JPH0113294B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

この発明は、電力系統の母線を保護する差動継
電器に関する。 通常、母線には多数の引出線が接続されている
ので、母線の故障は影響が大きい。従つて、母線
は、亘長が短く、故障発生の確率が低いものであ
つても専用の保護継電器を備えて保護されている
ものが多い。この保護継電器は、母線に接続され
ている各引出線上に変流器を設け、これにより検
出された電流についての代数和を求め、この代数
和の値から当該母線の内部事故か又は外部事故か
についての判定を行つている。 しかし、このような判定によると、変流器の非
線形特性等による誤差が大きい場合は、電流の代
数和が零にならず、内部事故がないのにあるとす
る誤判定が発生し得る。通常、このような誤差に
よる影響を少なくするため、変流器に流れる事故
電流の範囲内では、変流器の入出力特性の線形性
を保持できることを条件にして変流器を差動接続
することが行われている。この場合、事故電流に
より変流器が飽和に至るまでどの程度の余裕があ
るかについて予め確認しておくことを必要とす
る。 差動継電器は差動電流又は電圧の値が所定値
（整定値）以上で応動するように構成され、その
所定値を前述の変流器の励磁特性を考慮して設定
する。この場合、電流の大きさに応動する継電器
では検出し得る最小の内部事故電流を規定でき、
一方電圧の大きさに応動する継電器では通過し得
る最大の外部故障電流を規定できる。しかし、前
者は変流器の特性が誤動作に影響し、後者は変流
器の特性が不動作に影響する欠点がある。後に後
者は、差動接続した変流器の二次側に接続するた
め、内部事故時にこの二次側に高電圧が発生し、
絶縁を破壊する恐れもある。 従来、この種の差動継電器のうち変圧形差動継
電器としてて第１図に示すものがあつた。第１図
において、１は保護対象の母線、１−１〜１−ｎ
は一端を母線１に接続し、他端を図示なしの送電
線、変圧器、発電機等に接続した引出線、２−１
〜２−ｎは各引出線１−１〜１−ｎに設けられた
変流器、３は高インピーダンスの抵抗、４はロー
パス・フイルタ、５はローパス・フイルタ４及び
抵抗３を介して変流器２−１〜２−ｎに接続さ
れ、高インピーダンスの電圧検出回路を構成する
リレー、６は非直線特性を有し、印加される電圧
が所定値以上となると低インピーダンスになるア
レスタ、７はアレスタ６を介して変流器２−１〜
２−ｎに接続される電流リレーである。 次に、第２図に示す第１図の等価回路図を参照
して動作を説明する。第２図において、８−１〜
８−ｎは変流器２−１〜２−ｎの変流器２次励磁
インピーダンス、r₁，r₂，………r_o-1は変流器２
−１，２−２；………；２−ｎ−１，２−ｎ間の
リード線抵抗、９は差動継電器の等価的な抵抗で
ある。外部事故において、図示のように引出線１
−１〜１−ｎに電流I₁〜Inが流れると、抵抗９と
変流器２−ｎの接続点には電流i₁＋i₂＋………＋
i_o-1が流れ、これのリード線抵抗での電圧降下に
より電圧Vexnが発生し、励磁電流iexnおよび差
動電流i_Dが流れる。差動電流i_Dが大きくなると、
抵抗９、即ち差動継電器が誤動作する。 第３図は第１図に示す変流器２−１〜２−ｎの
２次励磁特性を示すグラフである。電圧V_exoは電
流i_exoが曲線のどの位置に来るかで定まり、通常
はニー・ポイント電圧V_Kに対して十分低く、変
流器２−１〜２−ｎが飽和しない範囲で選ぶ。こ
の値に基づき、その１乃至２倍に差動継電器の動
作電圧V₃を整定する。内部故障時の最小検出電
流I_Fnioは I_Fnio＝ａ（nI_exl＋V_Z／R_D） により定まる。ここで、ａは変流比、I_exlは整定
