JPH01114202A - ミクサの出力信号の擾乱信号成分を低減する方法とこの方法を実行するために形成されたミクサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、混合器の出力信号中の反射周波数を含めた
擾乱信号成分を低減する方法に関するもので、この混合
器は少なくとも二個の変調器を有し、少なくとも二個の
変調器の一方に導入した搬送信号及び変調信号が少な（
とも一個の他の変調器に導入した搬送信号又は変調信号
に対して所定の位相のずれを有するように、両方の変調
器の第一入力端に周波数ｆ０の搬送信号を、また第二入
力端に周波数ｆ、の変調信号を導入し、再変調器の出力
信号を混合器の出力信号に組み合わせて、その周波数は
搬送信号と変調信号の周波数の和に等しい。

この様な混合器は、一般に自乗混合器で公知であって、
変調信号を９０°位相をずらし導入する二つの変調器を
保有している。この自乗混合器は、混合周波数ｆ。十ｆ
ｍ又はｆ。−ｒｌを有する所望の出力信号の外に反射周
波数を含めて他の全ての混合積を理論的に抑制するので
、幅広い応用が見られる。実際のところ、リング変調器
を非常に入念に調整したとしても、周波数ｆ。＋ｆｍ又
はｆ、−ｆ、の純粋な出力信号を得ることができず、他
の混合積の周波数を有する出力信号も生じる。

この原因は、実質上変調器の特性が純粋な二次式でない
こと、変調器の完全な対称性が得られないこと、変調器
に使用している９０°位相遅延器が周波数依存及び付加
依存すること、回路構成に過応答が生じること、変調器
の入力及び出力インピーダンスが最終的には一定になら
ないことにある。

＝４　＝ それ故、上記の自乗混合器を用いて達成できるこれまで
の望まない混合積の抑制は加算周波数を有する出力信号
に比べて３０ｄｂまでにしかならなく、発生した擾乱信
号を抑圧するため、例えば四個の変調器を使用する西独
特許第３５１６４９２号公報から公知の補償回路のよう
な複雑な回路装置が使用される。

他方、この自乗混合器は変調器又は復調器としてではな
く、高安定性のＨＦ発生器としても重要な意義を持って
いる。この場合、ＨＦＩＩ送信号を発生させるため、高
安定度の発振器が使用されるが、混合信号を発生させる
ためには、一個の発生器で充分で、この安定度は変調信
号の周波数が搬送信号の周波数より低い係数と同じ係数
はど、搬送信号を発生させる発振器の安定度より低い。

高安定発生器を必要とする応用に対して、以下のことも
重要である。即ち、出力信号が非常に純粋であるため、
上記自乗混合器の出力信号の純粋度が改良され、変調回
路、加算回路又は減算回路のような付加的な回路群を使
用して回路の経費を」−昇させることがなく、特に原理
的に全ての回路群内体ある範囲で信号の歪みに関与し、
非常な純粋な出力信号の発生に対して反作用を及ぼす時
、受は入れされる点である。

それ故、この発明の課題は少ない経費で望ましくない混
合周波数から大幅に解放された混合器の出力信号を得る
ことのできる方法を提供することにある。

上記の課題は、この発明により以下のように解決されて
いる。即ち、各混合器に変調信号として所望の変調周波
数ｆ、に相当する繰り返し周波数を有する一連のＭ個の
直流電圧信号を導入し、前期列の個々の直流電圧信号は
全ての変調器に同時に導入したｍ次の直流電圧信号の組
み合わせが混合器の出力信号を発生させるような大きさ
を有し、前期出力信号は搬送信号の周波数と、直流電圧
信号の全ての組み合わせに対して共通な所定の振幅と、
直流電圧信号の各組み合わせに付属する位相１’ｎＸ（
３６０°／Ｍ）、ここでＭとｍは１≦ｍ≦Ｍ、を有し、
前期出力信号の振幅と位相を特徴付けるベクトルの終点
が階段状に完全な円を描くことによって解決している。

