である。本実施の形態において、回転電機１は、電動パワーステアリング装置１００の駆動力源である。回転電機１、電力変換器４、及び制御装置１０は、電動パワーステアリング装置１００を構成している。電動パワーステアリング装置１００は、車両に設けられる。

＜回転電機１＞
回転電機１は、ステータと、ステータの径方向内側に配置されたロータと、を備えている。ステータは、磁気的ギャップとなる空隙を介してロータの外周を囲むように配置されている。

＜ステータ＞
ステータは、ステータコアと、巻線と、を有している。巻線は、複数の相の各々に対応するコイルである。本実施の形態に係る回転電機１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流によって駆動が制御されている。巻線は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各々に対応する巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗで構成されている。図１においては、巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗの各々に流れる電流が符号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗで示されている。以下では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のうち１つの相のみについて説明し、共通する他の２つの相について説明を省略する場合がある。

＜ロータ＞
ロータは、ロータコアと、回転軸と、複数の磁石とを有する。ロータコアは、例えば、回転軸が延在する方向に積層された複数の電磁鋼板により構成されている。回転軸は、ロータコアの中央部に固定されている。複数の磁石は、ロータコアの外周面に固定されている。複数の磁石とステータとの間に発生する磁界の変化によってロータが回転し、回転軸が回転する。

ロータは、ロータの回転角度を検出するための回転センサ２を備える。回転センサ２は、ロータの回転角度に応じた出力信号を出力するように構成されている。回転センサ２としては、例えば、レゾルバ、エンコーダ、ＭＲセンサ等が用いられる。回転センサ２から出力される出力信号は、制御装置１０に入力される。
磁石は、例えば、永久磁石である。これにより、回転電機１は、永久磁石同期電動機を構成する。回転電機１においては、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑがＬｄ＞Ｌｑの関係を有する。つまり、ｄ軸インダクタンスＬｄがｑ軸インダクタンスＬｑより大きい値を有する。言い換えると、回転電機１は、順突極モータである。

なお、回転電機１の構成は永久磁石同期電動機に限定されない。磁石は、界磁巻線を有する電磁石であってもよい。３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線されてもよいし、デルタ結線されてもよい。

＜電力変換器４＞
電力変換器４は、例えば、インバータである。言い換えると、電力変換器４は、直流電源３の電圧を交流電圧に変換するように構成されている。電力変換器４は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流に対応する３つの直列回路と、平滑コンデンサ５と、電流センサ６とを有する。直列回路は、言い換えると、レグである。

＜スイッチング素子＞
直列回路の各々においては、スイッチング素子ＳＰとスイッチング素子ＳＮとが直列に接続されている。スイッチング素子ＳＰは、直流電源３の正極側に接続される正極側のスイッチング素子である。スイッチング素子ＳＮは、直流電源３の負極側に接続される負極側のスイッチング素子である。

スイッチング素子としては、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御装置１０に接続されている。各スイッチング素子は、制御装置１０から出力されたスイッチング信号ＧＰｕ～ＧＮｗによりオン又はオフの駆動を行う。

なお、図１においては、スイッチング素子ＳＰを表す符号ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗ、スイッチング素子ＳＮを表す符号ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗ、が示されているが、小文字ｕ、ｖ、ｗは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流の各々に対応することを示している。３相の各々を区別しない場合、単にスイッチング素子ＳＰと称したり、単にスイッチング素子ＳＮと称したりする場合がある。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の各々の直列回路における２つのスイッチング素子ＳＰ、ＳＮの間の接続点は、対応する巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに一対一で接続されている。
具体的には、Ｕ相の直列回路では、Ｕ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕとＵ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕとが直列接続されている。２つのスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＮｕの間の接続点は、Ｕ相の巻線Ｃｕに接続されている。
Ｖ相の直列回路では、Ｖ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｖとＶ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｖとが直列接続されている。２つのスイッチング素子ＳＰｖ、ＳＮｖの間の接続点は、Ｖ相の巻線Ｃｖに接続されている。
Ｗ相の直列回路では、Ｗ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｗとＷ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｗとが直列接続されている。２つのスイッチング素子ＳＰｗ、ＳＮｗの間の接続点は、Ｗ相の巻線Ｃｗに接続されている。

＜平滑コンデンサ５、直流電源３＞
平滑コンデンサ５は、直流電源３の正極側と負極側との間に接続されている。
直流電源３は、電力変換器４に直流電圧Ｖｄｃを出力する。本実施の形態においては、直流電圧Ｖｄｃは、例えば、１２Ｖである。直流電源３は、例えば、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等である。直流電圧Ｖｄｃを出力する機器であれば、直流電源３を構成する機器の種類は限定されない。直流電源３には、直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサが設けられてもよい。電圧センサから出力される出力信号が制御装置１０に入力されてもよい。制御装置１０は、検出した直流電圧Ｖｄｃを用いて、制御を行ってもよい。

＜電流センサ６＞
電流センサ６は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の各々の巻線に流れる電流を検出するように構成されている。電流センサ６は、例えば、シャント抵抗又はホール素子等の電流センサである。電流センサ６から出力される出力信号は、制御装置１０に入力される。
本実施の形態では、電流センサ６は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の各々の直列回路におけるスイッチング素子ＳＰｗ、ＳＮｗに直列に接続されている。

電流センサ６は、Ｕ相の抵抗Ｒｕ、Ｖ相の抵抗Ｒｖ、及びＷ相の抵抗Ｒｗを有する。３相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗの各々は、スイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗの負極側に直列接続されている。
３相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗは、アンプ２１、２２、２３に一対一で接続されている。アンプ２１、２２、２３は、３相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗの各々の両端の電位差を検出する。検出された電位差は、制御装置１０に入力される。

なお、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の各々において、電流センサ６は、２つのスイッチング素子ＳＰ、ＳＮの直列回路と巻線とを接続する電線上に備えられてもよい。
また、電流センサ６は、電力変換器４と直流電源３と接続する電線上に設けられてもよい。この場合、公知の「母線１シャント方式」により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の各々における巻線の電流が検出されてもよい。

電力変換器４の構成は、インバータに限定されない。インバータ以外の電力変換器、例えば、マトリックスコンバータが電力変換器４に用いられてもよい。

＜電動パワーステアリング装置１００＞
電動パワーステアリング装置１００は、上述した回転電機制御装置１０と、上述した電力変換器４と、上述した回転電機１と、駆動力伝達機構１０１と、操舵装置１０２と、車輪１０３と、ハンドル１０４と、シャフト１０５と、トルクセンサ１０６とを備えている。
駆動力伝達機構１０１は、回転電機１から発生した駆動力を車両の操舵装置１０２に伝達する機構である。駆動力伝達機構１０１は、回転電機１の回転軸をシャフト１０５に連結するウォームギヤ機構等で構成されている。
ハンドル１０４は、車両を運転する運転者によって操作され、左回転又は右回転が可能である。回転電機１を構成するロータの回転軸は、駆動力伝達機構１０１を介して車輪１０３の操舵装置１０２に連結されている。
シャフト１０５は、ハンドル１０４に連結されている。シャフト１０５は、ハンドル１０４による操舵トルクを車輪１０３に連結されている操舵装置１０２に伝達する。
トルクセンサ１０６は、シャフト１０５に取り付けられている。トルクセンサ１０６は、ハンドル１０４による操舵トルクＴｓを検出する。トルクセンサ１０６から出力される出力信号は、制御装置１０に入力される。トルクセンサ１０６から出力される出力信号は、例えば、後述する入力回路９２に入力される。

＜制御装置１０＞
図２及び図３は、本実施の形態に係る制御装置１０を示すブロック図である。
制御装置１０は、電力変換器４を介して回転電機１を制御するように構成されている。
図２に示すように、制御装置１０は、回転検出部３１、制御用角度算出部３２、電流検出部３３、電圧指令値算出部３４、及びスイッチング制御部３５等を備えている。
制御装置１０の各機能は、制御装置１０が備えた処理回路により実現される。
以下の説明では、回転検出部３１、制御用角度算出部３２、電流検出部３３、電圧指令値算出部３４、及びスイッチング制御部３５を、制御部３１～３５と称する場合がある。また、制御部３１～３５を機能部と称してもよい。

制御装置１０は、複数の処理回路を備える。具体的には、図３に示すように、制御装置１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）９０と、記憶装置９１と、入力回路９２と、出力回路９３等を備えている。

＜ＣＰＵ９０＞
ＣＰＵ９０は、演算処理装置の一例である。ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）等のコンピュータである。
ＣＰＵ９０は、例えば、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等を備えてもよい。ＣＰＵ９０は、記憶装置９１に記憶されたソフトウェアを実行するように構成されている。ここで、ソフトウェアとは、例えば、コンピュータプログラムである。ＣＰＵ９０は、同じ種類の回路又は異なる種類の回路等の複数の回路を備えてもよい。複数の回路の各々は、ＣＰＵ９０において行われる処理の一部を分担するように、ＣＰＵ９０の処理が実行されてもよい。

＜記憶装置９１＞
記憶装置９１は、コンピュータプログラム又は各種データ等を記憶する。言い換えると、記憶装置９１は、ソフトウェアを記憶することが可能である。
記憶装置９１は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）又はＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等を備える。
記憶装置９１がＲＡＭを備える場合、記憶装置９１は、ＣＰＵ９０からデータを読み出し及び書き込みが可能である。記憶装置９１がＲＯＭを備える場合、記憶装置９１は、ＣＰＵ９０からデータを読み出し可能である。
記憶装置９１は、ＣＰＵ９０と記憶装置９１との間でデータのやり取りを行う。

＜入力回路９２＞
入力回路９２は、制御装置１０の外部からの外部信号をＣＰＵ９０に入力する回路である。入力回路９２は、回転センサ２、電流センサ６、トルクセンサ１０６等の各種のセンサ又はスイッチに接続されている。入力回路９２は、Ａ／Ｄ変換器等を備えている。これにより、入力回路９２は、上述したセンサ又はスイッチから出力される出力信号をＣＰＵ９０に入力する。

＜出力回路９３＞
出力回路９３は、ＣＰＵ９０から制御装置１０の外部に信号を出力する回路である。出力回路９３には、電気負荷が接続されている。電気負荷は、例えば、ゲート駆動回路等である。ゲート駆動回路は、スイッチング素子の状態をオン状態又はオフ状態に切り替えるようにスイッチング素子を駆動させる。出力回路９３は、例えば、駆動回路等を備えている。駆動回路は、ＣＰＵ９０から制御信号を電気負荷に出力する。
以下の説明では、スイッチング素子の状態をオン状態又はオフ状態に切り替えるようにスイッチング素子を駆動させることを、「スイッチング素子のオンオフ駆動」と称する場合がある。

このように構成された制御装置１０において、ＣＰＵ９０によってソフトウェアが実行されると、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等と、制御装置１０に接続されている他のハードウェア又はセンサとが協働して駆動する。これにより、制御部３１～３５の各々の機能が実現される。
なお、制御部３１～３５の各々が用いる内分率、制御ゲイン等の設定データは、ソフトウェアの一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。

以下、図２～図８を参照し、制御装置１０の各機能について詳細に説明する。

＜制御装置１０における基本制御＞
＜回転検出部３１＞
回転検出部３１は、回転センサ２から出力される出力信号に基づいて、ロータの回転角度θｄを検出する。具体的には、回転検出部３１は、Ｕ相の巻線Ｃｖの位置に対する電気角での磁石の磁極（Ｎ極）の回転角度（磁極位置）を検出する。検出された回転角度は、ロータの回転角度となる検出値θｄである。

＜電流検出部３３＞
電流検出部３３は、電流センサ６から出力される出力信号に基づいて、３相の巻線に流れる電流Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを検出する。具体的には、電流検出部３３は、電流センサ６から出力される出力信号に基づいて、Ｕ相の巻線Ｃｕに流れる電流Ｉｕｄを検出し、Ｖ相の巻線Ｃｖに流れる電流Ｉｖｄを検出し、Ｗ相の巻線Ｃｗに流れる電流Ｉｗｄを検出する。

なお、電流検出部３３における電流検出に関し、電流センサ６が２相の巻線電流を検出するように構成され、残りの１相の巻線電流が、２相の巻線電流の検出値に基づいて算出されてもよい。例えば、電流センサ６が、Ｖ相及びＷ相の巻線電流Ｉｖｄ、Ｉｗｄを検出し、Ｕ相の巻線電流Ｉｕｄが、Ｉｕｄ＝－Ｉｖｄ－Ｉｗｄにより算出されてもよい。