値V_Zに相当する特定の変流器の２次側の励磁電
流、ｎは変流器数である。上式から明らかなよう
に、最小検出電流I_Fnioは、励磁電流I_exl即ち変流
器の励磁特性に依存し、かつ、変流器数ｎに比例
する。しかし、故障電流が外部へ流出し、それに
直流分を含む場合も変流器のインピーダンスが低
下し、差動回線のインピーダンスを短絡する方向
に作用するので、外部故障に強いという一面もあ
る。 従来の差動継電器は、以上のように構成されて
いるので、内部事故時の電流検出感度を自由に設
定できず、また電流が高インピーダンスに向つて
流れ、変流器の２次回路の絶縁を脅かす欠点があ
つた。 ところで、第２図で差動継電器の等価抵抗９が
低インピーダンスのばあいを考える。変流器２−
１〜２−ｎの特性を全てを同一、その２次側に電
流i₁，i₂………i_oが流れ、１次、２次間の電流比
をａ、引出線１−１〜１−ｎに電流I₁，I₂………
Inが流れるとすると、 となる。 一方、変流器２−ｎが飽和すると、２次電流
in、１次電流１／ａIn、励磁電流iexnの関係は、 i_o＝１／ａIn−i_exo ……(2) となる。抵抗９に流れる差動電流i_Dは、 i_D＝i₁＋i₂＋………＋i_o-1＋i_o １／ａ（I₁＋I₂＋………＋I_o-1＋I_o）−i_exo ……(3) I₁＋I₂＋………I_o-1＋I_o＝０なので、(3)式は i_D＝−i_exo ……(4) 一方、変流器２−ｎにおいて、電圧V_exo、励磁
電流iexn、磁束φ間には下記の関係がある。 V_exo＝ＮdΦ／dt＝ｇ（i_exo） ……(5) i_exo＝ｆ（Φ） ……(6) ここで、Ｎは変流器２−ｎの二次巻線数であ
る。また、変流器２−ｎの二次巻線の抵抗r₂とそ
のリード線の抵抗との和をR_o2、漏洩インピーダ
ンスをL_o2とすると V_exo＝Rn₂in＋Ln₂din／dt ＝（R_o2＋L_o2ｄ／dt）（１／ａI_o−i_exo） 従つて、 V_exo＋（R_o2＋L_o2ｄ／dt）i_exo ＝（R_o2＋L_o2ｄ／dt）（１／ａI_o） ……(7) (5)(6)(7)から Ｎdφ／dt＋Ln₂df（φ）／dt＋Rn₂f（φ） ＝（Rn₂＋Ln₂ｄ／dt）（１／ａI_o） ……(8) 故障電流I_oは で与えられるので、 二次側の漏洩インピーダンスを無視すると、 (11)式は、非線形凾数ｆ（Φ）をもつため解くの
が容易でない。いま、i_exo＝ｆ（Φ）なる非線形凾
数が i_exo＝C₁Φ＋C₃Φ³ ……(12) の関係があるため、磁束Φを表わすのに、 Φ＝Φ₀＋Φ₁sinωt ……（13） を使えば、励磁電流i_exoは、 i_exo＝C₁（Φ₀＋Φ₁sinωt）＋C₃（Φ₀＋Φ₁sinωt）³ ＝（C₁Φ₀＋C₃Φ₀ ³）＋C₁Φ₁sinωt ＋3C₃Φ₀ ²Φ₁sinωt＋3C₃Φ₀Φ₁ ²sin²ωt＋
C₃Φ₁ ³sin³ωt ＝C₁Φ₀＋C₃Φ₀ ³＋（C₁Φ₁＋3C₃Φ₀ ²Φ₁）sinωt ＋（１−cos2ωt／２）3C₃Φ₀Φ₁ ²＋C₃Φ₁ ³（３／４s
inωt −１／４sin3ωt） ＝（C₁Φ₀＋２／３C₃Φ₀Φ₁ ²＋C₃Φ₀ ³） ＋（C₁Φ₁＋3C₃Φ₀ ²Φ₁＋３／４C₃Φ₁ ³）sinωt −３／２C₃Φ₀Φ₁ ²cos2ωt−１／４C₃Φ₁ ³sin3ωt ……（14） で表わされる。 （14）式から明らかなように、磁束Φ直流成分
を含むときは、励磁電流i_exoは、第２高調波成分、
第３高調波成分及び直流成分を含む。 磁束Φに直流成分がないときは、第２高調波成
分は含まれず、第３高調波成分は正弦波の大きさ
の３乗に比例して存在する。即ち、 直流成分a₀＝C₁Φ₀＋３／２C₃Φ₀Φ₁ ²＋C₃Φ₀ ³ 基本波成分a₁＝C₁Φ₁＋3C₃Φ₀ ²Φ₁＋３／４C₃Φ₁ ³ 第２高調波成分a₂＝３／２C₃Φ₀Φ₁ ² 第３高調波成分a₃＝−１／４C₃Φ₁ ³ 特に第２高調波成分a₂と基本波成分a₀との比に