この発明による方法では、望ましくない混合信号を理論
的な必要性をできる限り広範に対応する回路構造を改良
することによって、あるいは複雑な補償処置によって除
去することを追求するのでなく、回路構造中に内在する
欠陥を意識的にむしし、はぼ理想的な出力信号が生じる
ような方式で変調器に修正した変調信号を導入して補償
することにある。出力信号に望ましくない混合積が約２
０ｄｂはど抑圧される自乗混合器の場合、この発明によ
る方法を応用することにより難無く望ましくない混合積
を約５０ｄｂまで抑制することが達成される。このよう
にして達成された自乗混合器の負荷特性の改良は新しい
応用分野を開拓し、分析装置の周波数処理に生じる、特
に核磁気共鳴、イオンサイクロトロン共鳴等のような装
置に高安定ＨＦ信号と純粋度を必要とする、幾つかの問
題を解決する可能性を提供する。

この発明は、他の利点を提示している。つまりこの発明
は二つのリング変調器のある自乗混合器の場合に利用で
きるだけでなく、１２０°又は９０°の位相差を有する
搬送信号が導入される変調器として三個又は四個の電子
制御で、きる減衰回路を使用した混合器の完全に新しい
構造も可能である点にある。この場合、前期減衰回路の
一つは予め定めて一定減衰値に設定できる。減衰回路を
使用する場合、必要な部品の数はリング変調器を用いる
場合に比べて多くなるが、それでも減衰回路の構造はリ
ング変調器のそれより大幅に単純化されので、全体とし
て混合器の構造に重大な単純化が生じる。

変調器の入力端に印加される直流電圧を発生させること
は、多様な方法で行える。例えば、変調信号を発生させ
る発振器に後続している補正装置を使用するとか、ある
いは検出した電圧値をアナログ又はデジタルの形にして
記憶し、読み出すことによって行える。

この発明による方法の特に有利な実施形状では、直流電
圧の個々の組み合わせの電圧値をデジタル＝９− 計数値として記憶し、所望の変調周波数を与えるタイミ
ング周波数で読取り、対応するアナログ信号に変換し、
この信号を変調器に導入する。

この方法を使用することは、必要な個々の電圧値を高精
度で呼び出せると言う特別な利点の外に、自乗混合器が
所定の振幅と望ましい位相を有する出力信号を供給する
まで、記憶すべきデジタル計数値をその都度長く変更し
、その様に決めた計数を各位相に付属する位置に記憶す
ることが比較的簡単になる。

西独特許箱３００７９０７　Ａ１号公報及び米国特許筒
４０９０１４５号公報から、変調信号を正弦・余弦の表
から計数値を読み出して発生させるデジタル変調器は公
知である。しかしながら、この公知の混合器では、変調
器はデジタル乗算器によって形成され、この乗算器には
重畳すべきＨＦ信号もＡ／Ｄ変換後、デジタル計数値の
列として導入され、前期乗算器の出力信号は、更にデジ
タル演算処理されるデジタル信号である。

この発明による方法の実施例と前記従来技術と＝１０− の間の差異は、ただ通常の構造の自乗混合器を使用し、
変調器に対する変調信号が、変調信号を決める周期で正
弦又は余弦表から読み取った数をアナログ信号に変換す
ることによって発生する点にあるのではない。むしろ、
この発明の方法を利用する場合、正弦又は余弦表の数の
個所に実験的に定めた値が生じる。この値は、記憶した
値を割り当てた位相に一致する位相と所定の振幅を有す
る出力信号を事実上供給する。

それぞれ二つの入力端を有する少なくとも二個の変調器
と、周波数ｆ０の１般送信号を発生させ、出力端が一方
の変調器の第一入力端に直接接続し、少なくとも一個の
他の変調器の第一入力端に位相変換器を介して接続して
いる第一ＨＦ発生器と、変調器の数と同じ数の互いに位
相のずれた周波数ｆ、の変調信号を発生させ、この変調
信号の各一個を前記変調器の一つの第二入力端に導入す
る発生器とを有する混合器も、この発明の対象である。

この発明によれば、互いにずれた位相差の変調信号を発
生させる発生器がデジタルシンセサイザーとして形成し
てあり、この発生器には角度の値に付属している変調信
号の電圧値に対応する数値用の記憶器と、この記憶器に
後続し、出力端が混合器のそれぞれ一つの第二入力端に
連結しているデジタル／アナログ変換器と、変調周波数
を決める周期に従って記憶器から数値を読取り、この数
値をデジタル／アナログ変換器に導入する装置とがある
。これ等の変換器は、上記数値に対応する電圧値を変調
器に導入する。前記の記憶器は、各角度の値に対して実
験的に突き止めた数値の組み合わせを保有している。こ
の組み合わせは、混合器の出力信号として搬送周波数と
、所定の一定振幅と、角度の値に一致する位相とを有す
る信号を与える。

