JPH011479A - 正弦波電圧発生装置 - Google Patents
正弦波電圧発生装置Info
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- JPH011479A JPH011479A JP62-155218A JP15521887A JPH011479A JP H011479 A JPH011479 A JP H011479A JP 15521887 A JP15521887 A JP 15521887A JP H011479 A JPH011479 A JP H011479A
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- phase
- signal
- phase pwm
- voltage
- reactor
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、負荷に正弦波電圧を供給する正弦波電圧発生
装置の改良に関するものである。
装置の改良に関するものである。
直流′ぺ源に接続され、スイッチング素子により構成さ
れる３相ブリッジ形ＰＷＭインバータと、この３相ＰＷ
Ｍインバータの交流側に接続される平滑リアクトルおよ
び平滑コンデンサで構成される正弦波電圧発生装置は公
知である。
れる３相ブリッジ形ＰＷＭインバータと、この３相ＰＷ
Ｍインバータの交流側に接続される平滑リアクトルおよ
び平滑コンデンサで構成される正弦波電圧発生装置は公
知である。
以下、このような従来の正弦波電圧発生装置について、
図面を参照しながら説明する。
図面を参照しながら説明する。
第６図は従来の正弦波電圧発生装置の一例め主回路構成
図である。
図である。
正弦波電圧発生袋［１は直流電源６．３相ＰＷＭインバ
ータ５．平滑リアクトル３および平滑コンデンサ４で構
成される。３相ＰＷＭインバータ５はスイッチング素子
を３相ブリツジ結線して構成され、直流電源６の直流電
圧を正弦波変調等によりパルス幅制御して３相交流電圧
に変換する。
ータ５．平滑リアクトル３および平滑コンデンサ４で構
成される。３相ＰＷＭインバータ５はスイッチング素子
を３相ブリツジ結線して構成され、直流電源６の直流電
圧を正弦波変調等によりパルス幅制御して３相交流電圧
に変換する。
平滑リアクトル３および平滑コンデンサ４は、前記３相
交流電圧を正弦波状になし、負荷２に３相交流正弦波電
圧を供給する・ 〔発明が解決しようとする問題点〕 第６図に示した従来の正弦波電圧発生装置１において、
３相ＰＷＭインバータ５の出力する３相交流電圧をより
正弦波に近付けるためには、搬送波周波数をより高くシ
、すなわち３相インバータを構成するスイッチング素子
の単位時間内のスイッチング回数をより多くする必要が
あった◎しかしながら、３相ＰＷＭインバータ５を構成
するスイッチング素子の単位時間当りのスイッチング回
数を大きくすると、３相ＰＷＭインバータのスイッチン
グ素子には負荷２の電流がほとんどそのまま流れるため
、スイッチング素子のスイッチング損失が増大するので
、３相ＰＷＭインバータ５の出力容量が抑制されるとい
う不具合があった。
交流電圧を正弦波状になし、負荷２に３相交流正弦波電
圧を供給する・ 〔発明が解決しようとする問題点〕 第６図に示した従来の正弦波電圧発生装置１において、
３相ＰＷＭインバータ５の出力する３相交流電圧をより
正弦波に近付けるためには、搬送波周波数をより高くシ
、すなわち３相インバータを構成するスイッチング素子
の単位時間内のスイッチング回数をより多くする必要が
あった◎しかしながら、３相ＰＷＭインバータ５を構成
するスイッチング素子の単位時間当りのスイッチング回
数を大きくすると、３相ＰＷＭインバータのスイッチン
グ素子には負荷２の電流がほとんどそのまま流れるため
、スイッチング素子のスイッチング損失が増大するので
、３相ＰＷＭインバータ５の出力容量が抑制されるとい
う不具合があった。
本発明は、電圧補償装置を設けることにより、３相ＰＷ
Ｍインバータ５を構成するスイッチング素子の単位時間
当りのスイッチング回数を比較的小さい値で運転し、出
力容量を増大させた正弦波電圧発生装置を提供するもの
である。
Ｍインバータ５を構成するスイッチング素子の単位時間
当りのスイッチング回数を比較的小さい値で運転し、出
力容量を増大させた正弦波電圧発生装置を提供するもの
である。
本発明にかかる正弦波電圧発生装置は、その出力端電圧
