JPH0114728B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0114728B2 JPH0114728B2 JP55186504A JP18650480A JPH0114728B2 JP H0114728 B2 JPH0114728 B2 JP H0114728B2 JP 55186504 A JP55186504 A JP 55186504A JP 18650480 A JP18650480 A JP 18650480A JP H0114728 B2 JPH0114728 B2 JP H0114728B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- tuning
- output
- window comparator
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/18—Automatic scanning over a band of frequencies
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は選局電圧を可変させて選局を行う、い
わゆるボルテージシンセサイザ方式の受信機に用
いて好適な電圧制御型同調回路に関し、特に、離
調時にたとえノイズレベルが小さく、このため、
放送信号検出出力のレベルが変動しても、この離
調時には選局電圧の可変速度をその放送信号検出
出力のレベルの変動にかかわらず確実に速くし
て、選局動作を迅速に行えるようにしたものであ
る。
わゆるボルテージシンセサイザ方式の受信機に用
いて好適な電圧制御型同調回路に関し、特に、離
調時にたとえノイズレベルが小さく、このため、
放送信号検出出力のレベルが変動しても、この離
調時には選局電圧の可変速度をその放送信号検出
出力のレベルの変動にかかわらず確実に速くし
て、選局動作を迅速に行えるようにしたものであ
る。
従来、ボルテージシンセサイザ方式の受信機で
は、迅速で確実な選局を行えるように選局電圧の
可変速度を高速サーチ又は低速サーチの２つの速
度に自動的に切り換えるものが知られている。
は、迅速で確実な選局を行えるように選局電圧の
可変速度を高速サーチ又は低速サーチの２つの速
度に自動的に切り換えるものが知られている。
第１図はこのような従前の受信機、例えばFM
受信機の要部を示しており、この図において、フ
ロントエンド１からの中間周波信号は中間周波増
幅器２を介してFM検波回路３に供給される。こ
のFM検波回路３の検波出力は端子４を介して次
段のステレオ復調回路（図示略）に供給される。
尚、５はアンテナである。
受信機の要部を示しており、この図において、フ
ロントエンド１からの中間周波信号は中間周波増
幅器２を介してFM検波回路３に供給される。こ
のFM検波回路３の検波出力は端子４を介して次
段のステレオ復調回路（図示略）に供給される。
尚、５はアンテナである。
他方、検波回路３の検波出力の直流成分はオペ
アンプ６の反転入力端子に供給され、このオペア
ンプ６の非反転入力端子には基準電圧源７からの
基準電圧が供給される。そして、このオペアンプ
６の出力はウインドコンパレータ８に供給され
る。
アンプ６の反転入力端子に供給され、このオペア
ンプ６の非反転入力端子には基準電圧源７からの
基準電圧が供給される。そして、このオペアンプ
６の出力はウインドコンパレータ８に供給され
る。
この場合、ウインドコンパレータ８は、検波回
路３の出力の直流成分がＳカーブ特性の領域に入
つたかどうか、即ち、同調点に近づいたときの値
になつたかどうかを検出するものである。具体的
には、ウインドコンパレータ８でオペアンプ６の
出力電位が3.5V〜6.0Vの範囲内であるか否かを
検出する。そして検波回路４の出力の直流成分の
Ｓカーブ特性が、第２図に示すようになるよう
に、基準電圧源７の基準電圧及びオペアンプ６の
ゲインを設定する。即ち、検波回路３の出力の直
流成分がヌル電位のときに、オペアンプ６の出力
が4.75V（＝3.5＋6.0／２）になるようにする。そし て、オペアンプ６の出力のＳカーブ特性の一方の
ピークが6.0Vを上まわるようにし、他方のピー