既に述べたように、この様な混合器では二個のリング変
調器を存する自乗混合器が問題となる。

この混合器の変調器は、三個ないしは四個の電子制御減
衰回路によっても形成できる。四個の減衰回路又はアテ
ネータの場合には、搬送信号と変調信号を９０°位相の
ずれたそれぞれ四つの循環酸分に分割する必要がある（
０°、９０°、１８０’、２７０°）。出力信号は四つ
の部分信号から合成され、これ等の部分信号は１８０°
はど位相のずれた成分の対から成るので、各対はリング
変調器に似て混合器の出力信号に対して任意の正や負の
寄与を与える。アテネータを完全に零で使用する必要も
ない。

一定振幅と任意の位相を有する出力信号を発生できる可
能性のみが重要であるので、独立した二つの線型変調信
号を使用すると、基本的に充分である。位相は完全に３
６０°ずれるので、符号の変化を生じさせない簡単なア
テネータを使用する場合、少なくとも三個のアテネータ
から出発する必要がある。対称配置では、それぞれ１２
０°位相のずれた三つの成分に分割できる。基本的には
、一個のアテネータの減衰係数を一定に維持し、他の二
つを変えることで充分である。一定値と所望の位相位置
を有する全体の信号への寄与を加算する条件を必ず満た
す必要がある。この前提の基に、二つのリング変調器、
あるいは混合器の三個又は四個のアテネータに対する変
調電圧を自由に選択できる。従って、特に個々の変調信
号用の理想的な機能電子部品に対して出力信号の位相の
関数として最早必然的な正弦波形が生じる。この場合に
は、勿論個別信号が位相値で出力信号より大きいことを
大目に見る必要がある。

以下に、この発明を図面に示した実施例に基づきより詳
しく記載し説明する。説明と図面から読み取れる構成は
、この発明の他の実施形状の場合それたけによる個別利
用、又は任意の組み合わせにした多数による利用で見出
せる。

第１図には、搬送周波数ｆ。と変調周波数ｆｍを混合し
て可変周波数のＨＦ信号を発生させる通常の自乗混合器
が示しである。従って、図示した回路配置には搬送周波
数ｆ０を有する信号を発生させるＨＦ発生器１がある。

この場合、高い安定度の水晶発振器が問題になる。通常
の利用では、搬送周波数ｆ。は数百メガヘルツの範囲に
ある。

ＨＦ発生器１の出力信号は、増幅器２を介して負荷分割
器３に導入される。前記分割器の出力端は第一リング変
調器４に直接、また９０’位相変換器６を介して第二リ
ング変調器５に接続している。リング変調器４と５の出
力信号は、加算回路７によって統合され、他の増幅器８
を介して自乗混合器の出力端９に導入される。

リング変調器４と５に導入すべき周波数ｆカの変調信号
は、一個のデジタルシンセサイザー１１、二個のデジタ
ル記憶器１２と１３及び二個のデジタル／アナログ変換
器１４又は１５がある回路装置によって発生している。

前記変換器の出力端は、リング変調器４と５の変調入力
端の一つにそれぞれ連結している。記憶器１２と１３で
は、例えばＦＲＯＭが取り扱われているが、周期振動の
角度値を割り当てである個所に、電圧値に相当する数値
が記憶しである。この数値はデジタルシンセサイザー１
１に導入された信号に関連して読取され、付属するデジ
タル／アナログ変換器１４又は１５に導入される。この
方法では、両方の記憶器１２と１３に正弦又は余弦の表
が記憶しである場合、９０°・位相のずれた正弦波又は
余弦波の信号が生じる。変調信号の周波数ｆ。は、デジ
タルシンセサイザー１１から出力したタイミング信号の
周波数で生じる。このタイミング信号は、電圧値を記憶
器１２．１３から読取させる。この方法で発生した変調
信号の周波数ｆｍは、通常原点の近くで数百キロヘルツ
の範囲にある。

