JPH01110060A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH01110060A JPH01110060A JP26542987A JP26542987A JPH01110060A JP H01110060 A JPH01110060 A JP H01110060A JP 26542987 A JP26542987 A JP 26542987A JP 26542987 A JP26542987 A JP 26542987A JP H01110060 A JPH01110060 A JP H01110060A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は土としてチョッパやインバータを介して直流電
動機や交流電動機を駆動する電力変換装置の電源装置に
関するものである。
動機や交流電動機を駆動する電力変換装置の電源装置に
関するものである。
（従来の技術）
これらの分野における従来の電源装置の構成例を第３図
〜第６図に示す。
〜第６図に示す。
第３図において、交流電源１はダイオードブリッジ２に
よって直流に変換され、抵抗３を介してコンデンサ５を
充電し、充電完了後に接点４を閉路する。
よって直流に変換され、抵抗３を介してコンデンサ５を
充電し、充電完了後に接点４を閉路する。
コンデンサ５により平滑化された直流電源はインバータ
ブリッジ６により交流に変換されて電動機７を駆動する
。
ブリッジ６により交流に変換されて電動機７を駆動する
。
インバータブリッジ６を駆動する制御回路１２の制御電
源は、変圧器８、トランジスタ９．ダイオード１０．コ
ンデンサ１１から成る一方式のＤＣ／ ＤＣコンバータ
を介してコンデンサ５の電圧から取出される。
源は、変圧器８、トランジスタ９．ダイオード１０．コ
ンデンサ１１から成る一方式のＤＣ／ ＤＣコンバータ
を介してコンデンサ５の電圧から取出される。
第３図の構成は、交流電源１の電圧が２００ｖクラスま
では使用可能であるが、 ４００Ｖクラスになるとトラ
ンジスタの耐電圧が不足して使用できないという問題が
ある。
では使用可能であるが、 ４００Ｖクラスになるとトラ
ンジスタの耐電圧が不足して使用できないという問題が
ある。
すなわち、交流電源１が２２０ｖの場合にはコンデンサ
５の電圧は約ＤＣ３１０Ｖとなり、トランジスタ９がス
イッチングする時のコレクタ・エミッタ関電圧は５００
Ｖ〜６００ｖ、電源電圧の変動分を考慮に入れると７０
０ｖ程度まで上昇する。
５の電圧は約ＤＣ３１０Ｖとなり、トランジスタ９がス
イッチングする時のコレクタ・エミッタ関電圧は５００
Ｖ〜６００ｖ、電源電圧の変動分を考慮に入れると７０
０ｖ程度まで上昇する。
一方、現在実用化されているＤＣ／ ＤＣコンバータ用
トランジスタのコレクタ・エミッタ間の耐電圧の最高は
８５０ｖ〜９００ｖであり、交流電源１が２００Ｖクラ
スでは使用可能であるが４００ｖクラスには適用出来な
い。
トランジスタのコレクタ・エミッタ間の耐電圧の最高は
８５０ｖ〜９００ｖであり、交流電源１が２００Ｖクラ
スでは使用可能であるが４００ｖクラスには適用出来な
い。
交流電源１が４００Ｖクラスの場合には、従来は第４図
に示すようにコンデンサ５Ａ、 ５Ｂを直列に接続する
と共に分圧抵抗２０Ａ、 ２０Ｂをコンデンサ５Ａ、
５Ｂにそれぞれ並列に接続し、それぞれのコンデンサ５
Ａ、 ５Ｂに変圧器８Ａ、８Ｂ、トランジスタ９＾、
９Ｂ、ダイオード１３Ａ、 １３Ｂ、 １４Ａ、 １４
Ｂ、リアクトル１５Ａ。
に示すようにコンデンサ５Ａ、 ５Ｂを直列に接続する
と共に分圧抵抗２０Ａ、 ２０Ｂをコンデンサ５Ａ、
５Ｂにそれぞれ並列に接続し、それぞれのコンデンサ５
Ａ、 ５Ｂに変圧器８Ａ、８Ｂ、トランジスタ９＾、
９Ｂ、ダイオード１３Ａ、 １３Ｂ、 １４Ａ、 １４
Ｂ、リアクトル１５Ａ。