クが3.0Vを下まわるようにする。
路３の出力の直流成分がＳカーブ特性の領域に入
つたかどうか、即ち、同調点に近づいたときの値
になつたかどうかを検出するものである。具体的
には、ウインドコンパレータ８でオペアンプ６の
出力電位が3.5V〜6.0Vの範囲内であるか否かを
検出する。そして検波回路４の出力の直流成分の
Ｓカーブ特性が、第２図に示すようになるよう
に、基準電圧源７の基準電圧及びオペアンプ６の
ゲインを設定する。即ち、検波回路３の出力の直
流成分がヌル電位のときに、オペアンプ６の出力
が4.75V（＝3.5＋6.0／２）になるようにする。そし て、オペアンプ６の出力のＳカーブ特性の一方の
ピークが6.0Vを上まわるようにし、他方のピー
クが3.0Vを下まわるようにする。
又、ウインドコンパレータ８の出力は選局電圧
発生回路９に制御信号として供給され、この選局
電圧発生回路９の出力が選局電圧としてフロント
エンド１の局部発振器の制御入力端子に供給され
る。そして、ウインドコンパレータ８の出力によ
り、サーチ速度、即ち選局電圧の可変速度が切り
換えられる。即ち、検波回路３の出力の直流成分
がＳカーブ特性領域に入り、この結果、オペアン
プ６の出力が6.0Vを上まわつたとき、又は3.5V
を下まわつたときには、これをウインドコンパレ
ータ８で検出し、この検出出力に基づいて選局電
圧の可変速度を遅くして選局を確実に行わせる
（低速サーチ）。他方、これ以外のとき、即ち離調
時には、オペアンプ６の出力が3.5V〜6.0Vの範
囲内であり、これをウインドコンパレータ８で検
出し、この検出出力に基づいて選局電圧の可変速
度を速くして選局を迅速に行えるようにしている
（高速サーチ）。
発生回路９に制御信号として供給され、この選局
電圧発生回路９の出力が選局電圧としてフロント
エンド１の局部発振器の制御入力端子に供給され
る。そして、ウインドコンパレータ８の出力によ
り、サーチ速度、即ち選局電圧の可変速度が切り
換えられる。即ち、検波回路３の出力の直流成分
がＳカーブ特性領域に入り、この結果、オペアン
プ６の出力が6.0Vを上まわつたとき、又は3.5V
を下まわつたときには、これをウインドコンパレ
ータ８で検出し、この検出出力に基づいて選局電
圧の可変速度を遅くして選局を確実に行わせる
（低速サーチ）。他方、これ以外のとき、即ち離調
時には、オペアンプ６の出力が3.5V〜6.0Vの範
囲内であり、これをウインドコンパレータ８で検
出し、この検出出力に基づいて選局電圧の可変速
度を速くして選局を迅速に行えるようにしている
（高速サーチ）。
ところで、斯る従前の例では、離調時にノイズ
レベルが低くなると、離調時でありながら選局電
圧の可変速度が遅くなつて選局に時間がかかつて
しまうことがしばしば生じる。即ち、ノイズレベ
ルが低いとリミツタによつてノイズの振幅を揃え
るということができなくなり、このためノイズの
直流成分の変動がそのままFM検波回路３の出力
のヌル電位の変動を招く。そして、このヌル電位
の変動により、離調時でありながら、オペアンプ
６の出力が6.0Vを上まわつたり、3.5Vを下まわ
つたりし、の結果、選局電圧の可変速度が遅くな
つてしまうのである。
レベルが低くなると、離調時でありながら選局電
圧の可変速度が遅くなつて選局に時間がかかつて
しまうことがしばしば生じる。即ち、ノイズレベ
ルが低いとリミツタによつてノイズの振幅を揃え
るということができなくなり、このためノイズの
直流成分の変動がそのままFM検波回路３の出力
のヌル電位の変動を招く。そして、このヌル電位
の変動により、離調時でありながら、オペアンプ
６の出力が6.0Vを上まわつたり、3.5Vを下まわ
つたりし、の結果、選局電圧の可変速度が遅くな
つてしまうのである。
もちろん、フロントエンド１や中間周波数増幅
器２のゲイン等を管理すれば、ノイズレベルが小
さいときでもオペアンプ６の出力を変動させずに
すむ。即ち、予めフロントエンド１の中間周波増
幅器２のゲインを所定の大きなレベルにし、これ
によつて、ノイズレベルが小さくても、リミツタ
で振幅を揃えるのに十分なレベルに増幅すればよ
い。又、所望のゲインを得るように中間周波増幅
器２等のゲイン調整を行えばよい。しかしなが
ら、このようにするのは煩雑であり、又セラミツ