を正弦波状にするために、３相ＰＷＭインバータの交流
出力端と負荷との間に直列ζこ補償リアクトルを挿入し
、この補償リアクトルの両端の電圧を補償装置により制
御するものである。
を正弦波状にするために、３相ＰＷＭインバータの交流
出力端と負荷との間に直列ζこ補償リアクトルを挿入し
、この補償リアクトルの両端の電圧を補償装置により制
御するものである。
このとき、３相ＰＷＭインバータの出力の基本波に同調
する並列共振回路を補償装置の出力端に挿入することに
より、補償装置を構成するスイッチング素子のスイッチ
ング損失を減少させることができる。
する並列共振回路を補償装置の出力端に挿入することに
より、補償装置を構成するスイッチング素子のスイッチ
ング損失を減少させることができる。
すなわち、本発明にかかる正弦波電圧発生装置は、３相
ＰＷＭインバータと、該３相ＰＷＭインバータの直流側
端子間に接続された直流電源と、前記３相ＰＷＭインバ
ータの交流側各相に負荷に直列に、接続された補償リア
クトルと、３相ＰＷＭコンバータと、該３相ＰＷＭコン
バータの直流側端子間に接続された直流コンデンサと、
前記３相ＰＷＭコンバータの交流側各相に前記補償リア
クトルの負荷側端との間に接続された交流リアクトルと
から成り、前記補償リアクトルの負荷側端を出力端とし
、前記３相ＰＷＭインバータを制御する第１の制御装置
と前記３相ＰＷＭコンバータを制御する第２の制御装置
とを具え、前記第１の制御装置はこの正弦波電圧発生装
置が所要の基本波周波数電圧を発生するごとく前記３相
ＰＷＭインバータをパルス幅制御する手段を具え、前記
第２の制御装置は変換行列信号を出力する手段き、前記
３相ＰＷＭインバータの出力気圧信号と前記変換行列信
号とを入力し変換電圧信号を出力する手段と、該変換電
圧信号の直流分を除去し変換電圧交流分信号を出力する
手段と、該変換電圧交流分信号と前記変換行列信号とを
入力し高調波電圧信号を出力する手段と、負荷電流信号
と前記変換行列信号とを入力し変換電流信号を出力する
手段と、該変換電流信号の直流分を除去し変換電流交流
分信号を出力する手段と、該変換電流交流分信号と前記
変換行列信号とを入力し高調波電流信号を出力する手段
と、該高調波電流信号と前記高調波電圧信号とを入力し
補償電流指令信号を出力する手段と、該補償電流指令信
号と補償電流検出信号とを入力し前記３相ＰＷＭコンバ
ータを構成するスイッチング素子にスイッチング指令を
出力する手段とを具えたことを特徴とするものである。
ＰＷＭインバータと、該３相ＰＷＭインバータの直流側
端子間に接続された直流電源と、前記３相ＰＷＭインバ
ータの交流側各相に負荷に直列に、接続された補償リア
クトルと、３相ＰＷＭコンバータと、該３相ＰＷＭコン
バータの直流側端子間に接続された直流コンデンサと、
前記３相ＰＷＭコンバータの交流側各相に前記補償リア
クトルの負荷側端との間に接続された交流リアクトルと
から成り、前記補償リアクトルの負荷側端を出力端とし
、前記３相ＰＷＭインバータを制御する第１の制御装置
と前記３相ＰＷＭコンバータを制御する第２の制御装置
とを具え、前記第１の制御装置はこの正弦波電圧発生装
置が所要の基本波周波数電圧を発生するごとく前記３相
ＰＷＭインバータをパルス幅制御する手段を具え、前記
第２の制御装置は変換行列信号を出力する手段き、前記
３相ＰＷＭインバータの出力気圧信号と前記変換行列信
号とを入力し変換電圧信号を出力する手段と、該変換電
圧信号の直流分を除去し変換電圧交流分信号を出力する
手段と、該変換電圧交流分信号と前記変換行列信号とを
入力し高調波電圧信号を出力する手段と、負荷電流信号
と前記変換行列信号とを入力し変換電流信号を出力する
手段と、該変換電流信号の直流分を除去し変換電流交流
分信号を出力する手段と、該変換電流交流分信号と前記
変換行列信号とを入力し高調波電流信号を出力する手段
と、該高調波電流信号と前記高調波電圧信号とを入力し
補償電流指令信号を出力する手段と、該補償電流指令信
号と補償電流検出信号とを入力し前記３相ＰＷＭコンバ
ータを構成するスイッチング素子にスイッチング指令を
出力する手段とを具えたことを特徴とするものである。
３相ＰＷＭインバータの発生する基本波周波数の電流が
３相ＰＷＭコンバータに流入しないようにするため、３
相ＰＷＭコンバータの交流側各相に接続された交流リア
クトルと補償リアクトルの負荷側端との間に、第１のリ
アクトルとコンデンサで前記３相ＰＷＭインバータが発