＜電圧指令値算出部３４＞
電圧指令値算出部３４は、後述する制御用角度算出部３２により算出された制御用の回転角度θｃ及び電流検出値に基づいて、３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに印加する３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。
具体的には、電圧指令値算出部３４は、制御用の回転角度と、電流と、ｑ軸電流の指令値と、ｄ軸電流の指令値に基づいて、複数相の巻線に印加する電圧指令値を算出する。
本実施の形態では、電圧指令値算出部３４は、電流座標変換部３４２、ｄｑ軸電圧指令値算出部３４３、及び電圧座標変換部３４４を備えている。

電流座標変換部３４２は、３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗの各々の電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを、制御用の回転角度θｃに基づいて、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｄ、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｄに変換する。

本実施の形態では、電流座標変換部３４２は、３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗの各々の電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを、次式に示すように、制御用の回転角度θｃに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行う。これにより、電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄをｄ軸の電流検出値Ｉｄｄ、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｄに変換する。

なお、ｄ軸は、磁石の磁極（Ｎ極）の方向に定められる。ｑ軸は、ｄ軸より電気角で９０度進んだ方向に定められる。
本実施の形態では、制御用の回転角度θｃに基づいて座標変換される。このため、制御用の回転角度θｃの方向がｄ軸となる。

＜電流指令値算出部３６＞
電流指令値算出部３６は、ｄ軸電流指令値生成部３６１と、ｑ軸電流指令値生成部３６２とを有する。ｄ軸電流指令値生成部３６１は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを算出する。言い換えると、ｄ軸電流指令値生成部３６１は、回転電機に流れるｄ軸電流の指令値を生成する。ｑ軸電流指令値生成部３６２は、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを算出する。言い換えると、ｑ軸電流指令値生成部３６２は、回転電機に流れるｑ軸電流の指令値を生成する。電流指令値算出部３６は、トルクセンサ１０６から出力される出力信号に基づいて、運転者が操作するハンドル１０４に生じる操舵トルクＴｓを検出する。

そして、電流指令値算出部３６は、次式に示すように、操舵トルクＴｓに基づいてｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを設定し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを０に設定する。すなわち、Ｉｄ＝０制御が行われる。Ｉｄ＝０制御は、ｄ軸電流ゼロ制御の一例である。Ｉｄ＝０制御では、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが０に設定される。回転電機１が表面磁石型の回転電機である場合においては、Ｉｄ＝０制御は好適である。

Ｉｑｏ＝Ｋａ×Ｔｓ Ｉｄｏ＝０ ・・・（１－２）

ここで、Ｋａは、定数である。なお、Ｋａは、操舵トルクＴｓ及び車両の走行速度等に応じて変化されてもよい。また、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏは、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて設定されてもよい。

なお、回転電機１が埋込磁石型の回転電機である場合においては、Ｉｄ＝０制御の代わりに、最大トルク電流制御によりｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが設定されてもよい。最大トルク電流制御では、同一電流に対して発生トルクを最大にするようなｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが算出される。

回転角速度が高い領域においては、Ｉｄ＝０制御又は最大トルク電流制御により算出されるｄ軸の電流指令値よりも、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを負方向に増加させる弱め磁束制御が行われる。

例えば、弱め磁束制御の実行領域は、回転角速度ωが、インバータが出力する線間電圧の振幅が直流電圧Ｖｄｃに到達する基底速度以上になる領域に設定される。

図４は、制御装置１０が表面磁石型の回転電機に適用される場合において、Ｉｄ＝０制御及び弱め磁束制御が行われる際における各制御の実行領域を示す図である。
図５は、制御装置１０が埋込磁石型の回転電機に適用される場合において、最大トルク電流制御及び弱め磁束制御が行われる際における各制御の実行領域を示す図である。
図４及び図５において、横軸は回転角速度を示し、縦軸はトルクを示す。

ｄｑ軸電圧指令値算出部３４３は、次式に示す電流フィードバック制御を行う。具体的には、電流フィードバック制御において、ｄｑ軸電圧指令値算出部３４３は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｄがｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づくように、かつ、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｄがｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを変化させる。電流フィードバック制御においては、例えば、ＰＩ制御等が用いられる。

ここで、Ｋｄ、Ｋｑは、比例ゲインを示す。Ｔｄ、Ｔｑは、積分時定数を示す。ｓは、ラプラス演算子を示す。なお、ｄ軸電流とｑ軸電流の非干渉化のためのフィードフォワード制御が行われてもよい。
すなわち、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏに、「－ωｃ×Ｌｑ×Ｉｑｃ」が加算されてもよい。また、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに、「ωｃ×（Ｌｄ×Ｉｄｃ＋ψ）」が加算されてもよい。
ここで、ωｃは、後述する制御用の回転角速度である。ωｃの代わりに、後述する回転角速度の検出値ωｄが用いられてもよい。

Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスを示す。Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスを示す。ψは、磁石の起磁力が巻線に鎖交する鎖交磁束を示す。

電圧座標変換部３４４は、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを、制御用の回転角度θｃに基づいて３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに変換する。

本実施の形態では、次式に示すように、電圧座標変換部３４４は、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに対して、制御用の回転角度θｃに基づく固定座標変換及び２相３相変換を行う。これによって、電圧座標変換部３４４は、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに変換する。

なお、電圧座標変換部３４４は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに対して、２相変調、３次高調波重畳等の公知の変調を加えてもよい。

＜スイッチング制御部３５＞
スイッチング制御部３５は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに基づいて、電力変換器４が有する複数のスイッチング素子をオンオフ駆動する。スイッチング制御部３５は、公知のキャリア比較ＰＷＭ又は空間ベクトルＰＷＭを用いる。
スイッチング制御部３５は、電圧指令値算出部３４によって算出された電圧指令値に基づいて、電力変換器４が有する複数のスイッチング素子ＳＰ、ＳＮをオンオフ駆動する。

キャリア比較ＰＷＭが用いられる場合は、スイッチング制御部３５は、キャリア波と３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれとを比較する。比較結果に基づいて、スイッチング制御部３５は、複数のスイッチング素子をオンオフ駆動させる。
キャリア波は、例えば、三角波である。ここで、三角波は、ＰＷＭ周期Ｔｃで０を中心に直流電圧の半分値Ｖｄｃ／２の振幅で振動する波形を有する。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の各々の正極側のスイッチング素子ＳＰについて、スイッチング制御部３５は、次のように動作を制御する。
キャリア波が電圧指令値を下回った場合においては、スイッチング制御部３５は、正極側のスイッチング素子ＳＰのスイッチング信号ＧＰをオンして、正極側のスイッチング素子ＳＰをオンにする。
キャリア波が電圧指令値を上回った場合においては、スイッチング制御部３５は、正極側のスイッチング素子ＳＰのスイッチング信号ＧＰをオフして、正極側のスイッチング素子ＳＰをオフにする。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の各々の負極側のスイッチング素子ＳＮについて、スイッチング制御部３５は、次のように動作を制御する。
キャリア波が電圧指令値を下回った場合においては、スイッチング制御部３５は、負極側のスイッチング素子ＳＮのスイッチング信号ＧＮをオフして、負極側のスイッチング素子ＳＮをオフにする。
キャリア波が電圧指令値を上回った場合においては、スイッチング制御部３５は、負極側のスイッチング素子ＳＮのスイッチング信号ＧＮをオンして、負極側のスイッチング素子ＳＮをオンする。

なお、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の各々における正極側のスイッチング素子ＳＰのオン期間と負極側のスイッチング素子ＳＮのオン期間との間には、短絡防止期間が設けられてもよい。短絡防止期間は、いわゆる、デッドタイムである。短絡防止期間においては、正極側のスイッチング素子ＳＰ及び負極側のスイッチング素子ＳＮの双方をオフ状態にする。

空間ベクトルＰＷＭが用いられる場合は、スイッチング制御部３５は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏから電圧指令ベクトルを生成する。電圧指令ベクトルに基づいて、スイッチング制御部３５は、ＰＷＭ周期における７つの基本電圧ベクトルの出力時間配分を決定する。スイッチング制御部３５は、７つの基本電圧ベクトルの出力時間配分に基づいて、ＰＷＭ周期において各スイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を生成する。

＜制御用角度算出部３２＞
制御用角度算出部３２は、回転センサ２の出力信号である回転角度、電流、電圧指令値のいずれか一つ以上に基づいて、回転センサ２の検出誤差に起因する角度誤差を低減するように構成されている。具体的な制御用角度算出部３２の機能は以下の通りである。
制御用角度算出部３２は、ロータの制御用の回転角度θｃを算出する。すなわち、制御用角度算出部３２は、ロータの制御用の回転角度を算出する回転演算部の一例である。
制御用角度算出部３２は、電流検出値の情報及び電圧指令値の情報に基づいて、ロータの回転角度の真値に対する制御用の回転角度θｃの偏差である推定実角度偏差Δθｅを推定する。制御用角度算出部３２は、回転角度の検出値θｄに対する制御用の回転角度θｃの偏差である検出角度偏差Δθｄを算出する。

制御用角度算出部３２は、検出角度偏差Δθｄを制御角度偏差として算出する。
制御用角度算出部３２は、例えば、推定実角度偏差Δθｅと検出角度偏差Δθｄとを内分した値を、制御角度偏差Δθｃとして算出する。
そして、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差に基づいて前記制御用の回転角度を算出する。具体的には、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃが０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、制御用の回転角度θｃを算出する。より具体的には、制御用角度算出部３２は、このフィードバック制御を行うことにより、ロータの制御用の回転角速度を変化させ、制御用の回転角速度を積分して、制御用の回転角度を算出する。

ロータの回転角速度に比例する物理量である速度比例物理量が予め設定された速度閾値Ｔｈよりも高い場合において、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃにおける推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅを、検出角度偏差の割合Ｋｄよりも高くする。
速度比例物理量が速度閾値Ｔｈよりも低い場合において、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃにおける推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅを、検出角度偏差の割合Ｋｄよりも低くする。

この構成によれば、推定実角度偏差Δθｅと検出角度偏差Δθｄとを内分した制御角度偏差Δθｃが０に近づくようにフィードバック制御を行う。これにより、制御用の回転角度θｃが算出されている。言い換えると、本実施の形態に係る制御装置１０は、特許文献１に開示された弱め磁束制御のように、回転角速度のセンサ検出値をフィードバック制御値により補正するように構成されていない。本実施の形態に係る制御装置１０においては、ロータが高速度で回転しているときに、回転角度のセンサ検出値に含まれる交流成分の誤差を低下するように、フィードバック制御の応答周波数を高くする必要がない。

このため、フィードバック制御の応答周波数を、比較的に低い周波数である機械的な回転角度の振動周波数に応答するように設定することができる。さらに、フィードバック制御の応答周波数を、比較的に高い数周波の電流検出値に含まれるノイズ成分の周波数に応答しないように設定することができる。

また、ロータが高速度で回転しているときに、推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅが、検出角度偏差Δθｄの割合Ｋｄよりも高くされると共に、制御角度偏差Δθｃを０に近づけるフィードバック制御により制御用の回転角度θｃが算出されている。このため、回転角度の検出値θｄに含まれる交流成分の誤差が、制御用の回転角度θｃに反映されることを抑制することができる。さらに、制御用の回転角度θｃを回転角度の真値に近づけることができる。

従って、ロータが高速度で回転しているときに、回転角度の検出値θｄに含まれる交流成分の誤差を低減しつつ、電流検出値に含まれる高周波のノイズ成分による回転角度の誤差の増加を抑制することができる。

また、ロータが低速度で回転しているときに、検出角度偏差Δθｄの割合Ｋｄが、推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅよりも高くされた場合であっても、制御角度偏差Δθｃを０に近づけるフィードバック制御により制御用の回転角度θｃが算出されている。このため、回転角度の検出値θｄに含まれる交流成分の誤差が、制御用の回転角度θｃに反映されることを抑制することができる。

＜検出角度偏差Δθｄの算出＞
図６は、本実施の形態に係る制御用角度算出部３２を示すブロック図である。
制御用角度算出部３２は、次式に示すように、回転角度の検出値θｄから制御用の回転角度θｃを減算して、検出角度偏差Δθｄを算出する。

Δθｄ＝θｄ－θｃ ・・・（１－５）

＜推定実角度偏差Δθｅの算出＞
上述したように、制御用角度算出部３２は、電流検出値の情報、及び電圧指令値の情報に基づいて、ロータの回転角度の真値に対する制御用の回転角度θｃの偏差である推定実角度偏差Δθｅを推定する。

本実施の形態では、制御用角度算出部３２は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｄ、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｄ、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏ、及び制御用の回転角速度ωｃに基づいて、ロータの回転角度の真値に対する制御用の回転角度θｃの偏差である推定実角度偏差Δθｅを推定する。