クフイルタによるロスが生じる。
器２のゲイン等を管理すれば、ノイズレベルが小
さいときでもオペアンプ６の出力を変動させずに
すむ。即ち、予めフロントエンド１の中間周波増
幅器２のゲインを所定の大きなレベルにし、これ
によつて、ノイズレベルが小さくても、リミツタ
で振幅を揃えるのに十分なレベルに増幅すればよ
い。又、所望のゲインを得るように中間周波増幅
器２等のゲイン調整を行えばよい。しかしなが
ら、このようにするのは煩雑であり、又セラミツ
クフイルタによるロスが生じる。
本発明は斯る点に鑑みなされたもので、離調時
には、たとえノイズレベルが低く、このため、
FM検波回路の出力の直流成分等の放送信号検出
出力のレベルが変動したとしても、これは無関係
に確実に選局電圧の可変速度を速くできるように
するものである。
には、たとえノイズレベルが低く、このため、
FM検波回路の出力の直流成分等の放送信号検出
出力のレベルが変動したとしても、これは無関係
に確実に選局電圧の可変速度を速くできるように
するものである。
以下、本発明電圧制御型同調回路の一実施例に
ついて第３図を参照しながら説明しよう。尚、第
３図において第１図と対応する箇所には同一の符
号を付して夫々詳細説明を省略する。
ついて第３図を参照しながら説明しよう。尚、第
３図において第１図と対応する箇所には同一の符
号を付して夫々詳細説明を省略する。
第３図において、１０は高周波増幅器、１１は
混合回路、１２は局部発振器を夫々示す。ここ
で、局部発振器１２は電圧制御型発振器からな
り、この局部発振器１２に選局電圧発生回路９か
ら選局電圧が供給される。そして、この選局電圧
は選局が行われるまで可変されていき、局部発振
器１２の局部発振周波数が選局する放送周波数に
対応したものとされる。
混合回路、１２は局部発振器を夫々示す。ここ
で、局部発振器１２は電圧制御型発振器からな
り、この局部発振器１２に選局電圧発生回路９か
ら選局電圧が供給される。そして、この選局電圧
は選局が行われるまで可変されていき、局部発振
器１２の局部発振周波数が選局する放送周波数に
対応したものとされる。
本例では、オペアンプ６の出力を抵抗器１３，
１４を介してウインドコンパレータ８に供給する
一方で、抵抗器１３，１４の接続点にスイツチ１
５を介して基準電圧源１６から強制高速サーチ用
の基準電圧（例えば4.75V）を供給する。そし
て、このスイツチ１５を、第３図の破線で示すよ
うに中間周波増幅器２からのミユーテイング信号
で制御し、離調時にスイツチ１５がオンするよう
にする。
１４を介してウインドコンパレータ８に供給する
一方で、抵抗器１３，１４の接続点にスイツチ１
５を介して基準電圧源１６から強制高速サーチ用
の基準電圧（例えば4.75V）を供給する。そし
て、このスイツチ１５を、第３図の破線で示すよ
うに中間周波増幅器２からのミユーテイング信号
で制御し、離調時にスイツチ１５がオンするよう
にする。
この場合、抵抗器１３の抵抗値を例えば10kΩ
とし、基準電圧源１６の内部抵抗の値を例えば
100Ωとすれば、離調時にスイツチ１５がオンに
なるのに応じてウインドコンパレータ８には基準
電圧源１６の4.75Vがそのまま供給される。即
ち、オペアンプ６の出力を無視できる。
とし、基準電圧源１６の内部抵抗の値を例えば
100Ωとすれば、離調時にスイツチ１５がオンに
なるのに応じてウインドコンパレータ８には基準
電圧源１６の4.75Vがそのまま供給される。即
ち、オペアンプ６の出力を無視できる。
尚、ウインドコンパレータ８はオペアンプ１
７，１８から構成する。即ち、前段のオペアンプ
６の出力を抵抗器１３，１４を介して一方のオペ
アンプ１７の非反転入力端子及び他方のオペアン
プ１８の反転入力端子に夫々供給する。又、一方
のオペアンプ１７の反転入力端子には3.5Vの基
準電圧を基準電圧入力端子１９を介して供給し、
他方のオペアンプ１８の非反転入力端子には
6.0Vの基準電圧を他方の基準電圧入力端子２０
を介して供給する。そして、これらオペアンプ１
７，１８の出力端子を共通接続し、この共通接続
点の信号をウインドコンパレータ８の出力として
選局電圧発生回路９に供給するものである。
７，１８から構成する。即ち、前段のオペアンプ