１５Ｂ、コンデンサ１１から成るＤＣ／ ＤＣコンバー
タを接続し、出力側を並列にして使用している。
タを接続し、出力側を並列にして使用している。
この場合、２つのＤＣ／ ＤＣコンバータの負荷バラン
スを容易にするためにフライバック方式でなくフォワー
ド方式が採用されることが多い。
スを容易にするためにフライバック方式でなくフォワー
ド方式が採用されることが多い。
しかし、第４図の構成ではＤＣ／ ＤＣコンバータが２
個必要となり、回路が複雑になるという問題がある。
個必要となり、回路が複雑になるという問題がある。
また別の従来方法の一例として第５図に示すように、ト
ランジスタ１７．１８によりハーフブリッジを構成し、
変圧器１６．ダイオードブリッジ１９．コンデンサ１１
を通して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータがある。
ランジスタ１７．１８によりハーフブリッジを構成し、
変圧器１６．ダイオードブリッジ１９．コンデンサ１１
を通して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータがある。
この場合はトランジスタ１７．１８のコレクタ・エミッ
タ間に直流電圧以上の電圧が印加されることがないので
、交流電源１の電圧が４００ｖクラスで採用されている
が、トランジスタ１７と１８のベース駆動電源を絶縁す
る必要があること、直流電源インピーダンスが低いので
トランジスタ１７．１８が短絡故障した時の防爆保護用
の高速ヒユーズを挿入する必要があるなど回路が複雑に
なるという問題がある。
タ間に直流電圧以上の電圧が印加されることがないので
、交流電源１の電圧が４００ｖクラスで採用されている
が、トランジスタ１７と１８のベース駆動電源を絶縁す
る必要があること、直流電源インピーダンスが低いので
トランジスタ１７．１８が短絡故障した時の防爆保護用
の高速ヒユーズを挿入する必要があるなど回路が複雑に
なるという問題がある。
また、これを解決する方法として、第６図に示示すよう
にコンデンサ５Ａ、 ５Ｂの接続点とダイオードブリッ
ジ２の交流側との間の電圧を整流器２１で整流し、この
直流出力から一方式のＤＣ／ ＤＣコンバータを介して
直流制御電源を得る方法がある。
にコンデンサ５Ａ、 ５Ｂの接続点とダイオードブリッ
ジ２の交流側との間の電圧を整流器２１で整流し、この
直流出力から一方式のＤＣ／ ＤＣコンバータを介して
直流制御電源を得る方法がある。
しかしながらこの方法では、無負荷状態において、コン
デンサ５Ａ、５Ｂの分圧用バランス抵抗２０Ａ。
デンサ５Ａ、５Ｂの分圧用バランス抵抗２０Ａ。
２０Ｂと制御電源の内部抵抗との比によって、コンデン
サ５Ａ、 ５Ｂ電圧が異常上昇することがある。
サ５Ａ、 ５Ｂ電圧が異常上昇することがある。
すなわち、無負荷時にはコンデンサ５Ａ、 ５Ｂに蓄え
られたエネルギは制御電源の消費エネルギとバランス抵
抗２０Ａ、 ２０Ｂによってのみ消費され、従って制御
電源の消費エネルギとバランスするまでコンデンサ５Ａ
、 ５Ｂのエネルギが増大し、バランス抵抗２０Ａ、
２０Ｂの電圧も上昇する。
られたエネルギは制御電源の消費エネルギとバランス抵
抗２０Ａ、 ２０Ｂによってのみ消費され、従って制御
電源の消費エネルギとバランスするまでコンデンサ５Ａ
、 ５Ｂのエネルギが増大し、バランス抵抗２０Ａ、
２０Ｂの電圧も上昇する。
例えば、制御電源の内部抵抗とバランス抵抗値の比が８
：１の場合、直流電圧は負荷のある場合の約１．５倍に
上昇する。
：１の場合、直流電圧は負荷のある場合の約１．５倍に
上昇する。
これを防ぐには、制御電源の消費エネルギと同等のエネ
ルギを各バランス抵抗２０Ａ、 ２０Ｂで消費させる必
要があり、これは通常のバランス抵抗のエネルギより格
段に大きく、装置全体の効率を下げるという問題を生ず
る。
ルギを各バランス抵抗２０Ａ、 ２０Ｂで消費させる必