制御用角度算出部３２は、次式を用いて、推定実角度偏差Δθｅを算出する。

ΔＶｄ＝－Ｖｄｏ＋Ｒ×Ｉｄｄ－ωｃ×Ｌｑ×Ｉｑｄ
ΔＶｑ＝ Ｖｑｏ－Ｒ×Ｉｑｄ－ωｃ×Ｌｄ×Ｉｄｄ
Δθｅ＝ａｒｃｔａｎ（ΔＶｄ／ΔＶｑ） ・・・（１－６）

ここで、Ｒは、予め設定された巻線の抵抗値を示す。Ｌｑは、予め設定されたｑ軸インダクタンスを示す。Ｌｄは、予め設定されたｄ軸インダクタンスを示す。

Ｌｄ、Ｌｑは、永久磁石の磁気飽和を考慮し、ｄ軸電流及びｑ軸電流のマップデータを用いて設定されもよい。

式（１－６）は、電圧方程式に基づいて導出された式である。ΔＶｄは、制御用の回転角度θｃが実際の回転角度から逸脱したことによるｄ軸電圧の誤差を示す。ここで、「実際の回転角度」とは、電圧方程式が成り立つ回転角度である。ΔＶｑは、制御用の回転角度θｃが実際の回転角度から逸脱したことによるｑ軸電圧の誤差を示す。
そして、ΔＶｄ／ΔＶｑの逆正接関数の値を算出することにより、回転角度の真値に対する制御用の回転角度θｃの偏差である推定実角度偏差Δθｅが算出される。

なお、制御用の回転角速度ωｃの代わりに、回転角度の検出値θｄを微分して算出された回転角速度の検出値ωｄが用いられてもよい。

また、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏの代わりに、３相の巻線に印加されるＵ相印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖ相印加電圧Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｗ相印加電圧Ｖｗ＿ＰＷＭを検出してもよい。この場合、３相の電圧検出値Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭに対して、制御用の回転角度θｃに基づく３相２相変換及び回転座標変換を行うことで得られたｄ軸の電圧検出値Ｖｄｄ及びｑ軸の電圧検出値Ｖｑｄが用いられてもよい。

制御用角度算出部３２は、回転角速度の検出値ωｄの絶対値が閾値よりも小さい場合には、式（１－６）を用いた推定実角度偏差Δθｅを停止し、Δθｅ＝０に設定してもよい。これは、回転角速度が低い場合において、ｑ軸電圧の誤差ΔＶｑが０に近くなり、ΔＶｄ／ΔＶｑが大きくなり過ぎ、Δθｅの算出誤差が大きくなり過ぎることを防止するためである。

＜回転角速度の検出値ωｄの算出＞
制御用角度算出部３２は、次式を用いて、回転角速度の検出値ωｄを算出する。

ωｄ（ｎ）＝｛θｄ（ｎ）－θｄ（ｎ－１）｝／ΔＴ ・・・（１－７）

ここで、θｄ（ｎ－１）は、前回の演算タイミングで検出した回転角度を示す。θｄ（ｎ）は、今回の演算タイミングで検出した回転角度を示す。ΔＴは、演算周期を示す。
回転角速度の検出値ωｄとして、式（１－７）の算出値に対して、ローパスフィルタ処理をした値が用いられてもよい。

＜内分による制御角度偏差Δθｃの算出＞
制御用角度算出部３２は、次式に示すように、推定実角度偏差Δθｅに推定実角度偏差の内分率Ｋｅを乗算した値と、検出角度偏差Δθｄに検出角度偏差の内分率Ｋｄを乗算した値との合計の値を算出する。この合計の値は、制御角度偏差Δθｃである。
ここで、推定実角度偏差の内分率Ｋｅは、推定実角度偏差の割合の一例である。検出角度偏差の内分率Ｋｄは、検出角度偏差の割合の一例である。

Δθｃ＝Ｋｅ×Δθｅ＋Ｋｄ×Δθｄ
Ｋｅ＋Ｋｄ＝１、０≦Ｋｅ≦１、０≦Ｋｄ≦１ ・・・（１－８）

ここで、推定実角度偏差の内分率Ｋｅは、制御角度偏差Δθｃにおける推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅである。検出角度偏差の内分率Ｋｄは、制御角度偏差Δθｃにおける検出角度偏差Δθｄの割合Ｋｄである。

推定実角度偏差の内分率Ｋｅと検出角度偏差の内分率Ｋｄとの合計値が１になるように、推定実角度偏差の内分率Ｋｅ及び検出角度偏差の内分率Ｋｄは、それぞれ、０以上１以下の範囲に設定される。つまり、Ｋｄ＝１－Ｋｅになる。

したがって、（Δθｃ－Δθｅ）：（Δθｄ－Δθｃ）＝Ｋｅ：（１－Ｋｅ）の関係が成り立つ。すなわち、制御角度偏差Δθｃは、推定実角度偏差Δθｅと検出角度偏差Δθｄとを、Ｋｅ：（１－Ｋｅ）の比に内分した値になる。

＜速度比例物理量に応じた内分率の変化＞
図７は、本実施の形態に係る内分率Ｋｅ、Ｋｄの設定例を示す。
図７の横軸に示されているように、本実施の形態では、速度比例物理量として、回転角速度の検出値ωｄが用いられる。

回転角速度の検出値ωｄが予め設定された速度閾値Ｔｈよりも高い場合において、制御用角度算出部３２は、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを、検出角度偏差の内分率Ｋｄよりも高くする。
回転角速度の検出値ωｄが速度閾値Ｔｈよりも低い場合において、制御用角度算出部３２は、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを、検出角度偏差の内分率Ｋｄよりも低くする。

すなわち、制御用角度算出部３２は、回転角速度の検出値ωｄが、速度閾値Ｔｈよりも高い場合において、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０．５よりも高くし、検出角度偏差の内分率Ｋｄを０．５よりも低くする。
また、制御用角度算出部３２は、回転角速度の検出値ωｄが、速度閾値Ｔｈよりも低い場合において、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０．５よりも低くし、検出角度偏差の内分率Ｋｄを０．５よりも高くする。
なお、回転角速度の検出値ωｄの代わりに、制御用の回転角速度ωｃが用いられてもよい。

速度閾値Ｔｈを含む予め設定された速度比例物理量の範囲において、制御用角度算出部３２は、回転角速度の検出値ωｄが増加するに従って、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを連続的に増加させると共に、検出角度偏差の内分率Ｋｄを連続的に減少させる。
本実施の形態では、「速度閾値Ｔｈを含む予め設定された速度比例物理量の範囲」は、回転角速度の範囲に相当する。以下の説明では、この範囲を入替角速度範囲と称する。

速度閾値Ｔｈから所定値を減算した値が、入替角速度範囲の下限角速度ＴｈＬである。速度閾値Ｔｈに所定値を加算した値が、入替角速度範囲の上限角速度ＴｈＨである。入替角速度範囲は、下限角速度ＴｈＬから上限角速度ＴｈＨまでの範囲になる。
図７に示す例では、速度閾値Ｔｈが入替角速度範囲の中心になるように、入替角速度範囲が設定される。

この構成によれば、入替速度範囲において、内分率Ｋｅ、Ｋｄを連続的に変化させている。これにより、推定実角度偏差Δθｅと検出角度偏差Δθｄとの間に差がある場合において、制御角度偏差Δθｃが急峻に変化することを抑制し、制御用の回転角度θｃが急峻に変化し、トルクが急峻に変化することを抑制することができる。したがって、運転者における操舵感の悪化を抑制することができる。
なお、速度閾値Ｔｈの前後において、すなわち、速度閾値Ｔｈよりも低い速度又は高い速度において、内分率Ｋｅ、Ｋｄをステップ状に変化させてもよい。

制御用角度算出部３２は、速度閾値Ｔｈを含む入替角速度範囲において、回転角速度の検出値ωｄが増加するに従って、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０から１まで連続的に増加させると共に、検出角度偏差の内分率Ｋｄを１から０まで連続的に減少させる。言い換えると、制御用角度算出部３２は、速度閾値を含む予め設定された速度比例物理量の範囲よりも速度比例物理量がよりも低い場合は、推定実角度偏差の割合を０に設定すると共に、前記検出角度偏差の割合を１に設定する。

また、回転角速度の検出値ωｄが入替角速度範囲よりも低い場合は、制御用角度算出部３２は、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０に設定すると共に、検出角度偏差の内分率Ｋｄを１に設定する。回転角速度の検出値ωｄが入替角速度範囲よりも高い場合は、制御用角度算出部３２は、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを１に設定すると共に、検出角度偏差の内分率Ｋｄを０に設定する。言い換えると、制御用角度算出部３２は、速度閾値を含む予め設定された速度比例物理量の範囲よりも速度比例物理量がよりも高い場合は、推定実角度偏差の割合を１に設定すると共に、検出角度偏差の割合を０に設定する。

＜速度閾値Ｔｈを弱め磁束制御の実行領域に対応して設定＞
速度閾値Ｔｈは、Ｉｄ＝０制御又は最大トルク電流制御の実行領域と弱め磁束制御の実行領域との境界の回転角速度ωｂｄに対応して設定されている。回転角速度ωｂｄは、速度比例物理量の一例である。
以下に、この設定の効果を説明する。
角度誤差Δθｅｒｒがある場合の、トルク誤差ΔＴｅｒｒは、次式のように近似できる。

ΔＴｅｒｒ≒Ｉｑ×ｃｏｓ（Δθｅｒｒ）＋Ｉｄ×ｓｉｎ（Δθｅｒｒ）
・・・（１－９）

誤差がある場合も、角度誤差Δθｅｒｒは０に近い。つまり、ｃｏｓ（Δθｅｒｒ）＜＜ｓｉｎ（Δθｅｒｒ）になり、式（１－９）の右辺の第１項を無視できる。
よって、トルク誤差ΔＴｅｒｒは、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値が大きくなると、大きくなる。
上述したように、弱め磁束制御においては、Ｉｄ＝０制御又は最大トルク電流制御により算出されるｄ軸の電流指令値よりも、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが負方向に増加される。
このため、弱め磁束制御の実行領域では、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値が大きくなり、角度誤差Δθｅｒｒがあると、トルク誤差ΔＴｅｒｒが大きくなる。

上述したように、速度閾値Ｔｈを設定することにより、弱め磁束制御の実行領域で、推定実角度偏差の内分率Ｋｅが高くされ、推定実角度偏差Δθｅが減少するように、制御用の回転角度θｃが算出される。このため、回転角度の真値に対する制御用の回転角度θｃの偏差（推定実角度偏差Δθｅ）が小さくなり、角度誤差Δθｅｒｒが小さくなる。

式（１－６）を用いて説明したように、回転角度の真値は、電圧方程式が成り立つ回転角度である。式（１－９）に示すトルク誤差ΔＴｅｒｒも、電圧方程式に基づいて導出される。このため、推定実角度偏差Δθｅが減少するように、制御用の回転角度θｃを算出することにより、トルク誤差ΔＴｅｒｒを減少させることができる。

式（１－６）の推定実角度偏差Δθｅの算出精度は、誘起電圧が高くなる場合に高くなる。このため、弱め磁束制御が実行される誘起電圧が高くなる領域で、推定実角度偏差の内分率Ｋｅが高くされることで、角度誤差Δθｅｒｒの低減精度を高くできる。

本実施の形態では、回転角速度の検出値ωｄが、入替角速度範囲の下限角速度ＴｈＬよりも大きくなる場合において、推定実角度偏差Δθｅが制御用の回転角度θｃの算出に反映される。

したがって、Ｉｄ＝０制御又は最大トルク電流制御の実行領域と弱め磁束制御の実行領域との境界の回転角速度ωｂｄが、入替角速度範囲の下限角速度ＴｈＬ以上になるように、速度閾値Ｔｈ及び入替角速度範囲が設定されるとよい。例えば、速度閾値Ｔｈが境界の回転角速度ωｂｄに一致するように設定されるとよい。または、境界の回転角速度ωｂｄが入替角速度範囲に含まれるように、速度閾値Ｔｈ及び入替角速度範囲が設定されてもよい。

図５に示すように、制御装置１０が埋込磁石型の回転電機に適用される場合において、境界の回転角速度ωｂｄは、トルクに応じて変化する。このため、速度閾値Ｔｈ及び入替角速度範囲は、トルクに応じて変化されてもよい。
また、制御装置１０が埋込磁石型の回転電機に適用される場合では、最大トルク電流制御においても、ｄ軸電流は０よりも小さい値になる。このため、速度閾値Ｔｈ及び入替角速度範囲は、最大トルク電流制御の実行領域に設定されてもよい。

