JPH01148024A - 高調波補償装置 - Google Patents
高調波補償装置Info
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- JPH01148024A JPH01148024A JP62303404A JP30340487A JPH01148024A JP H01148024 A JPH01148024 A JP H01148024A JP 62303404 A JP62303404 A JP 62303404A JP 30340487 A JP30340487 A JP 30340487A JP H01148024 A JPH01148024 A JP H01148024A
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は電源系統の負荷設備に並列に接続され負荷設備
に流入する高調波電流を電源系統へ補償するアクティブ
フィルタ形の高調波補償装置の改良に関するものである
。 〔従来の技術〕 高速スイッチング素子で構成される３相ＰＷＭコンバー
タ、該３相ＰＷＭコンバータの交流側に直列に電源系統
に接続される交流リアクトル、前記３相ＰＷＭコンバー
タの直流端子間に接続される直流コンデンサ等を基本構
成とする高調波補償装置は、昭和６１年８月に日本自動
制御協会発行の「システム制御Ｊ ｖｏｆ、３０． Ｎ
ｏ、８に掲載された「電力用アクティブフィルタの原理
と制御法」等でも解説されている通り公知である。 以下、上記従来の高調波補償装置について説明する。第
３図は従来の高調波補償装置を具えた３相交流系統の主
回路構成図であり、第４図は高調波補償装置の制御装置
のブロック図である・３相交流系統電源１はサイリスタ
レオナード装置等の負荷２に電力を供給しており、系統
ラインには高調波電流が流れる・この系統ラインに交流
側の各相に交流リアクトル４を直列に挿入して３相ＰＷ
Ｍコンバータ５が接続され、該３相ＰＷＭコンバータ５
の直流側には直流コンデンサ６が接続されている。 ３相ＰＷＭコンバータ５はオン、オフ可能なスイッチン
グ素子Ｓ１〜Ｓ＠およびダイオードＤ１−Ｄｓから構成
され、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６はそれぞれダイオ
ードＤ１〜Ｄ・と並列接続された上、３相ブリ、ジ回路
として接続され、第４図に示す制御装置で生成されるト
リガ信号ｖＧによりスイッチング素子揖〜Ｓ６がオン、
オフされて高調波補償を行うものである。 なお、３相ＰＷＭコンバータ５の交流側に直列に挿入さ
れた交流リアクトル４は、３相ＰＷＭコンバータ５の電
流の立ち上りを制限するためのものであり１直流側に接
続された直流コンデンサ６は、３相ＰＷＭコンバータ５
の直流側の電圧を安定化させるためのものであって、通
常は３相交流系統電源１の２倍程度の電圧に充電される
。 すなわち、高調波補償装置は、３相ＰＷＭコンバータ５
．交流リアクトル４．直流コンデンサ６および３相ＰＷ
Ｍコンバータ５のスイッチング素子をオン、オフするた
めの第４図に示した制御装置から構成されている。 今、第３図に示した主回路構成において、負荷２に流入
する負荷電流をｉＬυ＋ ＩＬＶ ＋ ＩＬＷとし、高
調波補償装置に流入する電流を’Ｕ ＋ ｉｖ ＋ ｉ
ｗとすると、系統電源１には負荷電流および補償電流を
それぞれの相でベクトル的に加算した電流ｉＬＵ＋１ｔ
ｒ ｔ ｉｈｖ＋ｉｖ ＊ ｉｔ、ｗ＋ｉｗが流れる。 従って、高調波補償装置に流入する補償電流ｔ、、 Ｉ
ｔｖ ｌ ＩＷはそれぞれ負荷電流ＩＬＵ ｓ ＩＬ
Ｖ ｓ ＩＬＷの高調波成分を打ち消す成分となってい
ればよい。 上述のような高調波補償を行うため、ここでは以下に説
明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電
力なる概念を導入しているＯこの概念は、まず次の０〜
０式を用いて３相の負荷電流ＩＬＵ ＊ ｔｔ、ｖ ｌ
ＩＬＷおよび系統電圧ｅＨ＊ ｅＶ ＊ ｅＶを２相
の電流ｈａ ｔ ＩＬβおよび電圧ｅ６．ｅβに変換す
るものである。 上記０〜０式により求めた２相の電圧および電流を使う
と、次の０式により瞬時実電力ｐおよびこれら瞬時実電
力ｐおよび虚電力ｑが従来の有効電力および無効電力に