生する基本波周波数に共振する並列共振回路を構成して
各相に直列に挿入し、該並列共振回路と前記交流リアク
トルの各相接続点間に第２のリアクトルを接続すること
により、３相ＰＷＭコンバータを構成するスイッチング
素子のスイッチング損失の発生を抑制することができる
。
３相ＰＷＭコンバータに流入しないようにするため、３
相ＰＷＭコンバータの交流側各相に接続された交流リア
クトルと補償リアクトルの負荷側端との間に、第１のリ
アクトルとコンデンサで前記３相ＰＷＭインバータが発
生する基本波周波数に共振する並列共振回路を構成して
各相に直列に挿入し、該並列共振回路と前記交流リアク
トルの各相接続点間に第２のリアクトルを接続すること
により、３相ＰＷＭコンバータを構成するスイッチング
素子のスイッチング損失の発生を抑制することができる
。
本発明にかかる正弦波電圧発生装置に使用する電圧補償
装置は、以下に説明する概念により動作し、正弦波電圧
発生装置の３相出力電圧を正弦波状になすものである。
装置は、以下に説明する概念により動作し、正弦波電圧
発生装置の３相出力電圧を正弦波状になすものである。
第５図は電圧補償装置の概念を説明するための回路図で
あり、Ｖｓｆは電源１０の発生電圧■３の基本渡分、Ｖ
ｓｈは同じく高調渡分であり、電源工０から流出する電
源電流Ｉｓはすべて補償リアクトル４０を流れて後、負
荷装置３０に流れる負荷電流ｉＬと補償装置２０に流れ
る補償電流１ｃとに分流する。
あり、Ｖｓｆは電源１０の発生電圧■３の基本渡分、Ｖ
ｓｈは同じく高調渡分であり、電源工０から流出する電
源電流Ｉｓはすべて補償リアクトル４０を流れて後、負
荷装置３０に流れる負荷電流ｉＬと補償装置２０に流れ
る補償電流１ｃとに分流する。
負荷装置３０に流れる負荷電流ｉＬは、負荷電流の基本
渡分ｉｂｆと負荷電流の高調渡分ｉＬｈとで構成される
＠この第５図に示した電流は０式で表すことができる。
渡分ｉｂｆと負荷電流の高調渡分ｉＬｈとで構成される
＠この第５図に示した電流は０式で表すことができる。
１３＝＝ｉＬ＋ ｉ（＝ ｉＬｆ ＋ ｉＬｈ＋ ５（
２・・・・・・・・・・・・・・・■負荷装訛３０に印
加される電圧Ｖｃが補償電流１ｃにによって正弦波とな
り、且つ負荷電流ｉＬが電源１０から供給されるために
は、補償リアクトル４０の電圧降下Ｖｔ、は次式となる
必要がある。但し、補償リアクトルのインダクタンスを
Ｌさする。
２・・・・・・・・・・・・・・・■負荷装訛３０に印
加される電圧Ｖｃが補償電流１ｃにによって正弦波とな
り、且つ負荷電流ｉＬが電源１０から供給されるために
は、補償リアクトル４０の電圧降下Ｖｔ、は次式となる
必要がある。但し、補償リアクトルのインダクタンスを
Ｌさする。
ｄｘｓ ｄｒＬ（＋＋＋ ＋＋＋ ＋＋＋ ＋
＋＋ ＋＋＋ 、＊＊ 。
＋＋ ＋＋＋ 、＊＊ 。
Ｖｒ、 ＝ Ｌ ＝ Ｖｓｈ ＋ Ｌ □。
ｉ
これを電源電流ｉｓについて解くと
第４図は第５図回路の各波形図で、第４図（ａ）の実線
は電源１０の発生電圧ｖｓの波形を示し、破線はその基
本渡分Ｖｓｆの波形であり、第４図（ｂＪはその高調渡
分Ｖｓｈの波形を示し、第４図（ｃｌは簡略のために０
式における負荷電流高調渡分ｊＬｈがＯの場合の補償電
流ｉｃ＝ （１／ Ｌ ） 、／’ Ｖｓｈｄｔを示し
ている。
は電源１０の発生電圧ｖｓの波形を示し、破線はその基
本渡分Ｖｓｆの波形であり、第４図（ｂＪはその高調渡
分Ｖｓｈの波形を示し、第４図（ｃｌは簡略のために０
式における負荷電流高調渡分ｊＬｈがＯの場合の補償電
流ｉｃ＝ （１／ Ｌ ） 、／’ Ｖｓｈｄｔを示し
ている。
本図では相電圧が矩形波の場合を示したが、ＰＷＭ波形
の場合も同様である。
の場合も同様である。
■式ｌζ示すように、補償室Ｒ１ｃとして電源電圧高調
渡分補償電流（１／ Ｉ、） 、／ Ｖｓｈｄｔと負荷
電流高調渡分ｉＬｈの両方を流すことにより、負荷に印
加される電圧Ｖｃが正弦波となる。
渡分補償電流（１／ Ｉ、） 、／ Ｖｓｈｄｔと負荷
電流高調渡分ｉＬｈの両方を流すことにより、負荷に印
加される電圧Ｖｃが正弦波となる。
次に、電源電圧の高調渡分Ｖｓｆの導出法について説明
する。３相の各相電圧ｖ８ｕ ｒ ｖｓｖ ｗ ＶｇＷ
を基本波周波数勿で回転する変換行列〔Ｃ〕で座標変換
すると次式が成立する。
する。３相の各相電圧ｖ８ｕ ｒ ｖｓｖ ｗ ＶｇＷ
を基本波周波数勿で回転する変換行列〔Ｃ〕で座標変換
すると次式が成立する。