６の出力を抵抗器１３，１４を介して一方のオペ
アンプ１７の非反転入力端子及び他方のオペアン
プ１８の反転入力端子に夫々供給する。又、一方
のオペアンプ１７の反転入力端子には3.5Vの基
準電圧を基準電圧入力端子１９を介して供給し、
他方のオペアンプ１８の非反転入力端子には
6.0Vの基準電圧を他方の基準電圧入力端子２０
を介して供給する。そして、これらオペアンプ１
７，１８の出力端子を共通接続し、この共通接続
点の信号をウインドコンパレータ８の出力として
選局電圧発生回路９に供給するものである。
斯る構成において、選局操作が行われると、こ
れに基づいて第４図に曲線ａで示すように選局電
圧が変化していく。この場合、当初は離調状態で
あるとする。従つて、中間周波増幅器２からスイ
ツチ１５にミユーテイング信号が供給され、スイ
ツチ１５がオンしている。この結果、ウインドコ
ンパレータ８の入力電圧はほぼ4.75Vであり、選
局電圧発生回路９は高速度に選局電圧を可変して
いく。これは第４図に示すとおりである。
れに基づいて第４図に曲線ａで示すように選局電
圧が変化していく。この場合、当初は離調状態で
あるとする。従つて、中間周波増幅器２からスイ
ツチ１５にミユーテイング信号が供給され、スイ
ツチ１５がオンしている。この結果、ウインドコ
ンパレータ８の入力電圧はほぼ4.75Vであり、選
局電圧発生回路９は高速度に選局電圧を可変して
いく。これは第４図に示すとおりである。
やがて、時刻t1にいたり、受信状態が同調点に
近づくと、まずミユーテイング信号が生じなくな
り、この結果、スイツチ１５がオフする。そうす
ると、オペアンプ６からの出力が抵抗器１３，１
４を介してウインドコンパレータ８に供給され
る。このオペアンプ６の出力は第４図に曲線ｂで
示すとおりである。そして、時刻t1以後では、時
刻t2にいたるまで、オペアンプ６の出力電圧が
6.0V以下であるから（もちろん3.5V以上）、選局
電圧の可変速度は速いままである。この際、時刻
t1以後では、同調点が近づいているため、ノイズ
のほかに高レベルの信号も入力されてきている。
従つて、ノイズの直流レベル等が変動してもリミ
ツタによつてこれを解消できるため、FM検波回
路３の出力の直流成分のヌル電位が変動すること
がない。この結果、時刻t1からt2まではオペアン
プ６の出力が6.0V以上に誤つて変動することが
なく、確実に高速サーチの領域となる。
近づくと、まずミユーテイング信号が生じなくな
り、この結果、スイツチ１５がオフする。そうす
ると、オペアンプ６からの出力が抵抗器１３，１
４を介してウインドコンパレータ８に供給され
る。このオペアンプ６の出力は第４図に曲線ｂで
示すとおりである。そして、時刻t1以後では、時
刻t2にいたるまで、オペアンプ６の出力電圧が
6.0V以下であるから（もちろん3.5V以上）、選局
電圧の可変速度は速いままである。この際、時刻
t1以後では、同調点が近づいているため、ノイズ
のほかに高レベルの信号も入力されてきている。
従つて、ノイズの直流レベル等が変動してもリミ
ツタによつてこれを解消できるため、FM検波回
路３の出力の直流成分のヌル電位が変動すること
がない。この結果、時刻t1からt2まではオペアン
プ６の出力が6.0V以上に誤つて変動することが
なく、確実に高速サーチの領域となる。
このような高速サーチののち、時刻t2にいたる
と、オペアンプ６の出力電圧が6.0Vを上まわる。
ウインドコンパレータ８は、このこと、即ち受信
状態がＳカーブ特性領域に入つたことを検出す
る。そして、選局電圧発生回路９はこの検出出力
に基づいて選局電圧の可変速度を遅くする。やが
て、受信状態が第４図に散点で示すフアイン・チ
ユーニング領域に入ると、選局が終了する。この
際、フアイン・チユーニング領域ではフアイン・
チユーニングが行われる。例えば、いままでの高
速サーチや低速サーチではラダーネツトワークで
徐々に選局電圧を制御してきたとすると、このフ
アイン・チユーニング領域では、ラダーネツトワ
ークでの制御を固定し、例えばオペアンプ６の出
力のＳカーブ特性を利用して選局電圧を補償する
ようにしているのである。
と、オペアンプ６の出力電圧が6.0Vを上まわる。
ウインドコンパレータ８は、このこと、即ち受信