第２図には、通常の方法で記憶器１２．１３に純粋な正
弦又は余弦の表を記憶した場合に対する第１図の自乗混
合器の出力信号のスペクトルが示しである。搬送波ｆ０
は５００ＭＨｚで変調周波数ｆＩ、ｌは１００ｋＨ２で
ある。周波数ｆ　ｏ　　ｊ　ｌｌｌの主ピークの外に、
１００ｋＨ２毎の間隔で多数の他のピークが生じること
が分かる。これ等のピークは別な混合成分の存在を示し
ている。この場合、所望の混合信号に対して約１５ｄｂ
はど減衰したピーク２１．２２が生じている。

この発明によれば、記憶器１２．１３には良く知られた
正弦又は余弦の表ではなくて、実験的に決めた値が記憶
しである。この値をリング変調器４．５に導入する電圧
に変換すると、自乗混合器の出力端９に搬送周波数ｆ０
の信号が生じ、この信号は、導入した搬送信号が一定振
幅の場合、所定の振幅の出力信号を出力し、その位相は
正確に角度値に一致し、この角度値に対してリング変調
器４，５に導入された直流電圧の対の大きさを決める数
値が記憶されている。上記の値がデジタルシンセサイザ
ー１１の助けで変調周波数を決める順序で読取されると
、リング変調器４．５には正弦波信号でなく、正弦関数
に比１べて歪んだ信号を、自乗混合器の誤差を補償し、
所望の混合周波数ｆ。−ｆ６の外に、非常に僅かな他の
混合成分しか含まない出力信号が得られる様に供給する
。この種の修正値の使用結果は第、３図に再び示しであ
る。

明らかに、第３図のスペクトルには非常に強い成分２１
．２２が完全に消えていて、周波数ｆｏ−ｆ、を有する
所望の出力信号の近傍にのみ所望の信号に比べて約５０
ｄｂはど減衰したスペクトルが生じる。この発明による
方法の助けで生じた自乗混合器の出力信号の改良は、明
白でこれ以上説明を必要としな、い。

第４図には、この発明の方法に従って動作する自乗混合
器の助けで得られた出力信号の別なグラフが示しである
。第一行に再掲した図（ａ）は周波数ｆｏ＝１００ＭＨ
ｚを有する純粋な搬送信号のスペクトルを示す。他のグ
ラフ（ｂ）と（Ｃ）は変調周波数ｆ、＝１００ｋＨｚを
有する変調信号を混合させた場合の加算信号又は減算信
号を示している。従って、その下に示したグラフはそれ
ぞれ周波数２００ｋＨｚ、２００ｋＨｚ及び４００ｋＨ
ｚの変調信号で混合した結果が示す。明らかに、所望の
出力信号ｆ０±ｆｏ以外に生じる擾乱信号成分は約５０
ｄｂはど減衰することが分かる。これ等のグラフは、期
待されるように、得られた改良が変調信号の周波数に全
く関係してないことも示している。

第５図には、擾乱成分からほぼ無関係な出力信　　′号
を得るためリング変調器に導入されるのに必要な電圧値
を突き止めるこを可能にする回路構造が示しである。第
５図の上部は第１図に示した自乗混合器の構造の主要部
９分が再掲しているので、この回路構造を改めて説明す
る必要はない。もちろん、デジタルシンセサイザーを欠
き、電算機３２によって決めた数値を入力できる記憶器
１１２゜１１３によってＦＲＯＭを交換できる。電算機
３２は、切換可能なアナログ／デジタル変換器３１を介
して自乗混合器の入力端と出力端に接続されている。こ
の電算機は、ＨＦ信号の瞬時電圧の走査値を再現するア
ナログ／デジタル変換器３１から供給された数値から、
ＨＦ振動の振幅と位相を決める位置にある。正弦振動を
検出するには、−周期当たり二つ以」−の走査が必要で
、上に説明したように、関心のある応用では、搬送周波
数ｆ０ば数百メガヘルツの領域にあるので、充分早い走
査は最早簡単には行えない。それ故、第５図に示した回
路配置では、ＨＦ発生器１から出力された１般送信号も
、自乗混合器の出力信号もそれぞれ一個の増幅器３３又
は３３′と一個のリング変調器３４又は３４′を介して
アナログ／デジタル変換器３１に導入される。この変調
器中では、前記信号がＨＦ発生器３５によって供給され
る高周波信号で重畳される。周波数ｆｍは、例えばｆ。