なお、速度比例物理量として、制御用の回転角速度ωｃが用いられてもよい。また、速度比例物理量として、回転角速度以外の物理量が用いられもよい。
例えば、巻線に生じる誘起電圧は、回転角速度に比例し、巻線の印加電圧は、誘起電圧に比例する。
速度比例物理量として、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏの電圧ベクトルの大きさ、又は、電圧指令値Ｖｄｏの２乗と電圧指令値Ｖｑｏの２乗との和が用いられてもよい。

なお、直流電圧Ｖｄｃが電圧閾値よりも低くなった場合において、制御用角度算出部３２は、推定実角度偏差の内分率Ｋｅを０に固定し、検出角度偏差の内分率Ｋｄを１に固定してもよい。つまり、制御用角度算出部３２は、推定実角度偏差Δθｅが制御角度偏差Δθｃに反映されないようにしてもよい。
これは、直流電圧Ｖｄｃが低下するに従って、基底速度が低下し、より低い回転速度から弱め磁束制御を行うことになるが、ロータが低速度で回転しているときには誘起電圧が低いことから、式（１－６）による推定実角度偏差Δθｅの推定精度が低下するためである。

＜制御角度偏差Δθｃに基づいた、制御用の回転角度θｃの算出＞
上述したように、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃが０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、制御用の回転角度θｃを算出する。
本実施の形態では、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃが０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、制御用の回転角速度ωｃを変化させ、制御用の回転角速度ωｃを積分して、制御用の回転角度θｃを算出する。

この構成によれば、フィードバック制御により制御用の回転角速度ωｃを変化させることにより、フィードバック制御により直接、制御用の回転角度θｃを変化させる必要がなく、フィードバック制御の応答周波数を回転周波数まで高くする必要がない。

したがって、フィードバック制御の応答周波数を、回転周波数よりも低くすることができる。さらに、フィードバック制御の応答周波数を、機械的な回転角度速度の振動周波数に応じて設定することができる。

例えば、制御用角度算出部３２は、次式に示すように、制御角度偏差Δθｃが０に近づくように、ＰＩ制御により制御用の回転角速度ωｃを変化させフィードバック制御を行う。

ωｃ＝Ｋｃ×（１＋１／（Ｔｃ×ｓ））×Δθｃ ・・・（１－１０）

ここで、Ｋｃは、比例ゲインを示す。Ｔｃは、積分時定数を示す。ｓは、ラプラス演算子を示す。
なお、ＰＩ制御の代わりに、ＰＩＤ制御等の各種のフィードバック制御が用いられてもよい。

＜Δθｃからθｃまでの応答周波数＞
制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの伝達関数Ｇは、次式が得られる。

Ｇ（ｓ）＝θｃ／Δθｃ＝Ｋｃ×（１＋１／（Ｔｃ×ｓ））／ｓ ・・・（１－１１）

非特許文献１（栗重他、「電動パワーステアリングの操舵トルク低減制御方式」、日本機械学会論文集（Ｃ編）、６８巻６７５号）に開示されているＦｉｇ．９から明らかなように、ステアリングの操舵速度は、おおよそ３５Ｈｚで振動していることがわかる。理由は、Ｆｉｇ．９においては、０．１ｓで約３．５周期であることが示されているためである。

したがって、ステアリングにおける速度変動は、この程度の周波数で起こりうる。したがって、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答は、３５Ｈｚ以上は必要であり、余裕をもって約３倍の９０～１００Ｈｚが好ましく、５倍の１７５Ｈｚ以上がより好ましい。
この回転角速度の振動周波数は、ロータの回転軸に連結された機械的な動力伝達機構の共振周波数に対応している。

図１１は、式（１－１１）の伝達関数Ｇを示すボード線図である。図１１において、横軸は回転角速度を示し、縦軸はゲインを示す。また、図１１は、式（１－１１）において条件Ｔｃ＝５／Ｋｃが設定された場合を示している。
図１１から明らかなように、ω＝Ｋｃ［ｒａｄ／ｓ］において伝達関数Ｇは０ｄＢになっている。カットオフ周波数は、比例ゲインＫｃ［ｒａｄ／ｓ］の１次ローパスフィルタの特性となっている。ここで、１次ローパスフィルタとした根拠は、０ｄＢ付近で、－２０ｄＢ／ｄｅｃになっているためである。

したがって、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答は、入力角周波数ωが比例ゲインＫｃ以下であれば、Δθｃ＝０になるようにθｃが応答する。その一方、入力角周波数ωが比例ゲインＫｃを超えると、Δθｃの変動に、θｃが追従できなくなる。そこで、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答が、３５Ｈｚ以上必要であることは、比例ゲインＫｃが、２π×３５［ｒａｄ／ｓ］以上必要であることを意味する。

さらに、余裕をもって、応答を約３倍の９０～１００Ｈｚにするには、比例ゲインＫｃを、２π×９０～２π×１００［ｒａｄ／ｓ］にすることが必要である。応答を５倍の１７５Ｈｚ以上にするには、比例ゲインＫｃを、２π×１７５［ｒａｄ／ｓ］以上にする必要がある。

以上より、比例ゲインＫｃは、少なくとも、２π×３５［ｒａｄ／ｓ］は必要であり、余裕を考えるとその約３倍の２π×９０～２π×１００［ｒａｄ／ｓ］は必要であり、より望ましくは２π×１７５［ｒａｄ／ｓ］以上であるとよい。

このように比例ゲインＫｃを設定することで、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数（カットオフ周波数）を、速度変動の周波数３５Ｈｚよりも高くすることができる。これにより、制御用の回転角度θｃを速度変動に追従させることができ、角度誤差によりトルク変動が生じることを抑制することができる。

一方、電流検出値に含まれるノイズ成分又は角度検出値に含まれるノイズ成分による制御角度偏差Δθｃの高周波の振動成分は、カットオフされる。このため、制御用の回転角度θｃに高周波の振動成分が反映されないようにすることができる。

したがって、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数を、速度変動の周波数の３倍値から５倍値の間（例えば、９０Ｈｚ以上）に設定することで、制御用の回転角度θｃを速度変動に追従させることができると共に、電流検出値に含まれるノイズ成分の影響を受け難くすることができる。
その結果、トルク変動を低減でき、回転電機１を静音化することができる。すなわち、回転電機１の振動又は騒音の発生を抑制することができる。

また、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数は、速度閾値Ｔｈに対応する回転周波数よりも低く設定される。
この構成によれば、回転速度が速度閾値Ｔｈよりも高く、推定実角度偏差Δθｅの内分率Ｋｅが、検出角度偏差Δθｄの内分率Ｋｄよりも高くなる領域で、電流検出値等に含まれる回転周波数のノイズ成分が、制御用の回転角度θｃに反映されることを抑制できる。

また、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数は、ロータの回転速度に生じる機械的な共振周波数よりも高く設定されている。本実施の形態においては、機械的な共振周波数は３５Ｈｚである。
特に、制御角度偏差Δθｃから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数は、ロータの回転速度に生じる機械的な共振周波数の３倍値から５倍値の間に設定されるとよい。
この構成によれば、制御用の回転角度θｃを機械的な回転角速度の変動に追従させることができると共に、高周波のノイズ成分の影響を受け難くすることができる。

一方、特許文献１に開示された弱め磁束制御においては、上述したように、Δω１ｃを算出するフィードバック制御器は、最大の回転速度までの周波数の追従性能が必要となる。このようなフィードバック制御器を実現するには、高級なマイコンが必要である。さらに、Δθｄｃに含まれる電流検出値からノイズ成分を分けることが困難である。

一方、本実施の形態においては、応答周波数を、最大の回転周波数よりも低い、速度変動の周波数に応じて設定することができる。したがって、特許文献１ほどの周波数追従性能は不要である。
したがって、本実施の形態によれば、電流検出値からノイズ成分を分けることが容易であり、ＣＰＵ９０として低級なマイコンを用いることができる。

以上の説明においては、ロータの回転角速度に比例する物理量である速度比例物理量が予め設定された速度閾値Ｔｈよりも高い場合において、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃにおける推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅを、検出角度偏差の割合Ｋｄよりも高くする。速度比例物理量が速度閾値Ｔｈよりも低い場合において、制御用角度算出部３２は、制御角度偏差Δθｃにおける推定実角度偏差Δθｅの割合Ｋｅを、検出角度偏差の割合Ｋｄよりも低くする。本実施の形態は、上述した制御に限定されない。ロータの回転角速度に比例する物理量である速度比例物理量によらず、常にＫｄ＝１かつＫｅ＝０としてもよい。

Ｋｄ＝１かつＫｅ＝０場合、推定実角度偏差Δθｅは無効となる。このため、推定角度誤差演算部は、制御用角度算出部に含まれていなくてもよい。上述した実施の形態においては、電圧（Ｖｄｏ、Ｖｑｏ）及び電流（Ｉｄｄ、Ｉｑｄ）が制御用角度算出部に入力されているが、電圧（Ｖｄｏ、Ｖｑｏ）及び電流（Ｉｄｄ、Ｉｑｄ）は、制御用角度算出部に入力されなくてもよい。

この場合、常に検出角度偏差Δθｄを用いてロータの制御用の回転角度θｃを算出することとなる。検出角度偏差Δθｄから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数を、速度変動の周波数の３倍値から５倍値の間（例えば、１７５Ｈｚ以上）に設定しているため、制御用の回転角度θｃを速度変動に追従させることができると共に、電流検出値に含まれるノイズ成分の影響を受け難くすることができる。

その結果、検出角度偏差Δθｄのみを使用し、ロータの制御用の回転角度θｃを算出する場合においても、トルク変動を低減でき、回転電機１を静音化することができる。すなわち、回転電機１の振動又は騒音の発生を抑制することができる。さらに、回転センサ２における脈動誤差を好適に低減したうえで、順突極モータの出力を最大化することができる。

また、ロータの回転角速度に比例する物理量である速度比例物理量によらず、常にＫｄ＝０かつＫｅ＝１としてもよい。Ｋｄ＝０かつＫｅ＝１場合、検出角度偏差Δθｄは無効となる。このため、ロータの回転角度演算部は制御用角度算出部に含まれていなくてもよい。上述した実施の形態においては、ロータの回転角度θｄが制御用角度算出部に入力されているが、回転角度θｄは、制御用角度算出部に入力されなくてもよい。

この場合、常に推定実角度偏差Δθｅを用いてロータの制御用の回転角度θｃを算出することとなる。Ｋｄ＝１かつＫｅ＝の０場合と同様に、推定実角度偏差Δθｅから制御用の回転角度θｃまでの応答周波数を、速度変動の周波数の３倍値から５倍値の間（例えば、１７５Ｈｚ以上）に設定しているため、制御用の回転角度θｃを速度変動に追従させることができると共に、電流検出値に含まれるノイズ成分の影響を受け難くすることができる。

その結果、推定実角度偏差Δθｅのみを使用し、ロータの制御用の回転角度θｃを算出する場合においても、トルク変動を低減でき、回転電機１を静音化することができる。すなわち、回転電機１の振動又は騒音の発生を抑制することができる。さらに、回転センサ２における脈動誤差を好適に低減したうえで、順突極モータの出力を最大化することができる。

実施の形態２．
実施の形態２に係る回転電機制御装置１０について図面を参照して説明する。
実施の形態２において、実施の形態１と同一部材には同一符号を付して、その説明は省略または簡略化する。
実施の形態２に係る電動パワーステアリング装置の基本的な構成は、実施の形態１に係る電動パワーステアリング装置１００と同様である。制御装置１０における制御用の回転角度θｃが上限値及び下限値を有する点で、実施の形態２は、実施の形態１と異なる。

図９は、制御用角度算出部３２を示すブロック図である。
本実施の形態では、制御用角度算出部３２は、回転角度の検出値θｄに基づいて、制御用の回転角度の上限値θｃｍａｘ及び下限値θｃｍｉｎを算出する。
制御用の回転角度θｃが上限値θｃｍａｘから下限値θｃｍｉｎまでの範囲を逸脱した場合において、制御用角度算出部３２は、回転角度の検出値θｄに基づいて制御用の回転角度θｃを修正する。

例えば、制御用角度算出部３２は、次式に示すように、回転角度の検出値θｄに対して、予め設定された制限角度幅Δθｌｍｔを加算又は減算する。これにより、上限値θｃｍａｘ及び下限値θｃｍｉｎを算出する。