着目すると、 a₂／a₁＝α3／２C₃φ₀φ₁ ²／C₁φ₁＋3C₃φ₀ ²φ₁＋３／
４C₃φ₁ ³ ＝３／２ C₃Φ₀Φ₁／｛C₁＋3C₃（Φ₀ ²＋Φ₁ ²／４）｝
……（15） C₁を無視すれば（C₃に比較して小さいとき） a₂／a₁≦１／２ φ₀φ₁／φ₀ ²＋φ₁ ²／４ ＝１／２ １／Φ₀／Φ₁＋Φ₁／4Φ₀……（16） ≦１／２（等号はΦ₀＝１／２Φ₁） 即ち、基本波成分a₁と第２高調波成分a₂との振
幅比は直流磁束Φ₀と交流磁束Φ₁との比によつて
定まり、第３高調波成分a₃は直流波成分a₂に影響
されないことが明らかである。 第２高調波分a₂と第３高調波分a₃との間の関係
は、 a₂／a₃＝３／２c₃φ₀φ₁ ²／−１／４c₃φ₁ ³＝−12／２
・φ₀／φ₁＝−６φ₀／φ₁ ……（17） 以上の現象に着目すれば、母線の故障は、外部
故障時に通過する電流により、流出端の変流器が
直流的に飽和したときに生ずる差動電流の第２高
調波分a₂を利用することで判定することができ、
これにより差動継電器の抑制出力を得ることがで
きる。 このような原理により、変流器の一次電流に比
例した二次電流で正確な故障判定が得られる。内
部故障のときは、変流器に飽和を生ずることがあ
つても、差動継電器が応動する時間まで飽和させ
ない特性を変流器に与えることは容易であり、変
流器の２次側の電圧も極端に上昇させることもな
い。 次に、上記現象の際に生ずる第２高調波成分の
弁別方法について述べる。 一般に、歪波交流、（ここでは、差動電流i_d）
ｙの１周期をｍ個に等分し、その各時点０、１、
２、………、ｍ−１における瞬時値をそれぞれ
y₀、y₁、y₂、………、y_n-1とすると、歪波交流ｙ
は、 ｙ＝a₀＋a₁cosωt＋a₂cos2ωt＋… …b₁sinωt＋b₂sin2ωt… ……（18） と表わされる。 通常、電力系統の故障を判定する場合に、必要
とする調波成分の次数は、５次程度で十分あり、
それ以上の次数は特別の場合を除き、無視してよ
い。第５高調波成分まで求めるには、11個の係数
を求めればよいので、12個の瞬時値y₀、y₁、y₂、
………y₁₁を求めればよい。 瞬時値y₀、y₁、y₂、………y₁₁を測定したなら
ば、各調波成分は次式で与えられる。 書き直すと、 従つて、時点m₀、m₁………m₁₁に各調波成分
を対応させて表に示すと、次のようになる。

【表】

【表】 従つて、各時点m₀〜m₁₁で測定した瞬時値y₀〜
y₁₁により、直流成分a₀に関連する値12a₀は、瞬
時値y₀〜y₁₁に係数「１」を乗じて加算すること
により求められる。以下同様に、基本波成分a₁に
関連する値6a₁は、瞬時値y₀〜y₁₁に係数１、１／２、

【式】………−１／２を乗じて加算することに より求められる。 このようなアルゴリズムを実時間ベースで実現
するためには、サンプリングの各時点ωt＝０、
１／12・2π、１／12・2π………11／12・2πで読み込
んだ各 瞬時値y₀、………y₁₁は、次のサンプリング時点
に至るまでに表に示すように対応する係数を掛算
し、その時点までに積算された瞬時値に加算して
記憶する処理を終了することが必要である。そし
て最後のサンプリングの時点ωt＝11／12・2πでは、 更に各調波成分間の比較による故障判定が必要で
ある。このようなアルゴリズムの実行は、瞬時値
y₀〜y₁₁の読み込みと係数、例えば１、１／２、…… …、−１／２の乗算を予め定めた適当なルーチンによ り高速化できる。 この発明は、上記のような従来のものの欠点を
除去するもので、上記の原理に着目して構成され