−４ＭＨｚになるので、リング変調８３４．３４’は周
波数４　Ｍ　Ｈｚの信号を残す。リング変調器３４゜３
４′の出力信号は、対応する低域濾波器３６゜３６′を
経由してアナログ／デジタル変換器３１に導入される。

この変換器は１０ＭＨ７，のタイミング周期で動作し、
この周波数で走査する電圧値に相当する数値を供給する
。これに対応してプログラムした電算機３２は、その時
自乗混合器の出力端９から出力した信号の振幅と位相を
ＨＦ発生器１から出力した搬送信号の振幅と位相と比較
する状態にあり、目標値からずれている場合、記憶器１
１２，１１３にあり、自乗混合器の出力信号の振幅と位
相を決める数値を、変換した出力信号がそれぞれ正しい
位相と正しい振幅を有するまで系統的に変更される状態
にある。このように突き止めた数値は、次いで永続的に
記憶され、特に第１図の自乗混合器に使用したＦＲＯＭ
］、２．１３に伝送される。即ち、全体の値が連続して
検出され、記憶される。これ等の値は、一定の振幅とそ
れぞれ正しい位相を有する自乗混合器の出力信号を与え
る充分詰まった列の数値に割り当てである。

これ等の値を検出する場合に行われる周波数変換は、さ
したる誤りに導かない。その理由は、二つのリング変調
器３４．３４’の異なった挙動が、周波数変換時に、搬
送信号又は出力信号から導びかれた信号間の振幅比と位
相差に影響を及ぼさないく、しかしこの影響は一定であ
るので、一定の振幅比の保持も各相対位相の決定も損な
われない。

第６図に示した混合器は、第１図の自乗混合器に対して
以下の点で異なっている。即ち、この混合器はリング変
調器の代わりに、電子制御できる減衰回路又はアテネー
タを保有している点である。

この様な減衰回路はリング変換器に反して、入力信号に
対して１８０°位相のずれた出力信号（即ち、負の信号
）を出力できないので、これ等の減衰回路の少なくとも
一個に「負」の位相の出力信号を供給するような位相差
の搬送信号を減衰回路に導入する必要がある。前記の位
相□は、他の減衰回路の出力信号と組み合わせて、この
出力信号を−２０　＝ 表すベタ１〜ルが完全な円を描く可能性を与えてくれる
。これに対しては、それぞれ１２０°位相差の搬送信号
が導入される三個の減衰回路で充分である。

従って、第６図に示した変調器には、再び周波数ｆ。の
搬送信号を発生させるＴ（Ｆ発生器４１がある。この発
生器の出力信号は増幅器４２を介して出力分割器４３に
導入される。この分割器の出力端は、第一減衰回路４４
に直接、またそれぞれ遅延回路４７又は４８を介して他
の二つの減衰回路４５．４．６に連結している。これ等
二つの遅延回路の内、第一遅延回路４７は１２０°の位
相の差を、また第二遅延回路４８は２４０°の位相差を
与える。減衰回路４４，４５．４６の出力信号は、加算
回路４９によって再び統合され、他の増幅器５０を経由
して混合器の出力端５１に導入される。

既に述べたように、減衰回路４４，４５．４６は電子制
御される。つまり、減衰度は減衰回路に導入する電気信
号で調節できる。前記の信号は、＝２２− 減衰回路に周波数ｆｍの変調信号の形にして導入され。

この変調信号は、第１図で説明した方法と同じ様に、一
つのデジタルシンセサイザー６１゜三個のデジタル記憶
器６２，６３．６４及び三個のデジタル／アナログ変換
器６５，６６．６７によって出来る。前記変換器の出力
端は、それぞれ減衰回路４４，４５．４６の制御入力端
の一つに接続している。記憶器６２，６３．６４では、
再び周期振動の位相角に相当する位置に、電圧値に相当
する数値が収納しである。これ等の数値は、デジタルシ
ンセサイザー６１から送られた信号に応して読取され、
付属するデジタル／アナログ変換器に導入される。例え
ば、再びＰＲＯＭで形成した記憶器６２，６３．６４に
収めた数値は、上で説明した方法で、記憶した数値を循
環走査する場合出力信号を形成するベクトルが円を回る
ように決定される。この方法で、ここでも記憶した数値
を変調周波数ｆ、に相当するタイミング周波数で走査す
る場合、デジタルシンセサイザー６１によって、搬送周
波数ｆ。に対して変調信号の周波数ｆ、、１はどずれた
出力信号が形成される。