制限角度幅Δθｌｍｔは、例えば、電気角で９０度以内に設定される。

θｃｍａｘ＝θｄ＋Δθｌｍｔ
θｃｍｉｎ＝θｄ－Δθｌｍｔ ・・・（２－１）

さらに、制御用角度算出部３２は、次式に示すように、制御用の回転角度θｃを、上限値θｃｍａｘ及び下限値θｃｍｉｎにより上限値及び下限値制限する。

（ＣＡＳＥ １）θｃ＞θｃｍａｘの場合
θｃ＝θｃｍａｘ ・・・（２－２）
（ＣＡＳＥ ２）θｃ＜θｃｍｉｎの場合
θｃ＝θｃｍｉｎ ・・・（２－３）
（ＣＡＳＥ ３）θｃｍｉｎ≦θｃ≦θｃｍａｘの場合
θｃ＝θｃ ・・・（２－４）

このように、制御用の回転角度θｃを、回転角度の検出値θｄに基づいて設定した上限値θｃｍａｘ及び下限値θｃｍｉｎにより制限することにより、制御用の回転角度θｃの算出値に異常が生じた場合でも、制御用の回転角度θｃを適切な範囲に維持でき、回転電機の性能が大幅に悪化することを防止できる。
なお、本実施の形態は、回転センサが多重化されている場合にも用いることができる。

例えば、２重系のレゾルバ又は２重系のＭＲセンサといった２重系の回転センサを用いる場合において、正常な一方の系統の回転センサにより検出された回転角度が、回転角度の検出値θｄとして用いられればよい。

実施の形態３．
実施の形態３に係る回転電機制御装置１０について図面を参照して説明する。
実施の形態３において、上述した実施の形態と同一部材には同一符号を付して、その説明は省略または簡略化する。
実施の形態３に係る電動パワーステアリング装置の基本的な構成は、実施の形態１に係る電動パワーステアリング装置１００と同様である。回転検出部が回転センサ出力信号補正部及び逆正接関数演算部を有している点で、実施の形態３は、実施の形態１と異なる。

図１０は、実施の形態３に係る回転センサ２Ａ及び回転検出部３１Ａを示すブロック図である。
回転センサ２Ａは、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号を回転検出部３１Ａに出力する回転センサである。このような回転センサは、例えば、レゾルバやＭＲセンサ等である。

回転検出部３１Ａは、回転センサ出力信号補正部４０と逆正接関数演算部４１とを有する。回転センサ出力信号補正部４０は、回転センサ２Ａから出力される出力信号であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号を補正する。回転センサ出力信号補正部４０は、補正された補正ＳＩＮ信号と補正ＣＯＳ信号を逆正接関数演算部４１に出力する。逆正接関数演算部４１は、補正ＳＩＮ信号と補正ＣＯＳ信号を演算し、回転角度を算出する。これにより、回転検出部３１Ａは、回転角度の交流誤差成分を抑制した上で回転角度を算出している。

回転角度に含まれる交流成分の誤差は、トルク脈動誤差となる。トルク脈動誤差は、回転電機から生じる振動又は騒音の要因となる。
特に、弱め磁束制御等によりｄ軸電流を通電する際に回転角度が誤差を踏んでいる場合、制御用の回転角度のｄ軸は、回転電機のｑ軸成分を持つことになるため、ｑ軸電流誤差が発生する。

このため、回転角度に含まれる交流成分の誤差は、ｑ軸電流の交流成分の誤差となり、回転電機の振動又は騒音を発生させる。このため、回転電機の振動又は騒音を抑制するために、回転角度に含まれる交流成分の誤差を抑制ことは重要である。

次に、図１１Ａ～図１５Ｂを参照し、回転検出部３１Ａによる演算を説明する。
図１１Ａ～図１５Ｂの各々の横軸は、時間の経過を示す。
図１１Ａの縦軸は、回転センサ２Ａから出力されたＳＩＮ信号及びＣＯＳ信号を示す。
図１１Ｂの縦軸は、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号が理想的な状態で演算された回転角度を示す。
図１２Ａの縦軸は、回転センサ２Ａから出力されたＳＩＮ信号に対してＣＯＳ信号がオフセットされた場合を示す。
図１２Ｂの縦軸は、図１２Ａに示すＳＩＮ信号とＣＯＳ信号が演算された回転角度を示す。
図１３Ａの縦軸は、回転センサ２Ａから出力されたＳＩＮ信号の高調波成分とＣＯＳ信号の高調波成分とが重畳している場合を示す。
図１３Ｂの縦軸は、図１３Ａに示すＳＩＮ信号とＣＯＳ信号が演算された回転角度を示す。
図１４Ａの縦軸は、回転センサ２Ａから出力されたＳＩＮ信号の高調波成分とＣＯＳ信号において基本波成分の振幅に差がある場合を示す。
図１４Ｂの縦軸は、図１４Ａに示すＳＩＮ信号とＣＯＳ信号が演算された回転角度を示す。
図１５Ａの縦軸は、回転センサ２Ａから出力されたＳＩＮ信号の高調波成分とＣＯＳ信号において基本波成分の位相差が９０度からずれている場合を示す。
図１５Ｂの縦軸は、図１５Ａに示すＳＩＮ信号とＣＯＳ信号が演算された回転角度を示す。

図１１Ａ及び図１１Ｂを示すＳＩＮ信号とＣＯＳ信号が理想的な状態である場合を除く全ての場合において、すなわち、図１２Ｂ、図１３Ｂ、図１４Ｂ、及び図１５Ｂに示す場合において、回転角度は、周期的に発生する誤差を含んでいる。この誤差は、トルク脈動誤差の発生要因となり得る。

以下、上述した誤差を抑制するための回転センサ出力信号補正部４０の処理について説明する。本実施の形態では、回転センサ出力信号補正部４０が以下の４つの演算の全てを行う場合について、説明する。

＜第１演算＞
回転センサ出力信号補正部４０では、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号のオフセット値を演算する。ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号からそれぞれのオフセット値を減算する。
オフセット値の演算に関し、ＳＩＮ信号の基本波成分及びＣＯＳ信号の基本波成分の周波数よりも十分低いカットオフを持つローパスフィルタを用いて演算してもよいし、フーリエ級数展開により演算してもよいし、他の公知の方法により演算してもよい。

＜第２演算＞
次に、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号の高調波成分を演算する。ＳＩＮ信号からＳＩＮ信号の高調波成分を減算する。ＣＯＳ信号からＣＯＳ信号の高調波成分を減算する。これにより、高調波成分を除去する。高調波成分の演算に関し、フーリエ級数展開により演算してもよいし、他の公知の方法により演算してもよい。また、ローパスフィルタを用いて、高調波成分を除去してもよい。この場合、ローパスフィルタは、ＳＩＮ信号の基本波成分の周波数及びＣＯＳ信号の基本波成分の周波数よりも十分高く、かつ、高調波成分よりも低いカットオフを有する。

＜第３演算＞
次に、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号の基本波成分の振幅を演算する。ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号の基本波成分が同じ振幅となるように補正する。基本波成分の振幅の演算に関し、フーリエ級数展開により演算してもよいし、他の公知の方法により演算してもよい。補正に関し、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号の基本波成分の振幅比を演算し、振幅比に応じたゲインをＳＩＮ信号とＣＯＳ信号のどちらか一方に掛けることで補正を行えばよい。

＜第４演算＞
次に、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号の基本波成分の位相差を演算することによって、位相差が９０度となるように補正を行う。位相差の演算に関し、フーリエ級数展開により演算してもよいし、他の公知の方法により演算してもよい。補正に関し、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号のうちどちらか一方を基本波成分の周波数に応じて遅延させることで位相差が９０度となるようにしてもよいし、他の公知の方法により位相差が９０度となるように補正してもよい。
上述した演算により、補正ＳＩＮ信号及び補正ＣＯＳ信号が算出される。

回転センサ出力信号補正部４０は、上述した４つの演算処理を行うことが可能であるが、回転センサ出力信号補正部４０による処理は、４つの演算の全てを行わなくてもよい。４つの演算のうち少なくとも１つの演算を行えばよい。
また、４つの演算から選択される２つの演算又は３つの演算が行われる場合、演算が行われる順番は、限定されない。例えば、第１演算と第２演算のみが行われる場合、第２演算の後に第１演算を行ってもよい。また、第１演算、第２演算、及び第４演算のみが行われる場合、第４演算の後に第１演算を行い、第１演算の後に第２演算を行ってもよい。

次に、回転センサ出力信号補正部４０から出力された補正ＳＩＮ信号及び補正ＣＯＳ信号は、逆正接関数演算部４１に入力される。逆正接関数演算部４１は、逆正接関数を用いて補正ＳＩＮ信号及び補正ＣＯＳ信号を演算する。これにより、図１１Ｂに示すような回転角度を得ることができる。すなわち、逆正接関数演算部４１は、補正ＳＩＮ信号及び補正ＣＯＳ信号に基づき、回転角度を検出する。

本実施の形態に係る回転検出部３１Ａによる算出によって得られた回転角度を用いて、実施の形態１、２で説明した制御方法により制御用の回転角度を算出する。これにより、回転角度の交流誤差を抑制し、トルク脈動誤差を抑制することができる。

＜変形例１＞
なお、本実施の形態によって演算された回転角度をそのまま制御用の回転角度として用いても、トルク脈動誤差を十分に抑制する効果を得ることができる。

＜変形例２＞
回転検出部３１Ａは、回転センサ２Ａから出力される出力信号であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号の逆正接関数を演算し、逆正接関数の高調波成分に基づいた補正を行い、回転角度を検出してもよい。この場合においても、トルク脈動誤差を十分に抑制する効果を得ることができる。

上述したように、本実施の形態に係る回転センサ出力信号補正部４０によって回転センサ２Ａから出力される出力信号であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号を補正し、かつ、逆正接関数演算部４１によって回転角度を算出することで、回転センサにおける脈動誤差を好適に低減したうえで、順突極モータの出力を最大化することができる。

実施の形態４．
実施の形態４に係る回転電機制御装置１０について図面を参照して説明する。
実施の形態４において、上述した実施の形態と同一部材には同一符号を付して、その説明は省略または簡略化する。
実施の形態４に係る電動パワーステアリング装置の基本的な構成は、実施の形態１に係る電動パワーステアリング装置１００と同様である。回転検出部が角度算出部及び回転角度信号補正部を有している点で、実施の形態４は、実施の形態１と異なる。

図１６は、実施の形態４に係る回転センサ２Ｂ及び回転検出部３１Ｂを示すブロック図である。
回転センサ２Ｂは、実施の形態１と同様に、例えば、レゾルバ、エンコーダ、ＭＲセンサ等である。

回転検出部３１Ｂは、角度算出部５０と回転角度信号補正部５１とを有する。角度算出部５０は、回転センサ２Ｂから出力される出力信号を角度算出部５０に出力する。角度算出部５０は、未補正のロータの回転角度θｍｄを回転角度信号補正部５１に出力する。回転角度信号補正部５１は、回転角度θｍｄを補正することで、ロータの回転角度θｄを算出する。これにより、回転角度信号補正部５１は、交流誤差成分が抑制されたロータの回転角度θｄを算出している。

回転角度に含まれる交流成分の誤差は、トルクの交流成分の誤差、つまり、トルク脈動誤差となる。トルク脈動誤差は、回転電機から生じる振動又は騒音の要因となる。
特に、弱め磁束制御等によりｄ軸電流を通電する際に回転角度が誤差を踏んでいる場合、制御用の回転角度のｄ軸は、回転電機のｑ軸成分を持つことになるため、ｑ軸電流誤差が発生する。

このため、回転角度に含まれる交流成分の誤差は、ｑ軸電流の交流成分の誤差となり、回転電機の振動又は騒音を発生させる。このため、回転電機の振動又は騒音を抑制するために、回転角度に含まれる交流成分の誤差を抑制ことは重要である。このため、回転電機の振動又は騒音の抑制のため回転角度に含まれる交流成分の誤差の抑制は重要である。

次に、図１７Ａ～図１８Ｂを参照し、回転検出部３１Ｂによる演算を説明する。
図１７Ａ～図１８Ｂの各々の横軸は、時間の経過を示す。
図１７Ａの縦軸は、回転角度の出力信号を示す。図１７Ａの実線は、理想的な状態のロータの回転角度を示す。図１７Ａの点線は、未補正のロータの回転角度θｍｄを示す。
図１７Ｂの縦軸は、理想的な状態の回転角度から未補正の回転角度θｍｄを引算することで得られた角度誤差を示す。
図１８Ａの縦軸は、回転角度信号補正部５１による処理が施された後の回転角度θｄを示す。
図１８Ｂの縦軸は、回転角度信号補正部５１による処理を施すことによって角度誤差がゼロになった状態を示す。