要があり、これは通常のバランス抵抗のエネルギより格
段に大きく、装置全体の効率を下げるという問題を生ず
る。
（発明が解決しようとする問題点）
本発明は、簡単な回路を用いてＤＣ／ ＤＣコンバータ
のトランジスタに印加される電圧を低くシ、これによっ
て４００ｖクラスの交流電源に対しても安定に動作する
経済的で信頼性の高い電源装置を提供することを目的と
している。
のトランジスタに印加される電圧を低くシ、これによっ
て４００ｖクラスの交流電源に対しても安定に動作する
経済的で信頼性の高い電源装置を提供することを目的と
している。
（問題点を解決するための手段と作用）本発明は、交流
電源を整流するダイオードブリッジの直流側に２組のコ
ンデンサを直列に接続した平滑回路を設け、このコンデ
ンサの中点と上記ダイオードブリッジの交淳側との間の
電圧を整流器を介して直流に変換し、この直流出力をＤ
Ｃ／ ＤＣコンバータなどを用いた制御電源回路に接続
し、さらに無負荷時の主直流回路の電圧の異常上昇を防
止するために、コンデンサと並列に電圧調整回路または
電圧制限回路を接続して主直流回路の電圧を制限する。
電源を整流するダイオードブリッジの直流側に２組のコ
ンデンサを直列に接続した平滑回路を設け、このコンデ
ンサの中点と上記ダイオードブリッジの交淳側との間の
電圧を整流器を介して直流に変換し、この直流出力をＤ
Ｃ／ ＤＣコンバータなどを用いた制御電源回路に接続
し、さらに無負荷時の主直流回路の電圧の異常上昇を防
止するために、コンデンサと並列に電圧調整回路または
電圧制限回路を接続して主直流回路の電圧を制限する。
このように無負荷時の電圧上昇を防止しているので、Ａ
Ｃ４００Ｖクラスの交流電源から簡単な回路でＤＣ３０
０Ｖ程度の直流電源が得られ、一方式ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの電源とすることが可能となる。
Ｃ４００Ｖクラスの交流電源から簡単な回路でＤＣ３０
０Ｖ程度の直流電源が得られ、一方式ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの電源とすることが可能となる。
（実施例）
本発明の一実施例を第１ｖ！ｉに示す。
第１図は従来の第６図に比べて出力側のインバータブリ
ッジ６の直流電圧を制限するための、電圧検出回路１３
、抵抗１４、ダイオード１５、トラジスタ１６から成る
電圧調整回路が追加されており、他は従来の第６図と同
じである。
ッジ６の直流電圧を制限するための、電圧検出回路１３
、抵抗１４、ダイオード１５、トラジスタ１６から成る
電圧調整回路が追加されており、他は従来の第６図と同
じである。
第１図において、ダイオ−ブリッジ２の直流側に初期充
電抵抗３Ａ、コンデンサ５Ａ、 ５Ｂ、初期充電抵抗３
Ｂを直列に接続し、初期充電完了後、接点４Ａ。
電抵抗３Ａ、コンデンサ５Ａ、 ５Ｂ、初期充電抵抗３
Ｂを直列に接続し、初期充電完了後、接点４Ａ。
４Ｂにより抵抗３Ａ、３Ｂを短絡する。抵抗２０Ａ、
２０Ｂはコンデンサ５Ａ、 ５Ｂにそれぞれ並列に接続
され、電圧分担の改善を図っている。
２０Ｂはコンデンサ５Ａ、 ５Ｂにそれぞれ並列に接続
され、電圧分担の改善を図っている。
ダイオードブリッジ２の交流側の一端（Ｖ相）とコンデ
ンサ５Ａ、 ５Ｂの中点ａとの電圧はダイオードブリッ
ジ２１によらて整流され、さらにコンデンサ２２で平滑
化されて制御電源用ＤＣ／ ＤＣコンバータの電源とな
る。
ンサ５Ａ、 ５Ｂの中点ａとの電圧はダイオードブリッ
ジ２１によらて整流され、さらにコンデンサ２２で平滑
化されて制御電源用ＤＣ／ ＤＣコンバータの電源とな
る。
上記の構成において、交流電源１が投入された瞬間は接
点４Ａ、 ４Ｂは開の状態であり、中点ａは交流電源１
を３相余波整流した電圧波形の中点となり、コンデンサ
５Ａ、５Ｂの充電が完了して接点４Ａ。
点４Ａ、 ４Ｂは開の状態であり、中点ａは交流電源１