第７図のグラフには、１２０°位相のずれた三つの出力
信号ｓ＋、ｓｚ、ｓｚから、加算信号Ｓ−８＋＋Ｓ２＋
Ｓ３がどのように形成されるかが示しである。三成分Ｓ
　＋、Ｓ　２．　Ｓ　３の振幅を変え・で、任意の位相
で一定の振幅の加算信号Ｓが形成できることが簡単に分
かる。これ等の出力信号を発生さる過程は、周知のよう
に位相のずれた三つの交流電圧によって回転基を形成す
ることに相当する。

第７図に示しであるように、この場合、勿論加算信号の
振幅はこの加算信号を形成する三成分、の一つ又はそれ
以上の振幅より小さい。更に、三信号成分の一つが振幅
変調を受けないで、一定に維持できるので、第６図の混
合器の場合、当然位相のずれた三つの信号を組み合わせ
る時にも、・制御される減衰回路の一つを省略できるこ
とが簡単に分かる。

第６図の実施形状に似た混合器は、それぞれ９０°位相
のずれた搬送信号が導入される四個の減衰回路を使用し
であると構成できる。第８図に示＝２３− すように、この場合、出力信号は９０．°の位相差を有
する搬送周波数が導入され、それに応じてベクトルによ
って描かれる円の四分象限を限定するそれぞれ二つの減
衰回路が、この四分象限にある任意の位相の出力信号を
発生させるため、充分である。即ち、第８図のグラフで
第一象限に限定される出力信号Ｓ、と８２が出力信号Ｓ
を発生させる。他方、第３象限に限定される出力信号９
３と８４は、この第三象限にある出力信号Ｓ′、を発生
させる。同様に、第二及び第四象限にある混合器の出力
信号は減衰回路の出力信号Ｓ２とＳ、又はＳｌとＳ４を
発生させる。この構造は、当然減衰回路が完全に遮断さ
れると言うことを前提としている。しかしながら、この
様な遮断は、強い減衰が生じる場合残った信号が１８０
°位相のずれた搬送信号を導入する減衰回路の対応する
大きい出力信号によって補償される時、不要である：こ
の発明は、混合過程によって周波数の可変できる高い安
定度で純粋な出力信号を発生させる可能性を簡単に提供
することは明らかである。基本的には、この発明によっ
て形成され、駆動される混合器は約１００ｋＨｚの搬送
周波数で利用できる。有利な導入領域では、１０ＭＨｚ
より大きい搬送周波数が生じる。応用例は、例えば、Ｎ
ＭＲスペクトルメータで結合周波数を発生させること、
即ち１００ＭＨｚの領域のプロトン周波数を発生させる
ことはである。この周波数は、ＮＭＲ周波数を正確に調
整できるため、最大±１００　ｋ　Ｈｚだけずらせる必
要がある。他の応用分野は、ＣＷスペクトルメータの励
起信号を発生させることにある。この周波数は同じ様に
前記の範囲にあり、杓±１００ｋＨｚ連続的に調整でき
る必要がある。