図１７Ｂを示すように、角度誤差は、周期的な変動を伴って発生している。このような周期的に発生する角度誤差は、トルク脈動誤差の発生要因となり得る。

以下、上述した誤差を抑制するための回転角度信号補正部５１の処理について説明する。回転角度信号補正部５１の処理としては、例えば、次の２つの処理方法が挙げられる。

＜処理方法１＞
回転角度信号補正部５１は、予め理想的な角度とロータの未補正の回転角度θｍｄとの角度誤差をマップ等により保持しておく。このような理想的な角度及び未補正の回転角度θｍｄは、記憶装置９１に保存されている。なお、このような理想的な角度及び未補正の回転角度θｍｄは、他の公知の方法により保持されてもよい。

次に、実際に入力されたロータの未補正の回転角度θｍｄに対応する角度誤差を保持していたマップを参照し、ロータの未補正の回転角度θｍｄに足し合わせ補正を行う。他の公知の方法により演算してもよい。

＜処理方法２＞
回転角度信号補正部５１は、予め理想的な角度とロータの未補正の回転角度θｍｄとの角度誤差をフーリエ級数展開により演算する。または、回転角度信号補正部５１は、他の公知の方法により演算を行ってよい。これにより、回転角度信号補正部５１は、各次数成分における角度誤差を抽出する。さらに、回転角度信号補正部５１は、ロータの未補正の回転角度θｍｄに対して、回転角度θｍｄの各々の次数成分が０となるように補正する。

回転角度信号補正部５１によって上述した処理方法が行われることで、図１８Ａ及び図１８Ｂを示すようなロータの回転角度θｄを得ることができる。

本実施の形態における回転検出部３１Ｂによる算出によって得られた回転角度を用いて、実施の形態１で説明した制御用角度算出部３２における演算で制御用の回転角度を算出する。これにより、回転角度の交流誤差を抑制し、トルク脈動誤差を抑制することができる。
なお、本実施の形態によって演算された回転角度をそのまま制御用の回転角度として用いても、トルク脈動誤差を十分に抑制する効果を得ることができる。

以上から、本実施の形態の回転角度信号補正部５１で回転センサ２Ｂから出力される出力信号である回転角度を補正し、補正後の回転角度を算出することで、回転センサにおける脈動誤差を好適に低減したうえで、順突極モータの出力を最大化することができる。

実施の形態５．
実施の形態５に係る回転電機制御装置１０について図面を参照して説明する。
実施の形態５において、上述した実施の形態と同一部材には同一符号を付して、その説明は省略または簡略化する。
実施の形態５に係る電動パワーステアリング装置の基本的な構成は、実施の形態１に係る電動パワーステアリング装置１００と同様である。回転電機１の点で、実施の形態５は、実施の形態１と異なる。

図１９は、実施の形態５に係る回転電機制御装置によって制御される回転電機を示す断面図であって、軸方向に見た図である。言い換えると、図１９は、軸方向と垂直な方向に平行な断面を示している。
実施の形態５の説明においては、以下のように方向を定義する。
文言「軸方向」は、回転電機１を構成するロータの軸心に沿う方向である。言い換えると、軸方向は、ロータを構成するシャフトが延在する方向である。
文言「周方向」及び「径方向」は、永久磁石同期電動機を構成するステータ又はロータにおける「周方向」及び「径方向」の各々に対応している。
文言「周方向」は、ロータの回転方向に相当する。言い換えると、軸方向に見た断面図においてロータの回転軸を中心とした円周方向が周方向である。
文言「径方向」は、ロータの半径方向を意味する。例えば、文言「径方向外側」は、径方向におけるロータの中心から外周部分に向かう方向を意味する。文言「径方向内側」は、径方向におけるロータの外周部分から中心に向かう方向を意味する。

図１９に示すように、回転電機１は、永久磁石同期電動機である。回転電機１は、ステータ５１０と、ステータ５１０に対して回転自在に設けられたロータ５２０とを有している。

＜ステータ５１０＞
ステータ５１０は、磁気的ギャップとなる空隙５１５を介してロータ５２０の外周を囲むように配置されている。ステータ５１０は、ステータコア５１１と、コイル５１４と、を有している。ステータコア５１１は、周方向において円環状に形成されたコアバック５１２と、コアバック５１２から径方向内側に向かって突出した複数のティース５１３と、を有している。複数のティース５１３の各々に巻線が巻き付けられることで、コイル５１４が形成されている。コイル５１４を構成する巻線は、上述した巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに相当する。図１９に示す例では、１つのティース５１３に１つのコイル５１４が設けられている。

図１９に示す構成では、ティース５１３の個数は、１２個である。ティース５１３の個数は、１２個に限定されず、永久磁石同期電動機の設計に応じて適宜決定される。
実施の形態５においては、各々が円弧状に形成された複数のコアブロックが円環状に
連結されることにより、コアバック５１２が構成されている。コアバック５１２の構造は、図１９に示す構造に限定されない。複数のコアブロックが一体的に形成されることで、コアバック５１２が構成されてもよい。また、コアバック５１２とティース５１３とが分離されてもよい。

＜ロータ５２０＞
ロータ５２０は、ロータコア５２１と、シャフト５２３と、複数の永久磁石５２２とを有する。
ロータコア５２１は、磁性体によって構成されている。ロータコア５２１は、例えば、複数の電磁鋼板が軸方向に積層することにより構成されている。電磁鋼板は、例えば、コア板と称することもできる。シャフト５２３は、ロータコア５２１を軸方向に貫通するようにロータコア５２１に固定されている。このようなロータ５２０は、回転電機１の内部において、ステータ５１０に対して回転自在に配置されている。

ロータコア５２１は、径方向に突出した突起５２４を有する。突起５２４は、ステータ５１０に向かう径方向外側に突出するように形成されている。突起５２４は、永久磁石５２２が配置されるロータコア５２１の外周面に設けられている。突起５２４の個数は、複数の永久磁石５２２の個数に応じて、８個である。突起５２４の個数は、１つ以上であればよい。

＜永久磁石５２２＞
複数の永久磁石５２２は、周方向においてロータコア５２１の外周面に配置されている。このような複数の永久磁石５２２を備える回転電機１は、表面磁石型モータ（ＳＰＭ）の一例である。複数の永久磁石５２２の各々は、ステータ対向面５２７と凹部５２５とを有する。ステータ対向面５２７は、円弧状に形成されている。ステータ対向面５２７は、空隙５１５を介してティース５１３に対向する面である。言い換えると、ステータ対向面５２７は、ステータ５１０の内側面に対向する。凹部５２５は、ロータコア５２１の突起５２４と嵌合する。

複数の永久磁石５２２は、ロータ５２０の周方向に並ぶ。周方向において、複数の永久磁石５２２のうち互いに隣り合う２つの永久磁石５２２のステータ対向面５２７の極性は、互いに異なっている。例えば、周方向に隣接する２つの永久磁石５２２のうち一方のステータ対向面５２７の極性がＮ極であれば、他方のステータ対向面５２７はＳ極となるように着磁方向が異ならせた状態で複数の永久磁石５２２が配置されている。

図１９に示す回転電機１においては、ティース５１３の個数が１２個であり、コイル５１４の個数が１２個であり、永久磁石の数が８個である。すなわち、図１９は、いわゆる、８極１２スロットの永久磁石同期電動機を示している。複数の永久磁石５２２、ティース５１３、コイル５１４の数の組合せがこれに限らなくてもよい。また、図１９に示す例においてはティース５１３の個数とコイル５１４の個数とは同じであるが、ティース５１３の個数とコイル５１４の個数とが異なっていてもよい。

以上、図１９に示した永久磁石同期電動機を構成する回転電機１は、図１９に示すｄ軸方向のインダクタンスＬｄを増大させることができ、弱め磁束制御が効果的に実施できる。

実施の形態１～４に係る回転電機制御装置１０が実施の形態５に係る回転電機１の駆動を制御することによって、回転電機１から生じる振動又は騒音を低減しつつ、高出力化を実現することができるといった効果が得られる。

実施の形態６．
実施の形態６に係る回転電機制御装置１０について図面を参照して説明する。
実施の形態６において、上述した実施の形態と同一部材には同一符号を付して、その説明は省略または簡略化する。
実施の形態６に係る電動パワーステアリング装置の基本的な構成は、実施の形態１に係る電動パワーステアリング装置１００と同様である。電動パワーステアリング装置がＤＣ－ＤＣコンバータを備える点で、実施の形態６は、実施の形態１と異なる。

図２０は、実施の形態６に係る回転電機制御装置を備えた電動パワーステアリング装置の全体構成を示す概略構成図である。図２１は、実施の形態６に係るＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成を説明する図である。

図２０及び図２１を示すように、電動パワーステアリング装置は、ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１を備える。ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１は、直流電源３の電圧を昇圧するように構成されている。ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１は、昇圧器の一例である。
制御装置１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１によって昇圧された出力直流電圧に基づいて、回転電機１に交流電圧を印加する。スイッチング制御部３５は、電圧指令値及び前記出力直流電圧に基づいて、複数のスイッチング素子をオンオフ駆動する。

さらに、ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１は、ブリッジインバータ６０４を有する。ブリッジインバータ６０４は、昇圧器の一例である。ブリッジインバータ６０４は、ブリッジ型のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄを有する。スイッチング素子Ｓａ、Ｓｃは、上アームを構成する。スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄは、下アームを構成する。スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂは、直列に接続されている。スイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄは、直列に接続されている。ブリッジインバータ６０４は、スイッチング素子が直列に接続された直列接続構造を有する複数のレグを備える。複数のレグは、互いに並列に接続されている。具体的には、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂは、１つのレグを構成する。スイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄは、１つのレグを構成する。図２１に示す例では、ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１は、２つのレグを有する。言い換えると、ブリッジインバータ６０４は、上アーム及び下アームを構成する複数のスイッチング素子が直列に接続された構造を有する複数のレグを有する。

直流電源３の正極端子は、入力コンデンサ６０２の一端及び統合磁気部品６０３の一端に接続されている。統合磁気部品６０３の他端は、スイッチング素子Ｓａ～Ｓｄからなるブリッジインバータ６０４の交流端にそれぞれ接続されている。ブリッジインバータ６０４の直流端には、負荷６０６及びリンクコンデンサ６０５の一端が接続されている。直流電源３の負極端子は、入力コンデンサ６０２と、リンクコンデンサ６０５の他端と、ブリッジインバータ６０４の直流端の負極と、負荷６０６の負極とに接続されている。

制御回路６０９は、電圧センサ６０７、６０８に接続されている。電圧センサ６０７から出力される出力電圧情報６０９ａは、制御回路６０９に入力される。電圧センサ６０８から出力される出力電圧情報６０９ｂは、制御回路６０９に入力される。制御回路６０９は、出力電圧情報６０９ａ、６０９ｂに基づき、駆動信号６０９ｃを生成する。制御回路６０９は、駆動信号６０９ｃによって、ブリッジインバータ６０４を構成するスイッチング素子Ｓａ～Ｓｄを駆動する。制御回路６０９は、制御回路６０９に設定されている目標出力電圧と、出力電圧情報６０９ａ、６０９ｂと基づき、出力電圧情報６０９ａ、６０９ｂと目標出力電圧とが等しくなるように、スイッチング素子Ｓａ～Ｓｄの駆動を制御する。

図２０及び図２１に示す例では、制御装置１０と制御回路６０９とが別体である構成が示されている。制御回路６０９は、制御装置１０の一部であるように構成されてもよい。この構成においては、制御回路６０９において行われる上述の演算が制御装置１０において行われる。制御回路６０９は、駆動信号６０９ｃを生成し、スイッチング素子Ｓａ～Ｓｄの駆動を制御する。
なお、スイッチング素子Ｓａ～Ｓｄの上アーム及び下アームが短絡しないよう、デッドタイムを設け、スイッチング素子のオンオフ駆動を相補的に行う。

ここで、統合磁気部品６０３の電圧及び電流には式（６－１）の関係が成り立つ。なお、この式（６－１）においては、巻線抵抗は無視する。

式（６－１）に示すＶｄｃ、Ｖ１、Ｖ２は、図２１に示すＶｄｃ、Ｖ１、Ｖ２に対応している。具体的には、Ｖｄｃは、直流電源３の電圧を示す。Ｖ１は、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ間の端子における電圧を示す。Ｖ２は、スイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄ間の端子における電圧を示す。式（６－１）に示すＭは、統合磁気部品６０３を構成する一方のコイルＡと他方のコイルＢ間の相互インダクタンスである。式（６－１）に示すＬは、統合磁気部品６０３の自己インダクタンスをＬである。
式（６－１）を電流ｉ１、ｉ２の微分の形に改めると、以下の式が得らえる。