対応するものであり、瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑは次
の■、■式によりそれぞれ直流分ｐ、ｑと交流会ｐ、ｑ
に分解される０ ｐ＝ｐ＋ｐ ・パ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・■ｑ ＝ ｑ ＋ ｑ
”’ ”’ ”” ”’ ”’ ”’ ”’°
°°°°°゛°■ここで、２相の負荷電流ｉＬα、ＩＬ
βの基本渡分は直流分ｐ、ｑに、高調波分は交流会ｐ、
ｑに変換され、これら直流分と交流会は一般にバイパス
フィルタを通して分離することができる。 次に、以上述べた原理に基づいて構成された制御装置の
一例を第４図によって説明する。 電力演算回路１１は系統電圧ｅＵ ＊ ｅｙ Ｉ ｅｙ
と負荷電流ｔｔ、ｔｒ ｌ ’ＬＶ ＊ ＩＬＷの検出
値から、０〜０式に従って瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑ
を演算し、これラヲバイパスフィルター２へ送ル・ バイパスフィルター２はこれらから直流分を除去して、
瞬時実電力の交流分ｐおよび瞬時虚電力の交流分ｑを符
号反転回路１３へ送出する。符号反転回路１３はこれら
の符号を反転し、実電力指令信号♂および虚電力指令信
号ｑとして電力指令値演算回路１４へ出力する。 ｐ ＝−ｐ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・■＊ 〜 ｑ ＝−ｑ ”’ ”’ ”’ ”’ ””
”” ”’ ”’ ”’ ”’■これらは電流指令値
演算回路１４において生成する電流指令信号の原形をな
すものである。すなわち、０式により得られる実電力指
令信号ｐを基に高調波有効電力が制御され、０式により
得られる＊ 虚電力指令信号ｑを基に高調波無効電力が制御される。 ＊ 電流指令値演算回路１４は、実電力指令信号ｐ。 ＊ 虚電力指令信号ｑおよび系統電圧ｅＴＪ ＊ ４！Ｖ
＃ ｅＷを受けて、前記０式および次の０〜■式に従っ
て、２相電流指令信号ｌａ＊、 ｉ／＊を得、２相〜３
相変換＊＊＊ を行って３相の電流指令信号ｉυ ｅ ｉｖ Ｉ ｔ
ｗをなお、
に流入する高調波電流を電源系統へ補償するアクティブ
フィルタ形の高調波補償装置の改良に関するものである
。 〔従来の技術〕 高速スイッチング素子で構成される３相ＰＷＭコンバー
タ、該３相ＰＷＭコンバータの交流側に直列に電源系統
に接続される交流リアクトル、前記３相ＰＷＭコンバー
タの直流端子間に接続される直流コンデンサ等を基本構
成とする高調波補償装置は、昭和６１年８月に日本自動
制御協会発行の「システム制御Ｊ ｖｏｆ、３０． Ｎ
ｏ、８に掲載された「電力用アクティブフィルタの原理
と制御法」等でも解説されている通り公知である。 以下、上記従来の高調波補償装置について説明する。第
３図は従来の高調波補償装置を具えた３相交流系統の主
回路構成図であり、第４図は高調波補償装置の制御装置
のブロック図である・３相交流系統電源１はサイリスタ
レオナード装置等の負荷２に電力を供給しており、系統
ラインには高調波電流が流れる・この系統ラインに交流
側の各相に交流リアクトル４を直列に挿入して３相ＰＷ
Ｍコンバータ５が接続され、該３相ＰＷＭコンバータ５
の直流側には直流コンデンサ６が接続されている。 ３相ＰＷＭコンバータ５はオン、オフ可能なスイッチン
グ素子Ｓ１〜Ｓ＠およびダイオードＤ１−Ｄｓから構成
され、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６はそれぞれダイオ
ードＤ１〜Ｄ・と並列接続された上、３相ブリ、ジ回路
として接続され、第４図に示す制御装置で生成されるト
リガ信号ｖＧによりスイッチング素子揖〜Ｓ６がオン、
オフされて高調波補償を行うものである。 なお、３相ＰＷＭコンバータ５の交流側に直列に挿入さ
れた交流リアクトル４は、３相ＰＷＭコンバータ５の電
流の立ち上りを制限するためのものであり１直流側に接
続された直流コンデンサ６は、３相ＰＷＭコンバータ５
の直流側の電圧を安定化させるためのものであって、通
常は３相交流系統電源１の２倍程度の電圧に充電される
。 すなわち、高調波補償装置は、３相ＰＷＭコンバータ５
．交流リアクトル４．直流コンデンサ６および３相ＰＷ