を３相余波整流した電圧波形の中点となり、コンデンサ
５Ａ、５Ｂの充電が完了して接点４Ａ。
４Ｂが閉になった後も、ａ点は常にダイオードブリッド
２の直流側の中点電位となる。
２の直流側の中点電位となる。
この中点電位と交流電源１の１相Ｖとの間の電圧を考え
、例えば交流電源１の電圧４４０ｖとすると、この電圧
のピーク値は約６２０ｖとなり、コンデンサ５Ａ、 ５
Ｂはそれぞれ約３１０Ｖに充電されている。
、例えば交流電源１の電圧４４０ｖとすると、この電圧
のピーク値は約６２０ｖとなり、コンデンサ５Ａ、 ５
Ｂはそれぞれ約３１０Ｖに充電されている。
従って例えばＷ相に対してＶ相がピーク値６２０ｖに達
した時は、■相からダイオードブリッジ２１のｂ点→コ
ンデンサ２２→Ｃ点→ａ点→コンデンサ５Ｂ→ダイオー
ドブリッジ２→Ｗ相の回路で電流が流れ、コンデンサ２
２は交流電圧のピーク値からコンデンサ５Ｂま電圧を引
いた差電圧約３１０Ｖに充電される。
した時は、■相からダイオードブリッジ２１のｂ点→コ
ンデンサ２２→Ｃ点→ａ点→コンデンサ５Ｂ→ダイオー
ドブリッジ２→Ｗ相の回路で電流が流れ、コンデンサ２
２は交流電圧のピーク値からコンデンサ５Ｂま電圧を引
いた差電圧約３１０Ｖに充電される。
また、■相に対してＷ相がピークの場合はコンデンサ５
Ａを介してコンデンサ２２が充電され、約３１０■とな
り、また３相電源ではＵ相とＶ相との電位によっても充
電される。
Ａを介してコンデンサ２２が充電され、約３１０■とな
り、また３相電源ではＵ相とＶ相との電位によっても充
電される。
負荷時においては、コンデンサ５Ａ、 ５Ｂに蓄えられ
たエネルギは負荷によって消費されるので上記のような
電圧が得られるが、無負荷時には、コンデンサ５Ａ、
５Ｂに蓄えられたエネルギは制御電源の消費エネルギと
バランス抵抗２０Ａ、 ｚｏｏによってのみ消費され、
従って制御電源の消費エネルギとバランスするまでコン
デンサ５Ａ、 ５Ｂのエネルギは上昇し、バランス抵抗
２０Ａ、 ２０Ｂの電圧も上昇する。
たエネルギは負荷によって消費されるので上記のような
電圧が得られるが、無負荷時には、コンデンサ５Ａ、
５Ｂに蓄えられたエネルギは制御電源の消費エネルギと
バランス抵抗２０Ａ、 ｚｏｏによってのみ消費され、
従って制御電源の消費エネルギとバランスするまでコン
デンサ５Ａ、 ５Ｂのエネルギは上昇し、バランス抵抗
２０Ａ、 ２０Ｂの電圧も上昇する。
この時、電圧調整回路の電圧検出回路１３はこの異常上
昇電圧を検出し、トランジスタ１６をオンさせて放電抵
抗１４で余分なコンデンサのコネルギを消費させ、これ
によってコンデンサ５Ａ、 ５Ｂの電圧を制限する。所
定のレベルまでコンデンサ５Ａ、 ５Ｂの電圧が下ると
、電圧検出回路１３はトランジスタ１６をオフさせる。
昇電圧を検出し、トランジスタ１６をオンさせて放電抵
抗１４で余分なコンデンサのコネルギを消費させ、これ
によってコンデンサ５Ａ、 ５Ｂの電圧を制限する。所
定のレベルまでコンデンサ５Ａ、 ５Ｂの電圧が下ると
、電圧検出回路１３はトランジスタ１６をオフさせる。
上記のような回路構成を用いると、抵抗１４によるエネ
ルギの消費は過電圧が問題となるインバータの無負能状
態に限られることになり、通常の運転時には損失が発生
せず、従って＾Ｃ４００Ｖクラスの回路においても変圧
器を用いることなく、直列に接続したコンデンサの中点
と交流電源との１相聞電圧を整流して、交流電源の約１
／２のピーク電圧を得て、従来から広く用いられている
簡単な一石式ＤＣ／ ＤＣコンバータをそのまま接続す
ることが可能となり、小形で経済的な電源装置を得るこ
とができる。
ルギの消費は過電圧が問題となるインバータの無負能状
態に限られることになり、通常の運転時には損失が発生
せず、従って＾Ｃ４００Ｖクラスの回路においても変圧
器を用いることなく、直列に接続したコンデンサの中点
と交流電源との１相聞電圧を整流して、交流電源の約１