この様な混合器の動作周波数の上限はギガヘルツの領域
にある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明によって形成された自乗混合器のブ
ロック回路図。 第２図は、従来技術の正弦又は余弦表を使用している第
１図の自乗混合器の出力信号のスペクトル図。 ＝２６− 第３図は、この発明による実験的に突き止めた電圧値の
表を使用している第１図の自乗混合器の１図の自乗混合
器の別な出力信号のスペクトル図。 第５図は、この発明に従って使用すべき値の対を決める
回路構造のブロック図。 第６図は、三個の減衰回路を装備したこの発明によって
形成した混合器のブロック回路図。 第７図は、第６図の混合器の出力信号に対して減衰回路
の出力信号の組み合わせを説明する表示グラフ図。 第８図は、四個の減衰回路を装備した混合器に対して第
７図に僚た表示グラフ図。 図中引用記号： １．３５・・・ＨＦ発生器、 ２．８・・・増幅器、 ３．３３．３３’　　・・・負荷分割器、４．５，３４
．３４’　　・・・リング変調器、６．４７．４８・・
・位相遅延回路、 ７・・・加算回路、 １１．６１・・・デジタルシンセサイザー、１２．１３
，１１２，１１３，６２，６３．６４・・・記憶器、 １４．１５，３１，６５，６６．６７・・・デジタル／
アナログ変換器、 ３２・・・電算機、 ４４．４５．４６・・・減衰回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、少なくとも二個の変調器があり、それ等の第一入力
   端に周波数ｆ＿０の搬送信号が、また第二入力端に周波
   数ｆ＿ｍの変調信号が導入され、前記少なくとも二個の
   変調器の一方に導入された搬送信号と変調信号は、少な
   くとも一個の他の変調器に導入される搬送信号又は変調
   信号に比べて、所定の位相差を有し、上記出力信号を混
   合器の出力信号と組み合わせ、混合器の周波数は前記搬
   送信号と変調信号の周波数の和に等しい混合器の出力信
   号の反射周波数も含め、擾乱信号成分を低減する方法に
   おいて、 それぞれの混合器には、変調信号として所望の変調周波
   数ｆ＿ｍに対応する繰り返し周波数を有する一連のＭ個
   の直流電圧信号が導入され、各列の個々の直流電圧信号
   は、全ての変調器に同時に導入されるｍ次の直流電圧信
   号の組み合わせは混合器の出力信号を発生させ、この出
   力信号は搬送信号の周波数、直流電圧信号の全ての組み
   合わせに共通な所定の振幅と直流電圧信号の各組み合わ
   せに付属する位相ｍｘ（３６０°）、ここで、Ｍとｍは
   １≦ｍ≦Ｍの整数、を有し、前記出力信号の振幅と位相
   を特徴付けるベクトルの終点が段階的に完全な円を描く
   ことを特徴とする方法。 ２、直流電圧信号の個々の組み合わせの電圧値をデジタ
   ル信号として記憶し、所望の変調周波数を与えるタイミ
   ング周波数で読取り、次いで変調器に導入した対応する
   アナログ信号に変換することを特徴とする請求項１記載
   の方法。 ３、それぞれ二つの入力端を有する少なくとも二個の変
   調器と、出力端を一方の変調器の第一入力端に直接接続
   し、位相遅延回路を介して少なくとも一個の他の変調器
   の第一入力端に連結している周波数ｆ＿０を有する搬送
   信号を発生させる第一ＨＦ発生器と、変調器の数と同じ
   数の位相のずれた変調信号を発生させ、それ等の変調信
   号のそれぞれ一つが変調器の第二入力端に導入される発
   生器とを装備し、特許請求の範囲第２項の方法を実行す
   る混合器において、 互いに位相のずれた変調信号を発生させる発生器をデジ
   タルシンセサイザーとして形成し、この発生器は角度値
   に付属する変調信号の電圧値に相当する数値に対する記
   憶器と、出力端を各一つの混合器の第二入力端に接続し
   た前記記憶器に後続するデジタル／アナログ変換器と、
   変調周波数を定める周期に従って記憶器から数値を読取
   り、この数値を前記デジタル／アナログ変換器に導入す
   る装置と有し、前記デジタル／アナログ変換器は数値に
   対応する電圧値を変調器に導入し、記憶器は各角度値に
   対して、混合器の出力信号として搬送周波数と所定の固
   定振幅と角度値に一致する位相位置を有する信号を与え
   る実験的に決めた数値の組み合わせを保有していること
   を特徴とする混合器。 ４、混合器には、９０°の相対位相差を有する搬送信号
   が導入される二つのリング変調器があることを特徴とす
   る請求項３記載の混合器。 ５、混合器は、変調器としてｎ個の電子制御できる減衰
   回路を有し、これ等の回路に３６０°／ｎの相対位相差
   の搬送信号が導入され、ここでｎ＝３又は４であること
   を特徴とする請求項３記載の混合器。 ６、一個の減衰回路は、予め定めて一定の減衰に調整し
   てあることを特徴とする請求項５記載の混合器。