状態がＳカーブ特性領域に入つたことを検出す
る。そして、選局電圧発生回路９はこの検出出力
に基づいて選局電圧の可変速度を遅くする。やが
て、受信状態が第４図に散点で示すフアイン・チ
ユーニング領域に入ると、選局が終了する。この
際、フアイン・チユーニング領域ではフアイン・
チユーニングが行われる。例えば、いままでの高
速サーチや低速サーチではラダーネツトワークで
徐々に選局電圧を制御してきたとすると、このフ
アイン・チユーニング領域では、ラダーネツトワ
ークでの制御を固定し、例えばオペアンプ６の出
力のＳカーブ特性を利用して選局電圧を補償する
ようにしているのである。
尚、さらに新たな選局操作を行い、選局電圧を
可変させていくと、時刻t3で高速サーチが開始さ
れる。以後の動作は上述の場合と同様であるので
省略する。
可変させていくと、時刻t3で高速サーチが開始さ
れる。以後の動作は上述の場合と同様であるので
省略する。
以上述べた如く、本発明電圧制御型同調回路に
よれば、離調時には高速サーチ用の基準電圧源１
６からスイツチ１５を介して高速サーチに対応し
た電圧、例えば4.75Vの電圧をウインドコンパレ
ータ８に供給しているので、たとえノイズレベル
が小さく、かつその直流成分が変動しても、これ
と無関係に高速サーチを行える。従つて、選局に
時間がかかることがない。しかも、そのために中
間周波増幅器２等のゲインを管理する必要がな
く、従前の不都合をすべて解消できる。
よれば、離調時には高速サーチ用の基準電圧源１
６からスイツチ１５を介して高速サーチに対応し
た電圧、例えば4.75Vの電圧をウインドコンパレ
ータ８に供給しているので、たとえノイズレベル
が小さく、かつその直流成分が変動しても、これ
と無関係に高速サーチを行える。従つて、選局に
時間がかかることがない。しかも、そのために中
間周波増幅器２等のゲインを管理する必要がな
く、従前の不都合をすべて解消できる。
尚、第３図例では、オン・オフ用スイツチ１５
と高抵抗の抵抗器１３とでオペアンプ６からの信
号と基準電圧源１６の高速サーチ用の基準電圧と
を切り換えるようにしているが、通常の切換スイ
ツチを用いてこれらの信号を切り換えるようにし
てもよい。又、第３図例ではFM受信機に本発明
を適用した場合について述べたが、AM受信機に
も本発明を適用できることはもちろんである。こ
の場合には、その中間周波信号を周波数弁別回
路、例えばレシオ検波回路で周波数弁別してＳカ
ーブ特性の放送信号検出信号を得るようにすれば
よい。
と高抵抗の抵抗器１３とでオペアンプ６からの信
号と基準電圧源１６の高速サーチ用の基準電圧と
を切り換えるようにしているが、通常の切換スイ
ツチを用いてこれらの信号を切り換えるようにし
てもよい。又、第３図例ではFM受信機に本発明
を適用した場合について述べたが、AM受信機に
も本発明を適用できることはもちろんである。こ
の場合には、その中間周波信号を周波数弁別回
路、例えばレシオ検波回路で周波数弁別してＳカ
ーブ特性の放送信号検出信号を得るようにすれば
よい。
又、本発明は上述実施例に厳密に限定されるも
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の
構成を取り得ることはもちろんである。
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の
構成を取り得ることはもちろんである。
第１図は従来の電圧制御型同調回路の一例を示
す系統図、第２図は第１図例の説明に供する線
図、第３図は本発明電圧制御型同調回路の一実施
例を示す系統図、第４図は第３図例の説明に供す
る線図である。 ３は周波数弁別を行うFM検波回路、８はウイ
ンドコンパレータ、９は選局電圧発生回路、１２
は局部発振器、１５はスイツチ、１６は高速サー
チ用の基準電圧源、１９は低レベル基準電圧入力
端子、２０は高レベル基準電圧入力端子である。
す系統図、第２図は第１図例の説明に供する線
図、第３図は本発明電圧制御型同調回路の一実施
例を示す系統図、第４図は第３図例の説明に供す
る線図である。 ３は周波数弁別を行うFM検波回路、８はウイ
ンドコンパレータ、９は選局電圧発生回路、１２
は局部発振器、１５はスイツチ、１６は高速サー