た回路を有し、高速の演算を実行することによ
り、内部故障に対して高速の応答が得られる差動
継電器を提供することを目的とする。 この発明の差動継電器は、共通の母線に接続さ
れた複数の引出線にそれぞれ設けられた変流器の
二次側の共通の変成器の一次側に接続し、変成器
の二次側から得られるその差動電流に比例した電
圧を逐次サンプリングし、上記表に示した各調波
成分の瞬時値を得、所定の係数の掛算と加算を
し、その結果について所定の判定処理をすること
により、上記目的を達成するように構成したもの
である。 以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。第４図はこの発明の差動継電器のブロツク図
である。第４図において、、１，１−１〜１−ｎ、
２−１〜２−ｎは第１図に示したものと同一部
分、１０は変流器２−１〜２−ｎに一次側を接続
した変成器、１１は変成器８の二次側に接続され
たレベルコンバータ、１２はレベルコンバータ１
１の出力信号をサンプリングし、かつ保持するサ
ンプル・ホールド回路、１３−１〜１３−ｎはサ
ンプルホールド回路１２の出力信号を表に示すよ
うに各時点m₀〜m₁₁に対応した係数１、±１／２、

【式】±１で定められるゲインで増幅する 増幅器、１４−１〜１４−５は増幅器１３−１〜
１３−５の出力信号をサンプリングし、かつ保持
するサンプル・ホールド回路、１５はサンプル・
ホールド回路１２，１４−１〜１４−５の出力信
号をマルチプレクスするマルチプレクサ、１６は
マルチプレクサ１５の出力信号をアナログ・デジ
タル変換する変換器、１７は変換器１６の出力信
号を入力して演算し、母線１の内部事故の発生を
検出すると共に増幅器１３−１〜１３−５に対し
てゲインを定める制御信号、またサンプル・ホー
ルド回路１２，１４−１〜１４−５に対してサン
プリングの動作をさせる制御信号を供給するマイ
クロプロセツサ、１８はマイクロプロセツサ１７
より出力される内部事故の判定信号である動作出
力又は抑制出力のレベルを変換するレベルコンパ
レータである。レベルコンバータ１８の出力は図
示なしの遮断器の引外し回路に供給される。 次に、第４図に示す差動継電器の動作について
説明する。母線１に接続された各引出線１−１〜
１−ｎに流れる電流をI₁〜I_o、変成器２−１〜２
−ｎに流れる電流をi₁〜i_o、電流i₁〜i_oの差動電流
である変成器１０の一次側の電流をi_Dとする。電
流i_Dに比例した変成器１０の二次側の電圧は、レ
ベルコンバータ１１によりレベル変換されてサン
プル・ホールド回路１２に入力される。サンプ
ル・ホールド回路１２は、母線１の電流の位相角
で０、１／122π、２／122π、………、11／122πの時
点で逐 次レベルコンバータ１１の出力をサンプル・ホー
ルドし、その結果を増幅器１３−１〜１３−５に
供給している。増幅器１３−１〜１３−５は、そ
れぞれ、各調波成分に対応して設けられており、
上記表に示した各係数即ちゲインがマイクロプロ
セツサ１７の制御信号により各時点m₀〜m₁₁で与
えられる。このようにして増幅器１３−１〜１３
−５の出力信号は、それぞれ対応するサンプル・
ホールド回路１４−１〜１４−５に入力され、ホ
ールドされる。時点m₁ならば、サンプル・ホー
ルド回路１４−１〜１４−５は、それぞれ瞬時値
y₁、ｙ、１／２y₁、１／２y₁、

【式】をホールドし て出力し、マルチプレクサ１５によりマルチプレ
クスさせ、更に変換器１６によりデジタル信号に
変換させた後、マイクロプロセツサ１７に逐次読
み込ませる。以下、マイクロプロセツサ１７の動
作説明になるので、第５図のフローチヤートを参
照する。マイクロプロセツサ１７は、その入力を
逐次読み込み（処理19）、各調波成分に対し、次