／２のピーク電圧を得て、従来から広く用いられている
簡単な一石式ＤＣ／ ＤＣコンバータをそのまま接続す
ることが可能となり、小形で経済的な電源装置を得るこ
とができる。
なお、電圧検出回路１３およびスイッチング素子１６は
、通常のインバータにおいて負荷からの回生電力を吸収
するために設けられる主回路用の電圧検出回路およびス
イッチング素子、電力吸収用抵抗と共用してもよい。
、通常のインバータにおいて負荷からの回生電力を吸収
するために設けられる主回路用の電圧検出回路およびス
イッチング素子、電力吸収用抵抗と共用してもよい。
本発明の他の実施例を第２図に示す。
第２図は第１図における電圧調整回路の代りに、コンデ
ンサ５Ａ、５Ｂに並列にリレー４０と放電抵抗１４から
成る電圧制限回路を接続し、異常電圧発生時にリレー４
０を閉じて余分なエネルギを放電抵抗１４で消費させ、
これによってチョッパ６に対する直流電源電圧の異常上
昇を防止している。
ンサ５Ａ、５Ｂに並列にリレー４０と放電抵抗１４から
成る電圧制限回路を接続し、異常電圧発生時にリレー４
０を閉じて余分なエネルギを放電抵抗１４で消費させ、
これによってチョッパ６に対する直流電源電圧の異常上
昇を防止している。
以上説明したように本発明によれば、無負荷時の電圧上
昇を防ぐ電圧調整回路または電圧制限回路を用いること
により、４００Ｖクラスの交流電源においても変圧器や
、複雑なりＣ／ ＤＣコンバータ回路を用いることなく
２００Ｖクラスに相当する一石式ＤＣ／ＤＣコンバー
タを用いることが可能な小形で信頼性の高い経済的な電
源装置を得ることができる。
昇を防ぐ電圧調整回路または電圧制限回路を用いること
により、４００Ｖクラスの交流電源においても変圧器や
、複雑なりＣ／ ＤＣコンバータ回路を用いることなく
２００Ｖクラスに相当する一石式ＤＣ／ＤＣコンバー
タを用いることが可能な小形で信頼性の高い経済的な電
源装置を得ることができる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明の他の実施例を示す回路図、第３図〜第６図はそれぞ
れ従来の電源装置の一例を示す回路図である。 １・・・交流電源 ２・・・ダイオード
ブリッジ３．３Ａ、３８１４．２ＯＡ、２０Ｂ・・・抵
抗 ４，４Ａ、４Ｂ、４０・・・リレー５．５Ａ、
５Ｂ、１１．２２・・・コンデンサ ６・・・インバ
ータブリッジ７・・・負荷電動機 ８・・
・変圧器９．１６・・・トランジスタ １０
・・・ダイオード２１・・・ダイオードブリッジ
１２・・・制御回路１３Ａ、 １３８．１４Ａ、 １４
Ｂ・・・ダイオード １５Ａ、１５Ｂ・・・リアクトル
１３・・・電圧検出回路 （８７３３） 代理人 弁理士 猪 股 祥 晃（ほ
か１名）第１図 Ａ 第 ２［４ 第 ３ 図 第４図 第５図 １］ 第６図
明の他の実施例を示す回路図、第３図〜第６図はそれぞ
れ従来の電源装置の一例を示す回路図である。 １・・・交流電源 ２・・・ダイオード
ブリッジ３．３Ａ、３８１４．２ＯＡ、２０Ｂ・・・抵
抗 ４，４Ａ、４Ｂ、４０・・・リレー５．５Ａ、
５Ｂ、１１．２２・・・コンデンサ ６・・・インバ
ータブリッジ７・・・負荷電動機 ８・・
・変圧器９．１６・・・トランジスタ １０
・・・ダイオード２１・・・ダイオードブリッジ
１２・・・制御回路１３Ａ、 １３８．１４Ａ、 １４
Ｂ・・・ダイオード １５Ａ、１５Ｂ・・・リアクトル
１３・・・電圧検出回路 （８７３３） 代理人 弁理士 猪 股 祥 晃（ほ
か１名）第１図 Ａ 第 ２［４ 第 ３ 図 第４図 第５図 １］ 第６図
Claims (1)
- 交流電源をダイオードブリッジおよび平滑用コンデン
サを介して直流に変換し、インバータまたはチョッパに
直流電源を供給する電源装置において、上記交流電源の
１相と上記直流電源の中間電位の間の交流電圧を整流し
た制御電源回路と、上記直流電源電圧を所定以下に制限