式（６－２）より、電流ｉ１、ｉ２の微分は以下のようになる。

ｄｉ１／ｄｔ＝（Ｌ・（Ｖｄｃ－Ｖ１）＋Ｍ・（Ｖｄｃ－Ｖ２））／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ） ・・・式（６－３）
ｄｉ２／ｄｔ＝（Ｌ・（Ｖｄｃ－Ｖ２）＋Ｍ・（Ｖｄｃ－Ｖ１））／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ） ・・・式（６－４）

ここで、スイッチング素子ＳａがＯＮの場合、Ｖ１はＶｄｃ２と一致する。スイッチング素子ＳｂがＯＮの場合、Ｖ１は０と一致する。
また、スイッチング素子ＳｃがＯＮの場合、Ｖ２はでＶｄｃ２と一致する。スイッチング素子ＳｄがＯＮの場合、Ｖ２は０と一致する。

スイッチング素子Ｓａ～Ｓｄのオンオフ駆動パターンは、２の２乗、すなわち、４通り存在する。このため、４通りについて、式（６－３）、（６－４）に基づき考慮する。
以下の説明では、符号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄの「ＯＮ」及び「ＯＦＦ」は、スイッチング素子Ｓａ～Ｓｄのオンオフ駆動における「ＯＮ」及び「ＯＦＦ」の各々に対応する。

＜モード（１）：Ｓａ＝ＯＮ、かつ、Ｓｃ＝ＯＮ＞
Ｖ１＝Ｖｄｃ２、Ｖ２＝Ｖｄｃ２が得られる。このため、上述した式（６－３）、（６－４）から以下の式（６－５）、（６－６）が得られる。

ｄｉ１／ｄｔ＝（Ｌ・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２）＋Ｍ・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２））／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
ｄｉ１／ｄｔ＝（Ｌ＋Ｍ）・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
・・・式（６－５）

ｄｉ２／ｄｔ＝（Ｌ・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２）＋Ｍ・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２））／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
ｄｉ２／ｄｔ＝（Ｌ＋Ｍ）・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
・・・式（６－６）

このモードでは、ｄｉ１／ｄｔ＝ｄｉ２／ｄｔであり、また、Ｖｄｃ＜Ｖｄｃ２であることを考えると、符号は負となる。つまり、電流ｉ１、ｉ２はともに低下する。

＜モード（２）：Ｓａ＝ＯＮ、かつ、Ｓｄ＝ＯＮ＞
Ｖ１＝Ｖｄｃ２、Ｖ２＝０が得られる。このため、上述した式（６－３）、（６－４）から以下の式（６－７）、（６－８）が得られる。

ｄｉ１／ｄｔ＝（Ｌ・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２）＋Ｍ・Ｖｄｃ）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
ｄｉ１／ｄｔ＝（（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ－Ｌ・Ｖｄｃ２）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
・・・式（６－７）

ｄｉ２／ｄｔ＝（Ｌ・Ｖｄｃ ＋Ｍ・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２））／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
ｄｉ２／ｄｔ＝（（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ －Ｍ・Ｖｄｃ２）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
・・・式（６－８）

上述した式を足し合わせると、以下の式が得られる。

ｄｉ１／ｄｔ＋ｄｉ２／ｄｔ＝（２（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ－（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ２）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ） ・・・式（６－９）

ここで、Ｖｄｃ＝０．５Ｖｄｃ２とすると、式（６－９）は０であり、Ｌ＞Ｍであることから、ｄｉ１／ｄｔ＜０、かつ、ｄｉ２／ｄｔ＞０が得られる。

＜モード（３）：Ｓｂ＝ＯＮ、かつ、Ｓｃ＝ＯＮ＞
Ｖ１＝０、Ｖ２＝Ｖｄｃが得られる。このため、上述した式（６－３）、（６－４）から以下の式（６－１０）、（６－１１）が得られる。

ｄｉ１／ｄｔ＝（Ｌ・Ｖｄｃ＋Ｍ・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２））／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
ｄｉ１／ｄｔ＝（（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ－Ｍ・Ｖｄｃ２）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
・・・式（６－１０）

ｄｉ２／ｄｔ＝（Ｌ・（Ｖｄｃ－Ｖｄｃ２） ＋Ｍ・Ｖｄｃ）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
ｄｉ２／ｄｔ＝（（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ－Ｌ・Ｖｄｃ２）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
・・・式（６－１１）
上述した式を足し合わせると、以下の式が得られる。

ｄｉ１／ｄｔ＋ｄｉ２／ｄｔ＝（２（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ－（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ２）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
・・・式（６－１２）

ここで、モード（２）と同様に、Ｖｄｃ＝０．５Ｖｄｃ２とすると、式（６－１２）は０であり、Ｌ＞Ｍであることから、ｄｉ１／ｄｔ＞０かつｄｉ２／ｄｔ＜０が得られる。

＜モード（４）：Ｓｂ＝ＯＮ、かつ、Ｓｄ＝ＯＮ＞
Ｖ１＝０、Ｖ２＝０が得られる。このため、上述した式（６－３）、（６－４）から以下の式（６－１３）、（６－１４）が得られる。

ｄｉ１／ｄｔ＝（Ｌ・Ｖｄｃ＋Ｍ・Ｖｄｃ ）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
ｄｉ１／ｄｔ＝（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ ／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
・・・式（６－１３）

ｄｉ２／ｄｔ＝（Ｌ・Ｖｄｃ＋Ｍ・Ｖｄｃ ）／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
ｄｉ２／ｄｔ＝（Ｌ＋Ｍ）・Ｖｄｃ／（Ｌ・Ｌ－Ｍ・Ｍ）
・・・式（６－１４）

このモードでは、ｄｉ１／ｄｔ＝ｄｉ２／ｄｔであり、また、Ｖｄｃ＜Ｖｄｃ２であることを考えると、符号は正となる。つまり、電流ｉ１、ｉ２はともに増大する。

上述したモード（１）～（４）を組み合わせて所望のＶｄｃ２を生成させればよいが、ここでは、モード（２）、（３）を５０％ずつ用いることで、ｄｉ１／ｄｔ、ｄｉ２／ｄｔの絶対値を小さくし、かつ電流変動入力コンデンサＣｉｎの電流を低減する。

図２２は、実施の形態６に係るＤＣ－ＤＣコンバータにおけるスイッチング駆動を説明する図である。図２２に示す例では、モード（２）を５０％用い、かつ、モード（３）を５０％用いる場合について説明する。図２２において、符号Ｃａは、キャリア波を示す。

図２２において、ｄ（＝０．５）＞ｃａであれば、Ｓａ＝ＯＮかつＳｃ＝ＯＦＦとなる。逆に、ｄ（０．５）＜ｃａであれば、Ｓａ＝ＯＦＦかつＳｃ＝ＯＮとなる。なお、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄは、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｃの各々と相補的スイッチングを行うので説明を省略する。

このように、各レグのスイッチング素子、すなわち、直流回路の各々のスイッチング素子を１８０度ずらして駆動することにより、モード（２）、（３）が周期Ｔｃ内で５０％ずつ生成される。これにより、電流変動及び入力コンデンサ電流を極小化することができる。これをインターリーブ駆動と称する。

以上、実施の形態６で説明したように、直流電源３からの出力がＤＣ－ＤＣコンバータ６０１に供給される構成においては、実施の形態１～５に比べて、回転電機１のさらなる高出力化を実現することができる。

さらに、インターリーブ駆動を行うことにより、電流変動及び入力コンデンサ電流を極小化することができる。ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１を備えることに起因する受動素子の体積の増大を抑制することが可能となる。

＜変形例＞
図２３は、実施の形態６の変形例に係るＤＣ－ＤＣコンバータの一部を示す回路図である。図２３においては、ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１の全体構造が省略されており、スイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄが示されている。以下、図２０とは異なる点のみを説明する。

上アーム及び下アームを構成するスイッチング素子が直列に接続された構造をレグと称することができる。図２３に示すように、複数のレグの各々に対して並列に抵抗及びコンデンサを設けてもよい。言い換えると、抵抗ＲとコンデンサＣとが直列接続されたスナバ回路６５０がレグに対して並列に接続されてもよい。

また、スナバ回路６５０においては、２つのダイオードＤ１、Ｄ２を用いた接続構造を採用してもよい。スナバ回路６５０を構成するダイオードＤ１は、第１ダイオードの一例である。スナバ回路６５０を構成するダイオードＤ２は、第２ダイオードの一例である。
ダイオードＤ１は、上アームを構成するスイッチング素子のドレイン側端子に接続されたアノードＤ１Ａと、抵抗ＲとコンデンサＣとの間の中間点Ｍ２に接続されたカソードＤ１Ｃを有する。
ダイオードＤ２は、上アームと下アームとの間の中間点Ｍ１に接続されたアノードＤ２Ａと、抵抗ＲとコンデンサＣとの間の中間点Ｍ２に接続されたカソードＤ２Ｃを有する。言い換えると、ダイオードＤ２のアノードＤ２Ａは、下アームを構成するスイッチング素子のドレイン側端子に接続され、かつ、上アームを構成するスイッチング素子のソース側端子に接続されている。
上述した回路構成は、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である場合に適用される。
上述した回路構成は、スイッチング素子がバイポーラパワートランジスタである場合においても適用される。この場合、ドレインがコレクタ、ソースがエミッタ、ゲートがベースに言い換えられる。また、上述した回路構成は、スイッチング素子がＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合においても適用される。この場合、ドレインがコレクタ、ソースがエミッタに言い換えられる。
このようにダイオードＤ１のカソードＤ１Ｃ及びダイオードＤ２のカソードＤ２Ｃは、抵抗ＲとコンデンサＣとの間の中間点Ｍ２に接続されている。この構成によれば、より効果的にサージを抑制することができる。

以上のように、ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１がスナバ回路６５０を有することにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１と電力変換器４間の配線インダクタンスに起因するサージを抑制することができる。さらに、ＥＭＩ対策ノイズが低減することができ、装置全体のコストを低減することができる。なお、このスナバ回路６５０は、電力変換器４に適用しても有効である。

上述した実施の形態においては、回転電機１の駆動力源として、電動パワーステアリング装置１００以外の各種の装置の駆動力源を用いてもよい。例えば、回転電機１は、車輪の駆動力源を用いてもよい。また、ステータに３相以外の複数相（例えば、２相、４相）の巻線が設けられてもよい。

また、ステータに複数組（例えば、２組）の３相の巻線が設けられ、各組の３相の巻線に対応してインバータ及び制御装置の各部が設けられてもよい。

上述した説明では、様々な例示的な実施の形態及び実施の形態が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は、特定の実施の形態の適用に限られない。上述した複数の実施の形態に関し、単独で又は様々な組み合わせで、実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない実施の形態が、明細書に開示される技術の範囲内において想定される。
例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれてもよい。

１…回転電機、２、２Ａ、２Ｂ…回転センサ、３…直流電源、４…電力変換器、５…平滑コンデンサ、６…電流センサ、１０…制御装置（回転電機制御装置）、２１、２２、２３…アンプ、３１、３１Ａ、３１Ｂ…回転検出部（制御部）、３２…制御用角度算出部（制御部）、３３…電流検出部（制御部）、３４…電圧指令値算出部（制御部）、３５…スイッチング制御部（制御部）、３６…電流指令値算出部、４０…回転センサ出力信号補正部、４１…逆正接関数演算部、５０…角度算出部、５１…回転角度信号補正部、９１…記憶装置、９２…入力回路、９３…出力回路、１００…電動パワーステアリング装置、１０１…駆動力伝達機構、１０２…操舵装置、１０３…車輪、１０４…ハンドル、１０５…シャフト、１０６…トルクセンサ、３４２…電流座標変換部、３４３…ｄｑ軸電圧指令値算出部、３４４…電圧座標変換部、３６１…ｄ軸電流指令値生成部、３６２…ｑ軸電流指令値生成部、５１０…ステータ、５１１…ステータコア、５１２…コアバック、５１３…ティース、５１４…コイル、５１５…空隙、５２０…ロータ、５２１…ロータコア、５２２…永久磁石、５２３…シャフト、５２４…突起、５２５…凹部、５２７…ステータ対向面、６０１…ＤＣ－ＤＣコンバータ（昇圧器）、６０２…入力コンデンサ、６０３…統合磁気部品、６０４…ブリッジインバータ、６０５…リンクコンデンサ、６０６…負荷、６０７、６０８…電圧センサ、６０９…制御回路、６０９ａ…出力電圧情報、６０９ｂ…出力電圧情報、６０９ｃ…駆動信号、６５０…スナバ回路、Ｃ…コンデンサ、Ｄ１、Ｄ２…ダイオード、Ｄ１Ａ、Ｄ２Ａ…アノード、Ｄ１Ｃ、Ｄ２Ｃ…カソード、Ｍ１、Ｍ２…中間点、Ｒ、Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗ…抵抗、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ、ＳＮ、ＳＰ…スイッチング素子