式の演算を実行する（処理20）。 マイクロプロセツサ１７は、変換器１６及びマ
ルチプレクサ１５を介して読み込んだサンプル・
ホールド１２の出力、即ち電流i_Dから次の判断21
を行う。 判定21は、電流i_Dが所定値Ｋに対し、i_DＫで
あるか否かを判定するものである。イエス（Ｙ）
の場合は処理22に進む。ノー（Ｎ）の場合は、後
述するが軽い外部故障を含む。 処理22は、直流分I_f0、基本波分I〓_f1及び第２高
調波成分I〓_f2を処理20の結果に基づき次式の演算
から算出する。 I〓f₁＝a₁ ²＋b₁ ² I〓_f2＝a₂ ²＋b₂ ² 判断23は、処理22の結果に基づき、 を判定し、イエス（Ｙ）ならば、判断21のノー
（Ｎ）と共に出力２４で示すようにレベルコンバ
ータ１８に対して抑制出力２４を供給し、一方ノ
ー（Ｎ）ならば、レベルコンバータ１８に対して
動作出力を供給する。なお、イエスの場合は、外
部故障のときであり、直流成分I〓_f0（実効値）が大
きく、これにより変流器２−１〜２−ｎの飽和が
大きくなり、電流i_Dに含まれる第２高調波分I〓_f2
（実効値）と基本波成分I〓_f1（実効値）との比が所
定値K″より大となる。一方、ノーの場合は、内
部故障のときであり、変流器２−１〜２−ｎのい
ずれか一つに故障電流が集中しないので、その飽
和が少なく、基本波分I_f1が多くなる。 この発明は、以上のように構成されているの
で、次のような効果がある。 (a) 差動継電器として低インピーダンスとなるよ
うに構成し、かつ変流器の特性を選択すること
により、変流器の飽和を少なくでき、内部故障
時に変流器の出力端に危険となる高電圧の発生
を抑制できる。 (b) 外部事故により変流器が直流器に飽和しても
差動電流に含まれる所定値以上の第２高調波分
を抽出することにより、信頼性の高い抑制出力
が得られる。 (c) 差動電流から各調波成分を抽出する処理が電
力系統の周波数の１サイクル時間で実行される
ので、差動継電器故障判定の動作が高速化でき
る。 (d) マイクロプロセツサの負担が軽減され、かつ
平均化されるので、応答を速くすることができ
る。 (e) 従つて、高速かつ高信頼度の保護判定機能を
もつた差動継電器が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の差動継電器の構成を示す接続
図、第２図は第１図に示す差動継電器の等価回路
図、第３図は変流器の特性を示すグラフ、第４図
はこの発明の一実施例による差動継電器のブロツ
ク図、第５図は第４図に示すマイクロプロセツサ
の動作のフローチヤートである。 １……母線、２−１〜２−ｎ……引出線、１０
……変成器、１１，１８……レベルコンバータ、
１２，１４−１〜１４−５……サンプル・ホール
ド回路、１３−１〜１３−５……増幅器、１５…
…マルチプレクサ、１６……変換器、１７……マ
イクロプロセツサ。なお、図中同一符号は同一部
分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 共通の母線に接続された複数の引出線に流れ
   る電流の差動電流を所定周期でサンプリングする
   第１のサンプル・ホールド回路と、第１のサンプ
   ル・ホールド回路の出力を制御信号により設定さ
   れたゲインで増幅する複数の増幅器と、対応する
   前記増幅器の出力を所定周期でサンプリングする
   複数の第２のサンプル・ホールド回路と、前記第
   １及び第２のサンプル・ホールド回路の出力を逐
   次読み込み差動電流中における基本波成分及び第
   ２高調波成分を算出し、基本波成分に対する第２
   高調波成分の含有率が所定値以上のとき抑制出力
   を発生し所定値以下のとき動作出力を発生する処
   理回路とを備えた差動継電器。