する電圧調整回路または電圧制限回路を設けたことを特
徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26542987A JPH01110060A (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26542987A JPH01110060A (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01110060A true JPH01110060A (ja) | 1989-04-26 |
Family
ID=17417034
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26542987A Pending JPH01110060A (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01110060A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011016517A1 (ja) * | 2009-08-07 | 2011-02-10 | ダイキン工業株式会社 | 電圧平滑回路 |
| WO2014141686A1 (ja) * | 2013-03-14 | 2014-09-18 | パナソニック株式会社 | インバータ装置 |
| EP3089340A1 (de) * | 2015-04-23 | 2016-11-02 | Dr. Johannes Heidenhain GmbH | Schaltnetzteil zur versorgung eines umrichters |
| WO2017122317A1 (ja) * | 2016-01-14 | 2017-07-20 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1987
- 1987-10-22 JP JP26542987A patent/JPH01110060A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011016517A1 (ja) * | 2009-08-07 | 2011-02-10 | ダイキン工業株式会社 | 電圧平滑回路 |
| US9001536B2 (en) | 2009-08-07 | 2015-04-07 | Daikin Industries, Ltd. | Voltage smoothing circuit for smoothing voltage from power supply |
| WO2014141686A1 (ja) * | 2013-03-14 | 2014-09-18 | パナソニック株式会社 | インバータ装置 |
| EP3089340A1 (de) * | 2015-04-23 | 2016-11-02 | Dr. Johannes Heidenhain GmbH | Schaltnetzteil zur versorgung eines umrichters |
| US9923452B2 (en) | 2015-04-23 | 2018-03-20 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh | Switched-mode power supply for powering a frequency converter |
| WO2017122317A1 (ja) * | 2016-01-14 | 2017-07-20 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
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