ここで、Ｖｓｐおよびｖｓｑは瞬時空間電圧ベクトルの
ｐ軸成分およびｑ軸成分を示し、それらの交流弁ｖｓｐ
およびｖ５．は電圧の歪み成分に起因するものであるか
ら、３相歪み電圧ｖＳｈｌＪ ｔ ＶＳｌｒＶ ｅ Ｖ
Ｂｈｌｖは次式で求められる。
ｐ軸成分およびｑ軸成分を示し、それらの交流弁ｖｓｐ
およびｖ５．は電圧の歪み成分に起因するものであるか
ら、３相歪み電圧ｖＳｈｌＪ ｔ ＶＳｌｒＶ ｅ Ｖ
Ｂｈｌｖは次式で求められる。
５ｈｕ
−ｔ ＶＳｐ
Ｖｓｈｖ −（０：ｌ 〜 ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・■ｃｎ 次に、負荷電流の高調渡分ｉＬｆの導出法について説明
する。電源電圧の高調渡分Ｖｓｆの導出法と同様にして
、３相の各和食荷電流ＩＬＬＩ ＋ ＩＬＶおよびｉＬ
ｗを変換行列（０）および逆変換行列〔０丁１を使って
導出する。
・・・・・・・・・・・・・■ｃｎ 次に、負荷電流の高調渡分ｉＬｆの導出法について説明
する。電源電圧の高調渡分Ｖｓｆの導出法と同様にして
、３相の各和食荷電流ＩＬＬＩ ＋ ＩＬＶおよびｉＬ
ｗを変換行列（０）および逆変換行列〔０丁１を使って
導出する。
ルのｐ軸成分およびｑ軸成分を示し、それらの交流会ｉ
Ｂｐおよび１．ｑは負荷電流の歪み成分Ｉこ起因するも
のであるから、３相各相の歪み負荷電流１Ｌｈｕ ｅ
’Ｌｈｖ ｔ ｌＬｈｗは次式で求められる。
Ｂｐおよび１．ｑは負荷電流の歪み成分Ｉこ起因するも
のであるから、３相各相の歪み負荷電流１Ｌｈｕ ｅ
’Ｌｈｖ ｔ ｌＬｈｗは次式で求められる。
従って、０式および０式で求めた３相歪み電圧Ｖｓｈｕ
ｅ Ｖｓｈｖ＋ Ｖｓｈｗおよび３相各相の歪み負荷
電流１Ｌｈｕ ＊ １Ｌｈｖ ｗ ｉＬｈ％Ｖを０式に
代入にすることによ、＊ 、＊ 、＊ す、３相補償電流指令値”Ｃｕ ＊ ’ＣＭ ＋ Ｉｃ
％Ｖを次のように求めることができる。
ｅ Ｖｓｈｖ＋ Ｖｓｈｗおよび３相各相の歪み負荷
電流１Ｌｈｕ ＊ １Ｌｈｖ ｗ ｉＬｈ％Ｖを０式に
代入にすることによ、＊ 、＊ 、＊ す、３相補償電流指令値”Ｃｕ ＊ ’ＣＭ ＋ Ｉｃ
％Ｖを次のように求めることができる。
この結果、［相］式で示される補償電流指令値と等しい
電流を各相に流すことにより、正弦波電圧発生装置の３
相出力電圧を正弦波にすることができる・ 次に、このように構成される正弦波定圧発生装置におい
て、補償電流ｉｃを例えば電圧形３相ＰＷＭコンバータ
により流すとすると、補償電流ｉ（は高調波成分のみで
あるため、電圧形３相ＰＷＭコンバータに印加される基
本波周波数電圧をほぼＯにするような並列共振回路を利
用することができる。
電流を各相に流すことにより、正弦波電圧発生装置の３
相出力電圧を正弦波にすることができる・ 次に、このように構成される正弦波定圧発生装置におい
て、補償電流ｉｃを例えば電圧形３相ＰＷＭコンバータ
により流すとすると、補償電流ｉ（は高調波成分のみで
あるため、電圧形３相ＰＷＭコンバータに印加される基
本波周波数電圧をほぼＯにするような並列共振回路を利
用することができる。
従って、電圧形３相ＰＷＭコンバータを構成するスイッ
チング素子に発生するスイツナング拍失は、単位時間当
りのスイッチング回数を相当大きくしても大幅に低減す
ることができる。そのため、３相歪弦波電圧を発生せし
める３相ＰＷＭインバータの搬送波周波数をある程度小
さくし、多くの高調波成分を含む場合にもこの３相ＰＷ
Ｍコンバータで補償することが可能で、３相ＰＷＭイン
バータと３相ＰＷＭコンバータの両者を含めた、３相歪
弦波電圧発生装宜全体としてのスイッチング損失を低減
することができるために、装置の寝食アップを図ること
が可能となる。
チング素子に発生するスイツナング拍失は、単位時間当
りのスイッチング回数を相当大きくしても大幅に低減す
ることができる。そのため、３相歪弦波電圧を発生せし
める３相ＰＷＭインバータの搬送波周波数をある程度小
さくし、多くの高調波成分を含む場合にもこの３相ＰＷ
Ｍコンバータで補償することが可能で、３相ＰＷＭイン
バータと３相ＰＷＭコンバータの両者を含めた、３相歪
弦波電圧発生装宜全体としてのスイッチング損失を低減
することができるために、装置の寝食アップを図ること
が可能となる。
以下、１実施例につき図面を参照しつつ説明する。第１
図は本発明にかかる正弦波電圧発生装置の一実施例の主
回路構成図、第２図はこの正弦波電圧発生装置内のスイ