Ｍコンバータ５のスイッチング素子をオン、オフするた
めの第４図に示した制御装置から構成されている。 今、第３図に示した主回路構成において、負荷２に流入
する負荷電流をｉＬυ＋ ＩＬＶ ＋ ＩＬＷとし、高
調波補償装置に流入する電流を’Ｕ ＋ ｉｖ ＋ ｉ
ｗとすると、系統電源１には負荷電流および補償電流を
それぞれの相でベクトル的に加算した電流ｉＬＵ＋１ｔ
ｒ ｔ ｉｈｖ＋ｉｖ ＊ ｉｔ、ｗ＋ｉｗが流れる。 従って、高調波補償装置に流入する補償電流ｔ、、 Ｉ
ｔｖ ｌ ＩＷはそれぞれ負荷電流ＩＬＵ ｓ ＩＬ
Ｖ ｓ ＩＬＷの高調波成分を打ち消す成分となってい
ればよい。 上述のような高調波補償を行うため、ここでは以下に説
明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電
力なる概念を導入しているＯこの概念は、まず次の０〜
０式を用いて３相の負荷電流ＩＬＵ ＊ ｔｔ、ｖ ｌ
ＩＬＷおよび系統電圧ｅＨ＊ ｅＶ ＊ ｅＶを２相
の電流ｈａ ｔ ＩＬβおよび電圧ｅ６．ｅβに変換す
るものである。 上記０〜０式により求めた２相の電圧および電流を使う
と、次の０式により瞬時実電力ｐおよびこれら瞬時実電
力ｐおよび虚電力ｑが従来の有効電力および無効電力に
対応するものであり、瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑは次
の■、■式によりそれぞれ直流分ｐ、ｑと交流会ｐ、ｑ
に分解される０ ｐ＝ｐ＋ｐ ・パ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・■ｑ ＝ ｑ ＋ ｑ
”’ ”’ ”” ”’ ”’ ”’ ”’°
°°°°°゛°■ここで、２相の負荷電流ｉＬα、ＩＬ
βの基本渡分は直流分ｐ、ｑに、高調波分は交流会ｐ、
ｑに変換され、これら直流分と交流会は一般にバイパス
フィルタを通して分離することができる。 次に、以上述べた原理に基づいて構成された制御装置の
一例を第４図によって説明する。 電力演算回路１１は系統電圧ｅＵ ＊ ｅｙ Ｉ ｅｙ
と負荷電流ｔｔ、ｔｒ ｌ ’ＬＶ ＊ ＩＬＷの検出
値から、０〜０式に従って瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑ
を演算し、これラヲバイパスフィルター２へ送ル・ バイパスフィルター２はこれらから直流分を除去して、
瞬時実電力の交流分ｐおよび瞬時虚電力の交流分ｑを符
号反転回路１３へ送出する。符号反転回路１３はこれら
の符号を反転し、実電力指令信号♂および虚電力指令信
号ｑとして電力指令値演算回路１４へ出力する。 ｐ ＝−ｐ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・■＊ 〜 ｑ ＝−ｑ ”’ ”’ ”’ ”’ ””
”” ”’ ”’ ”’ ”’■これらは電流指令値
演算回路１４において生成する電流指令信号の原形をな
すものである。すなわち、０式により得られる実電力指
令信号ｐを基に高調波有効電力が制御され、０式により
得られる＊ 虚電力指令信号ｑを基に高調波無効電力が制御される。 ＊ 電流指令値演算回路１４は、実電力指令信号ｐ。 ＊ 虚電力指令信号ｑおよび系統電圧ｅＴＪ ＊ ４！Ｖ
＃ ｅＷを受けて、前記０式および次の０〜■式に従っ
て、２相電流指令信号ｌａ＊、 ｉ／＊を得、２相〜３
相変換＊＊＊ を行って３相の電流指令信号ｉυ ｅ ｉｖ Ｉ ｔ
ｗをなお、
〔０〕 は
〔０〕の逆変換行列である。
電流制御回路１５はヒステリシスコンパレータを＊
＊ 具え、電流指令信号ＩＵ ｅ ＩＶ ＠ ＩＷ と
補償電流員１１Ｖ ｔ ｔｗの検出値を比較し、例えば
１υ≧０ で且つ ＩＵ≦員ゝ ＊ なるとき、３相ＰＷＭコンバータ５のスイッチング素子
Ｓ４をオンし、 ｌυ≧０ で且つ ｉｖ＞ｉｔｒ＊ ＊ なるとき、スイッチング素子Ｓ４をオフし、また員 〈
０ で且つ ｌυ≦ｌυ＊ なるとき１スイツチング素子Ｓ１をオフするようなトリ
ガ信号ｖＧを生成するものであり、このトリガ信号Ｖｏ
によってスイッチング素子８１〜Ｓ６がオン。 オフされ、高調波補償装置の各相の電流瞬時値が制御さ
れる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 第３図に示した従来の高調波補償装置においては、それ