チ用の基準電圧源、１９は低レベル基準電圧入力
端子、２０は高レベル基準電圧入力端子である。
Claims (1)
- １ リミツタを備えたFM受信機の電圧制御型同
調回路であつて、電圧制御型発振器から成る局部
発振器に選局電圧発生回路から選局電圧を供給
し、該選局電圧を所定の選局を行うまで可変させ
るようにして選局を行うとともに、周波数弁別回
路の出力が所定の高レベル基準電位を上まわつて
Ｓカーブ特性領域に入つたこと、又は所定の低レ
ベル基準電位を下まわつて上記Ｓカーブ特性領域
に入つたことをウインドコンパレータで検出し、
上記周波数弁別回路の出力が上記Ｓカーブ特性領
域に入るまで上記ウインドコンパレータの検出出
力に基づいて上記選局電圧の可変速度を速くする
とともに上記周波数弁別回路の出力が上記Ｓカー
ブ特性領域に入つたのちは上記ウインドコンパレ
ータの検出出力に基づいて上記選局電圧の可変速
度を遅くするようにした電圧制御型同調回路にお
いて、上記Ｓカーブ特性領域に対応した上記高レ
ベル基準電位及び低レベル基準電位の間の所定の
直流電圧を上記ウインドコンパレータに供給する
ための直流電圧発生回路と、離調時及び同調点が
近づいたときに該直流電圧発生回路からの直流電
圧及び上記周波数弁別回路の出力を夫々切り換え
て上記ウインドコンパレータに供給する切換スイ
ツチとを備え、離調時には上記切換スイツチを上
記直流電圧発生回路からの直流電圧を上記ウイン
ドコンパレータに供給するように切換えて、選局
電圧の可変速度を強制的に速くするようにしたこ
とを特徴とする電圧制御型同調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18650480A JPS57109415A (en) | 1980-12-26 | 1980-12-26 | Voltage control tuning circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18650480A JPS57109415A (en) | 1980-12-26 | 1980-12-26 | Voltage control tuning circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57109415A JPS57109415A (en) | 1982-07-07 |
| JPH0114728B2 true JPH0114728B2 (ja) | 1989-03-14 |
Family
ID=16189646
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18650480A Granted JPS57109415A (en) | 1980-12-26 | 1980-12-26 | Voltage control tuning circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57109415A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS639218A (ja) * | 1986-06-30 | 1988-01-14 | Nec Home Electronics Ltd | 選局装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5087216A (ja) * | 1973-12-03 | 1975-07-14 | ||
| CA1124820A (en) * | 1977-10-17 | 1982-06-01 | Lester R. Brodeur | Loran-c navigation apparatus |
-
1980
- 1980-12-26 JP JP18650480A patent/JPS57109415A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57109415A (en) | 1982-07-07 |
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