ッチング損失を抑制するために内蔵する並列共振回路の
詳細接続図、第３図は３相ＰＷＭコンバータの制御装置
のブロック図であり、第６図と同一の符号は同一機能を
有する部分を示す。
図は本発明にかかる正弦波電圧発生装置の一実施例の主
回路構成図、第２図はこの正弦波電圧発生装置内のスイ
ッチング損失を抑制するために内蔵する並列共振回路の
詳細接続図、第３図は３相ＰＷＭコンバータの制御装置
のブロック図であり、第６図と同一の符号は同一機能を
有する部分を示す。
第１図においＣ１１は正弦波電圧発生装置であり出力端
子Ｅから負荷２に電力を供給している。
子Ｅから負荷２に電力を供給している。
スイッチング素子８１〜Ｓ−およびそれらにそれぞれ並
列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ、により３相ブリッ
ジ回路を構成した３相ＰＷＭインバータ１１は、直流電
源１３の直流電圧をパルス幅制御して所要の基本波周波
数を有する３相交流電圧に変換する。
列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ、により３相ブリッ
ジ回路を構成した３相ＰＷＭインバータ１１は、直流電
源１３の直流電圧をパルス幅制御して所要の基本波周波
数を有する３相交流電圧に変換する。
３相ＰＷＭインバータ１１の交流側各相端子弱す正弦波
電圧発生装［１の負荷２につながる３相出力端子Ｅ間に
は、各相共負荷２に直列に補償リアクトル１５が接続さ
れる。
電圧発生装［１の負荷２につながる３相出力端子Ｅ間に
は、各相共負荷２に直列に補償リアクトル１５が接続さ
れる。
スイッチング素子８１′〜８６′およびそれらにそれぞ
れ並列に接続されたダイオードＤ１／〜Ｄ６′により３
相ブリッジ回路を構成した３相１’ Ｗ Ｍコンバータ
１２は、その直流側の端子間に直流コンデンサ１４が、
また交流ｆｌｉの各端子Ｇには各相に直列に交流リアク
トル１６が挿入されて並列共振回路１７の２次側各相端
子”Ｓ ＊ ｖ９ ＋ ”Ｓに接続され、並列共振回路
１７の１次側各相端子Ｕｐ、 Ｖｐ、 Ｗｐはそれぞれ
正弦波電圧発生装ａ、１の３相出力端子Ｂｊこ接続され
る。
れ並列に接続されたダイオードＤ１／〜Ｄ６′により３
相ブリッジ回路を構成した３相１’ Ｗ Ｍコンバータ
１２は、その直流側の端子間に直流コンデンサ１４が、
また交流ｆｌｉの各端子Ｇには各相に直列に交流リアク
トル１６が挿入されて並列共振回路１７の２次側各相端
子”Ｓ ＊ ｖ９ ＋ ”Ｓに接続され、並列共振回路
１７の１次側各相端子Ｕｐ、 Ｖｐ、 Ｗｐはそれぞれ
正弦波電圧発生装ａ、１の３相出力端子Ｂｊこ接続され
る。
並列共振回路１７は１次側端子Ｕｐ、 Ｖ、 、Ｗ、と
２次側端子Ｕｓｌ Ｖｓ、Ｗ、の各相１次〜２次端子間
に、第１のリアクトル２１とコンデンサ２２とで３相Ｐ
ＷＭインバータの発生する３相交流電圧の基本波周波数
に共振する並列共振回路を形成して接続すると共に、２
次側端子Ｕｓ、 Ｖｓ、 Ｗ、の各相端子間に第２のリ
アクトル２３がそれぞれ接続されている。
２次側端子Ｕｓｌ Ｖｓ、Ｗ、の各相１次〜２次端子間
に、第１のリアクトル２１とコンデンサ２２とで３相Ｐ
ＷＭインバータの発生する３相交流電圧の基本波周波数
に共振する並列共振回路を形成して接続すると共に、２
次側端子Ｕｓ、 Ｖｓ、 Ｗ、の各相端子間に第２のリ
アクトル２３がそれぞれ接続されている。
このように構成された並列共振回路１７の１次側端子Ｕ
、 、 Ｖｐ、 Ｗ、にかかる基本波電圧は、２次側端
子Ｕｓ、 Ｖｓ、Ｗ３には現れない。従って、３相ＰＷ
Ｍコンバータ１２には３相ＰＷＭインバータ１１の発生
する３相交流電圧の基本波電圧はかからないため、直流
コンデンサ１４の直流電圧を減少させても、高調波電流
に対しては低インピーダンスとなるコンデンサ２２を通
って、補償電流ｉｃｕ ＋ ｉｃｙ ＋ ｉｃｗを十分
に正弦波電圧発生装置１の３相出力端子Ｅに流すことが
できる。
、 、 Ｖｐ、 Ｗ、にかかる基本波電圧は、２次側端
子Ｕｓ、 Ｖｓ、Ｗ３には現れない。従って、３相ＰＷ
Ｍコンバータ１２には３相ＰＷＭインバータ１１の発生
する３相交流電圧の基本波電圧はかからないため、直流
コンデンサ１４の直流電圧を減少させても、高調波電流
に対しては低インピーダンスとなるコンデンサ２２を通
って、補償電流ｉｃｕ ＋ ｉｃｙ ＋ ｉｃｗを十分
に正弦波電圧発生装置１の３相出力端子Ｅに流すことが
できる。
ＷＭインバータ１１の発生する電圧の基本波角周波数の