Claims (15)

1. 回転電機制御装置であって、
   複数相の巻線を有するステータと、前記ステータの径方向内側に配置されているとともに磁石を有するロータと、を有する回転電機と、
   直流電源の電圧を昇圧する昇圧器を含み、前記直流電源の電圧を交流電圧に変換する電力変換器と、
   電流センサから出力される出力信号に基づいて前記複数相の巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記ロータの回転角度に応じた出力信号を出力する回転センサと、
   前記ロータの制御用の回転角度を算出する回転演算部と、
   前記磁石の磁束の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸よりも電気角で９０度進んだ方向をｑ軸とし、
   前記回転電機に流れるｄ軸電流の指令値を生成するｄ軸電流指令値生成部と、
   前記回転電機に流れるｑ軸電流の指令値を生成するｑ軸電流指令値生成部と、
   前記制御用の回転角度と、前記電流と、前記ｑ軸電流の指令値と、前記ｄ軸電流の指令値に基づいて、前記複数相の巻線に印加する電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
   前記電圧指令値に基づいて前記電力変換器が有する複数のスイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング制御部と、
   を有し、
   前記回転電機は、ｄ軸インダクタンスＬｄがｑ軸インダクタンスＬｑより大きい値を持ち、
   前記回転演算部は、
   前記回転センサから出力される出力信号に基づいて、前記ロータの回転角度を検出する回転検出部と、
   前記ロータの回転角度、前記電流、前記電圧指令値のいずれか一つ以上に基づいて、前記制御用の回転角度を演算する制御用角度算出部と、
   を有し、
   前記制御用角度算出部は、
   前記ロータの回転角度に対する前記制御用の回転角度の偏差である検出角度偏差を算出し、
   電流検出値の情報、及び前記電圧指令値の情報に基づいて、前記ロータの回転角度の真値に対する前記制御用の回転角度の偏差である推定実角度偏差を推定し、前記推定実角度偏差と前記検出角度偏差とを内分した値を制御角度偏差として算出し、
   前記ロータの回転角速度に比例する物理量である速度比例物理量が予め設定された速度閾値よりも高い場合において、前記制御角度偏差における前記推定実角度偏差の割合を、前記検出角度偏差の割合よりも高くし、
   前記速度比例物理量が、前記速度閾値よりも低い場合において、前記制御角度偏差における前記推定実角度偏差の割合を、前記検出角度偏差の割合よりも低くし、
   前記回転演算部は、前記回転センサの前記出力信号、前記電流、前記電圧指令値のいずれか一つ以上に基づいて、前記回転センサの検出誤差に起因する角度誤差を低減し、
   前記回転電機制御装置は、前記昇圧器によって昇圧された出力直流電圧に基づいて、前記回転電機に交流電圧を印加し、
   前記スイッチング制御部は、前記電圧指令値及び前記出力直流電圧に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ駆動し、
   前記昇圧器は、
   前記スイッチング素子を有する上アーム及び下アームと、
   前記スイッチング素子が直列に接続された構造を有する複数のレグと、
   抵抗とコンデンサとが直列接続されたスナバ回路と、
   を有し、
   前記複数のレグは、互いに並列に接続されており、
   前記スナバ回路は、前記複数のレグに対して並列に接続されている、
   回転電機制御装置。
2. 前記制御用角度算出部は、前記速度閾値を含む予め設定された前記速度比例物理量の範囲において、前記速度比例物理量が増加するに従って、前記推定実角度偏差の割合を連続的に増加させると共に、前記検出角度偏差の割合を連続的に減少させる、
   請求項１に記載の回転電機制御装置。
3. 前記制御用角度算出部は、前記速度閾値を含む予め設定された前記速度比例物理量の範囲において、前記速度比例物理量が増加するに従って、前記推定実角度偏差の割合を０から１まで連続的に増加させると共に、前記検出角度偏差の割合を１から０まで連続的に減少させ、
   前記速度比例物理量が前記速度比例物理量の範囲よりも低い場合は、前記推定実角度偏差の割合を０に設定すると共に、前記検出角度偏差の割合を１に設定し、
   前記速度比例物理量が前記速度比例物理量の範囲よりも高い場合は、前記推定実角度偏差の割合を１に設定すると共に、前記検出角度偏差の割合を０に設定する、
   請求項１に記載の回転電機制御装置。
4. 前記速度閾値は、ｄ軸電流ゼロ制御又は最大トルク電流制御の実行領域と弱め磁束制御の実行領域との境界の前記速度比例物理量に対応して設定されている、
   請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
5. 前記制御用角度算出部は、前記制御角度偏差が０に近づくようにフィードバック制御を行うことにより、前記ロータの制御用の回転角速度を変化させ、前記制御用の回転角速度を積分して、前記制御用の回転角度を算出する、
   請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
6. 前記電圧指令値算出部は、
   前記複数相の巻線の電流検出値を、前記制御用の回転角度に基づいてｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、
   前記ｄ軸電流がｄ軸電流指令値に近づくように、かつ、前記ｑ軸電流がｑ軸電流指令値に近づくように、ｄ軸の電圧指令値及びｑ軸の電圧指令値を変化させ、
   前記ｄ軸の電圧指令値及び前記ｑ軸の電圧指令値を、前記制御用の回転角度に基づいて複数相の電圧指令値に変換し、
   前記制御用角度算出部は、
   前記ｄ軸及びｑ軸の電流検出値、前記ｄ軸の電圧指令値及び前記ｑ軸の電圧指令値、及び前記制御用の回転角速度に基づいて、前記ロータの回転角度の真値に対する前記制御用の回転角度の偏差である前記推定実角度偏差を推定する、
   請求項５に記載の回転電機制御装置。
7. 前記制御用角度算出部は、
   前記ロータの回転角度の検出値に基づいて、前記制御用の回転角度の上限値及び下限値を算出し、
   前記制御用の回転角度が前記上限値から前記下限値までの範囲を逸脱した場合において、前記ロータの回転角度の検出値に基づいて前記制御用の回転角度を修正する、
   請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
8. 前記制御角度偏差から前記制御用の回転角度までの応答周波数は、前記速度閾値に対応する回転周波数よりも低く設定されている、
   請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
9. 前記制御角度偏差から前記制御用の回転角度までの応答周波数は、前記ロータの回転角
   速度に生じる機械的な共振周波数よりも高く設定されている、
   請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
10. 前記制御角度偏差から前記制御用の回転角度までの応答周波数は、前記ロータの回転角
    速度に生じる機械的な共振周波数の３倍値から５倍値の間に設定されている、
    請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
11. 複数相の巻線を有するステータと、前記ステータの径方向内側に配置されているとともに磁石を有するロータと、を有する回転電機と、
    直流電源の電圧を交流電圧に変換する電力変換器と、
    電流センサから出力される出力信号に基づいて前記複数相の巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
    前記ロータの回転角度に応じた出力信号を出力する回転センサと、
    前記ロータの制御用の回転角度を算出する回転演算部と、
    前記磁石の磁束の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸よりも電気角で９０度進んだ方向をｑ軸とし、
    前記回転電機に流れるｄ軸電流の指令値を生成するｄ軸電流指令値生成部と、
    前記回転電機に流れるｑ軸電流の指令値を生成するｑ軸電流指令値生成部と、
    前記制御用の回転角度と、前記電流と、前記ｑ軸電流の指令値と、前記ｄ軸電流の指令値に基づいて、前記複数相の巻線に印加する電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
    前記電圧指令値に基づいて前記電力変換器が有する複数のスイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング制御部と、
    を有し、
    前記回転電機は、ｄ軸インダクタンスＬｄがｑ軸インダクタンスＬｑより大きい値を持ち、
    前記回転演算部は、前記回転センサの前記出力信号、前記電流、前記電圧指令値のいずれか一つ以上に基づいて、前記回転センサの検出誤差に起因する角度誤差を低減し、
    前記回転演算部は、
    前記回転センサから出力される出力信号に基づいて、前記ロータの回転角度を検出する回転検出部と、
    前記ロータの回転角度、前記電流、前記電圧指令値のいずれか一つ以上に基づいて、前記制御用の回転角度を演算する制御用角度算出部と、
    を有し、
    前記回転検出部は、
    前記回転センサから出力される前記出力信号であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号のオフセット値を演算する第１演算、
    前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号の高調波成分を演算する第２演算、
    前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号の基本波成分の振幅比を演算する第３演算、及び
    前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号の位相差情報を演算する第４演算、
    のうち少なくとも１つの演算によって、補正ＳＩＮ信号及び補正ＣＯＳ信号を算出し、
    前記補正ＳＩＮ信号及び前記補正ＣＯＳ信号に基づき、前記ロータの回転角度を検出する、
    回転電機制御装置。
12. 複数相の巻線を有するステータと、前記ステータの径方向内側に配置されているとともに磁石を有するロータと、を有する回転電機と、
    直流電源の電圧を交流電圧に変換する電力変換器と、
    電流センサから出力される出力信号に基づいて前記複数相の巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
    前記ロータの回転角度に応じた出力信号を出力する回転センサと、
    前記ロータの制御用の回転角度を算出する回転演算部と、
    前記磁石の磁束の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸よりも電気角で９０度進んだ方向をｑ軸とし、
    前記回転電機に流れるｄ軸電流の指令値を生成するｄ軸電流指令値生成部と、
    前記回転電機に流れるｑ軸電流の指令値を生成するｑ軸電流指令値生成部と、
    前記制御用の回転角度と、前記電流と、前記ｑ軸電流の指令値と、前記ｄ軸電流の指令値に基づいて、前記複数相の巻線に印加する電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
    前記電圧指令値に基づいて前記電力変換器が有する複数のスイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング制御部と、
    を有し、
    前記回転電機は、ｄ軸インダクタンスＬｄがｑ軸インダクタンスＬｑより大きい値を持ち、
    前記回転演算部は、前記回転センサの前記出力信号、前記電流、前記電圧指令値のいずれか一つ以上に基づいて、前記回転センサの検出誤差に起因する角度誤差を低減し、
    前記回転演算部は、
    前記回転センサから出力される出力信号に基づいて、前記ロータの回転角度を検出する回転検出部と、
    前記ロータの回転角度、前記電流、前記電圧指令値のいずれか一つ以上に基づいて、前記制御用の回転角度を演算する制御用角度算出部と、
    を有し、
    前記回転検出部は、
    前記回転センサから出力される前記出力信号であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号の逆正接関数を演算し、前記逆正接関数の高調波成分に基づいた補正を行った上で前記ロータの回転角度を検出する、
    回転電機制御装置。
13. 前記ロータは、
    磁性体によって構成されたロータコアと、
    周方向において前記ロータコアの外周面に配置されている複数の永久磁石と、
    を備え、
    前記永久磁石が配置される前記ロータコアの前記外周面には、前記ロータコアの径方向に突出して形成された突起が設けられており、
    前記永久磁石は、前記ステータの内側面と対向する円弧状のステータ対向面と、前記突起と嵌合する凹部とを有し、
    請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の回転電機制御装置。
14. 前記昇圧器は、
    前記スイッチング素子を有する上アーム及び下アームと、
    前記スイッチング素子が直列に接続された構造を有する複数のレグと、
    を備え、
    前記昇圧器は、前記複数のレグが互いに並列に接続されたブリッジ型のスイッチング素子であり、
    前記スイッチング素子の回路動作において、前記複数のレグの各々を構成する前記スイッチング素子を互いに位相を１８０度ずらして駆動するインターリーブ駆動を行う、
    請求項１に記載の回転電機制御装置。
15. 前記スナバ回路は、第１ダイオードと第２ダイオードとを備え、
    前記第１ダイオードは、前記上アームを構成する前記スイッチング素子のコレクタ又はドレイン側端子に接続されたアノードと、前記抵抗と前記コンデンサとの間の中間点に接続されたカソードとを有し、
    前記第２ダイオードは、前記上アームと前記下アームとの間の中間点に接続されたアノードと、前記抵抗と前記コンデンサとの間の中間点に接続されたカソードとを有する、
    請求項１に記載の回転電機制御装置。