関数で、０式で表される変換行列〔Ｃ〕および０式で表
される逆変換行列〔Ｃ〕 を変換行列信号として出力す
る。
関数で、０式で表される変換行列〔Ｃ〕および０式で表
される逆変換行列〔Ｃ〕 を変換行列信号として出力す
る。
変換電圧発生回路３２は３相ＰＷＭインバータ１１の各
相出力電圧ｖＳｕ ＋ ”ＳＶ ＋ ｖｓｗと変換行列
［０）を入力して０式に基づいて変換電圧Ｖｓｐ ＊
Ｖｓｑ ヲ出力する。バイパスフィルタ３３は変換電圧
Ｖ５．。
相出力電圧ｖＳｕ ＋ ”ＳＶ ＋ ｖｓｗと変換行列
［０）を入力して０式に基づいて変換電圧Ｖｓｐ ＊
Ｖｓｑ ヲ出力する。バイパスフィルタ３３は変換電圧
Ｖ５．。
ｖｓｑを入力して変換電圧交流会Ｖｓｐ、ｖｓｑを出力
する。
する。
変換電流発生回路３５は正弦波電圧発生装置ｌの各和食
荷電流ｊＬｕ ｌ ＩＬＶ ＋ ＩＬＷと変換行列〔Ｃ
〕を入力して、０式に基づいて変換電流ＩＬｐ ＋ ｌ
ｉ、ｑを出力する。バイパスフィルタ３３′は変換電流
ＩＬｐ ｌＩＬ、を入力して変換電流交流分ＩＬｐ ＋
１１．ｑを出力する。
荷電流ｊＬｕ ｌ ＩＬＶ ＋ ＩＬＷと変換行列〔Ｃ
〕を入力して、０式に基づいて変換電流ＩＬｐ ＋ ｌ
ｉ、ｑを出力する。バイパスフィルタ３３′は変換電流
ＩＬｐ ｌＩＬ、を入力して変換電流交流分ＩＬｐ ＋
１１．ｑを出力する。
高調波電圧発生回路３４は変換電圧交流会Ｖｓ、 。
ｖｓｑと逆変換行列（０）−”を入力して、０式に基づ
いて高調波電圧Ｖｓｈｕ＊ Ｖｓｈｖ＋ Ｖｓｈ％Ｖを
出力する。高調波電流発生回路３６は変換電流交流分ｔ
Ｌｐｌ ＩＬｑと逆変換行列〔Ｃ〕 を入力して、０
式に基づいて高調波電流ｊＬｈｕ ＊ ！Ｌｈｖ ｒ
ｉＬｈｗを出力する。
いて高調波電圧Ｖｓｈｕ＊ Ｖｓｈｖ＋ Ｖｓｈ％Ｖを
出力する。高調波電流発生回路３６は変換電流交流分ｔ
Ｌｐｌ ＩＬｑと逆変換行列〔Ｃ〕 を入力して、０
式に基づいて高調波電流ｊＬｈｕ ＊ ！Ｌｈｖ ｒ
ｉＬｈｗを出力する。
゛混流指令値演算回路３７は高調波電圧ｖ３ｈｕ＋ ’
Ｖｓｈｖ＋Ｖｓｈｗと高調波電流ｆｓｈｕｓ １ｓｈｖ
＃ ｌｓｈｗを入力し、［相］式に基づいて補償電流
指令値ｔａｕ ＋ ｉ（ｖ ｍ ｉｃｗを出力する。電
流制御回路３８は補償電流指令値ｌＣｕ１’ＣＶ ＋
’ＧＷと３相ＰＷＭ＝ンバータ１２に流入する補償電流
検出値ｉＣｕ ｔ １（：Ｖ ＋ ｔｃｗを入力し比較
するが、例えば ｉｃｕ≧０ で且つ ｉｃｕ≦ｔｃｕ なるときは、３相ＰＷＭコンバータ１２のスイッチング
素子Ｓ４をオンし・ 、＊ ｓｃｕ≧０ で且つ −＞ ｉ（ｕ なるときは、このスイッチング素子８４をオフし、また 、＊、＊ ＩＣＵ ＜ Ｏで且っ ｉｃｕ≦凰ｃｕなるときは、ス
イッチング素子Ｓ１をオフするようなスイッチング指令
Ｖａを生成するものであり、このスイッチング指令ｖＧ
によって３相ＰＷＭコンバータ１２を構成する各スイッ
チング素子８１〜ｓ６がオン、オフ制御され、補償電流
’Ｃｕ ＋ ｔｃｖ ｌ ｓｅｗの瞬時値が［相］式に
示した補償電流指令値’ＣＬＩ ＋ １（”ｙ。
Ｖｓｈｖ＋Ｖｓｈｗと高調波電流ｆｓｈｕｓ １ｓｈｖ
＃ ｌｓｈｗを入力し、［相］式に基づいて補償電流
指令値ｔａｕ ＋ ｉ（ｖ ｍ ｉｃｗを出力する。電
流制御回路３８は補償電流指令値ｌＣｕ１’ＣＶ ＋
’ＧＷと３相ＰＷＭ＝ンバータ１２に流入する補償電流
検出値ｉＣｕ ｔ １（：Ｖ ＋ ｔｃｗを入力し比較
するが、例えば ｉｃｕ≧０ で且つ ｉｃｕ≦ｔｃｕ なるときは、３相ＰＷＭコンバータ１２のスイッチング
素子Ｓ４をオンし・ 、＊ ｓｃｕ≧０ で且つ −＞ ｉ（ｕ なるときは、このスイッチング素子８４をオフし、また 、＊、＊ ＩＣＵ ＜ Ｏで且っ ｉｃｕ≦凰ｃｕなるときは、ス
イッチング素子Ｓ１をオフするようなスイッチング指令
Ｖａを生成するものであり、このスイッチング指令ｖＧ
によって３相ＰＷＭコンバータ１２を構成する各スイッ
チング素子８１〜ｓ６がオン、オフ制御され、補償電流
’Ｃｕ ＋ ｔｃｖ ｌ ｓｅｗの瞬時値が［相］式に
示した補償電流指令値’ＣＬＩ ＋ １（”ｙ。
＊
ｉｃＷに追従するごとく制御される。
以上説明した本発明にかかる正弦波電圧発生装置では、
０式に基づいて補償を行うが、補償された電圧先は第５
図に示した各部電圧 ＝Ｖ、ｆ−Ｌ頌 ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・■ｉ となるため？こ、電源ＩＯの発生電圧Ｖｓの基本波成分
ｖｓｆ ヨリＬｄｔｈｆ ／ ｄｉ タ’ｔｆ ） ｏ
ｙ フｔ ル。
０式に基づいて補償を行うが、補償された電圧先は第５
図に示した各部電圧 ＝Ｖ、ｆ−Ｌ頌 ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・■ｉ となるため？こ、電源ＩＯの発生電圧Ｖｓの基本波成分
ｖｓｆ ヨリＬｄｔｈｆ ／ ｄｉ タ’ｔｆ ） ｏ
ｙ フｔ ル。
従ってそのドロップ分は出力端子電圧Ｅを積出して、３
相ＰＷＭインバータ１１の搬送波周波数の少ないパルス
幅制御を行ってやれば、３相ＰＷＭインバータ１１のス
イッチング損失を増大することなく、正弦波電圧発生装
置１の３相出力電圧波形を正弦波に保つことが可能であ
る。
相ＰＷＭインバータ１１の搬送波周波数の少ないパルス
幅制御を行ってやれば、３相ＰＷＭインバータ１１のス
イッチング損失を増大することなく、正弦波電圧発生装
置１の３相出力電圧波形を正弦波に保つことが可能であ
る。
以上、一実施例により洋画に説明したように、本発明に
かかる正弦波電圧発生装置は、７．ｂ償すアクトルにか
かる電圧を制御することによって正弦波電圧発生装置の
出力端子の電圧を正弦波とするものであり、このとき補
償リアクトルに流すために補償装置に流れる補償電流は
高調波電流のみであることに着目し、３相ＰＷＭインバ
ータの発生する３相交流電圧の基本波周波数に共振する
並列共振回路を３相ＰＷＭコンバータの交流側に直列に
挿入することによって、３相ＰＷＭコンバータのスイッ
チング損失を減少させることができ、３相ＰＷＭインバ
ータを含めた正弦波電圧発生装置全体のスイッチング損
失を減少させることができる。
かかる正弦波電圧発生装置は、７．ｂ償すアクトルにか
かる電圧を制御することによって正弦波電圧発生装置の
出力端子の電圧を正弦波とするものであり、このとき補
償リアクトルに流すために補償装置に流れる補償電流は
高調波電流のみであることに着目し、３相ＰＷＭインバ
ータの発生する３相交流電圧の基本波周波数に共振する
並列共振回路を３相ＰＷＭコンバータの交流側に直列に
挿入することによって、３相ＰＷＭコンバータのスイッ
チング損失を減少させることができ、３相ＰＷＭインバ
ータを含めた正弦波電圧発生装置全体のスイッチング損
失を減少させることができる。
この結果、装置全体の容量を増大させることが可能とな
る。
る。
第１図は本発明にかかる正弦波電圧発生装置の一実施例
の主回路構成図、第２図はこの正弦波電圧発生装置内の
スイッチング損失を抑制するために内蔵する並列共振回
路の詳細接続図、第３図は３相ＰＷＭコンバータの制御
装置のブロック図、第４図は第５図の回路の各部波形図
、第５図は電圧補償装置の概念を説明するための回路図
であり、第６図は従来の正弦波電圧発生装置の一例の主
回路構成図である。 １・・・・・・正弦波電圧発生装置、２・・・・・・負
荷、３・・・・・・平滑リアクトル、４・・・・・・平
滑コンデンサ、５゜１１・・・・・・３相ＰＷＭインバ
ータ、６．１３・・・・・・直流電源、１２・・・・・
・３ 相Ｐ ＷＭコンバータ、１４・・・・・・直流コ
ンデンサ、１５．４０・・・・・・補償リアクトル、１
６・・・・・・交流リアクトル、１７・・・・・・並列
共振回路、２０・・・・・・補償装置、２１・・・・・
・第１のリアクトル、２２・・・・・・コンデンサ、２
３・・・・・・第２のリアクトル、３０・・・・・・負
荷装置。
の主回路構成図、第２図はこの正弦波電圧発生装置内の
スイッチング損失を抑制するために内蔵する並列共振回
路の詳細接続図、第３図は３相ＰＷＭコンバータの制御
装置のブロック図、第４図は第５図の回路の各部波形図
、第５図は電圧補償装置の概念を説明するための回路図
であり、第６図は従来の正弦波電圧発生装置の一例の主
回路構成図である。 １・・・・・・正弦波電圧発生装置、２・・・・・・負
荷、３・・・・・・平滑リアクトル、４・・・・・・平
滑コンデンサ、５゜１１・・・・・・３相ＰＷＭインバ
ータ、６．１３・・・・・・直流電源、１２・・・・・
・３ 相Ｐ ＷＭコンバータ、１４・・・・・・直流コ
ンデンサ、１５．４０・・・・・・補償リアクトル、１
６・・・・・・交流リアクトル、１７・・・・・・並列
共振回路、２０・・・・・・補償装置、２１・・・・・
・第１のリアクトル、２２・・・・・・コンデンサ、２
３・・・・・・第２のリアクトル、３０・・・・・・負
荷装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、負荷に３相交流電力を供給する正弦波電圧発生装置
であって、３相ＰＷＭインバータと、該３相ＰＷＭイン
バータの直流側端子間に接続された直流電源と、前記３
相ＰＷＭインバータの交流側各相に負荷に直列に接続さ
れた補償リアクトルと、３相ＰＷＭコンバータと、該３
相ＰＷＭコンバータの直流側端子間に接続された直流コ
ンデンサと、前記３相ＰＷＭコンバータの交流側各相に
前記補償リアクトルの負側側端との間に接続された交流
リアクトルとから成り、前記補償リアクトルの負荷側端
を出力端とし、前記３相ＰＷＭインバータを制御する第
１の制御装置と前記３相ＰＷＭコンバータを制御する第
２の制御装置とを具え、前記第１の制御装置はこの正弦
波電圧発生装置が所要の基本波周波数電圧を発生するご
とく前記３相ＰＷＭインバータをパルス幅制御する手段
を具え、前記第２の制御装置は変換行列信号を出力する
手段と、前記３相ＰＷＭインバータの出力電圧信号と前
記変換行列信号とを入力し変換電圧信号を出力する手段
と、該変換電圧信号の直流分を除去し変換電圧交流分信
号を出力する手段と、該変換電圧交流分信号と前記変換
行列信号とを入力し高調波電圧信号を出力する手段と、
負荷電流信号と前記変換行列信号とを入力し変換電流信
号を出力する手段と、該変換電流信号の直流分を除去し
変換電流交流分信号を出力する手段と、該変換電流交流
分信号と前記変換行列信号とを入力し高調波電流信号を
出力する手段と、該高調波電流信号と前記高調波電圧信
号とを入力し補償電流指令信号を出力する手段と、該補
償電流指令信号と補償電流検出信号とを入力し前記３相
ＰＷＭコンバータを構成するスイッチング素子にスイッ
チング指令を出力する手段とを具えたことを特徴とする
正弦波電圧発生装置。 ２、前記交流リアクトルと前記補償リアクトルの負荷側
端との間に、第１のリアクトルとコンデンサとで前記３
相ＰＷＭインバータが発生する基本波周波数に共振する
並列共振回路を形成して各相に直列に挿入し、該並列共
振回路と前記交流リアクトルの各相接続点間に第２のリ
アクトルを接続したことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の正弦波電圧発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62155218A JPS641479A (en) | 1987-06-22 | 1987-06-22 | Sinusoidal voltage generator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62155218A JPS641479A (en) | 1987-06-22 | 1987-06-22 | Sinusoidal voltage generator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH011479A true JPH011479A (ja) | 1989-01-05 |
| JPS641479A JPS641479A (en) | 1989-01-05 |
Family
ID=15601102
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62155218A Pending JPS641479A (en) | 1987-06-22 | 1987-06-22 | Sinusoidal voltage generator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS641479A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8358031B2 (en) | 2010-02-26 | 2013-01-22 | General Electric Company | System and method for a single stage power conversion system |
-
1987
- 1987-06-22 JP JP62155218A patent/JPS641479A/ja active Pending
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