を構成する３相ＰＷＭコンバータの容量は、３相交流系
統電源１の電圧値と負荷電流中の高調波分の大きさによ
り決定されていた。 ３相ＰＷＭコンバータ５の定格電圧は系統電源１の基本
波電圧の最大値より十分高くしておかねばならず、この
定格電圧を下げるために高調波補償装置と電源系統との
間に変圧器を挿入することも可能であるが、この場合に
は電圧の低下に逆比例して取り扱うべき電流が増大する
という不具合があった・ 〔問題点を解決するための手段〕 本発明にかかる高調波補償装置は、それを構成する３相
ＰＷＭコンバータの交流側に印加される無駄な基本波電
圧をカットするように、電源系統周波数に共振する並列
共振回路を利用したものである。 すなわち、本発明にかかる高調波補償装置は電源系統に
負荷設備と並列に接続されるものであって、３相ＰＷＭ
コンバータと、該３相ＰＷＭコンバータの交流側の各相
に直列に挿入された交流リアクトルと、前記３相ＰＷＭ
コンバータの直流端子間に接続された直流コンデンサと
、前記３相ＰＷＭコンバータを制御する制御装置より構
成され、前記負荷設備に流入する３相電流および各相電
圧をそれぞれ直交座標軸上でのｄ、ｑ２軸成分に分解し
、両軸電力を演算の上その交流分のみを高調波分として
３相各相補償電流指令に換算し電源系統へ補償する高調
波補償装置において、電源系統にＹＹ結線変圧器の１次
側を接続し、第１のリアクトルとコンデンサが電源周波
数に並列共振するよう構成された回路を前記高調波補償
装置の交流リアクトルと変圧器２次側各相端子間に直列
に接続し、第２のリアクトルを前記並列共振回路と交流
リアクトルの接続点と変圧器２次側の中性点間に接続し
、前記変圧器の漏れインピーダンスと前記並列共振回路
のインピーダンスと第２のリアクトルのインピーダンス
の和を第２のリアクトルのインピーダンスで除したもの
を伝達関数の形とじｔ前記補償電流指令を入力とし前記
伝達関数により補正補償電流指令を得て前記３相ＰＷＭ
コンバータのスイッチングを行うことを特徴とするもの
でアクドルの電源系統側に第１のリアクトルとコンデン
サが電源系統周波数に並列共振するよう構成された回路
が直列に挿入されているので、電源系統の電圧は並列共
振回路より高調波補償装置側に接続された第２のリアク
トルの端子間にはほとんど現れない。 すなわち、交流リアクトルを介して接続される３相ＰＷ
Ｍコンバータの交流端子間には電源系統の基本波電圧は
印加されなくなり、３相ＰＷＭコンバータの直流端子間
に接続される直流コンデンサの電圧値も大幅に減少させ
ることができる。 このようにして、３相ＰＷＭコンバータノ定格電圧は系
統ラインに含まれる高調波分に見合う程度に低下し、取
り扱う電流も負荷電流中の高調波分のみであるから、３
相ＰＷＭコンバータの容量を大幅に減少させることがで
きる。 しかしながら、高調波補償装置の交流側の相間電圧を安
定させるために接続した第２のリアクトルが存在するた
め、高調波補償装置の出力である補償電流の一部がこれ
に流れ、電源系統側へ流入しない。そのために、以下の
述べるように伝達関数１こよって補償電流の補正を行う
。 変圧器の漏れインダクタンスＬｔと並列共振回路の第１
のリアクトルのインダクタンスＬｈ、コンデンサのキャ
パシタンスＯｈで構成される第１のインピーダンスをＺ
ｌ、第２のリアクトルのインダクタンスＬｇで構成され
る第２のインピーダンスヲｚ雪、電源インピーダンスを
ｚｓとし、負荷電流高調波分を一１３相ＰＷＭコンバー
タの出力補償電流をＩＣとすると１電源電流高調波分を
零とするためには次の式が成立しなければならない。 故に、補償電流ＩＣは次式で表される。 これを伝達関数の形で表すと次式のごとくなる。 、＊ １ｗは［相］式の工。に相当するものであるから、先の
電流指令信号に対し［相］式右辺の（）内の伝達関数、
すなわち、変圧器の漏れインピーダンスと並列共振回路
のインピーダンスと第２のリアクトルのインピーダンス
の和を第２のインピーダンスにより除したものを伝達関
数の形とし、補償電流指令をこの伝達関数に入力して補
正補償電流指令を得て、これにより３相ＰＷＭインバー
タを制御するととＩこより、適切な高調波補償を行うこ
とができる。 〔実 施 例〕 以下、実施例について図面を参照しつつ説明する。第１
図は本発明にかかる高調波補償装置の一実施例の主回路
構成図、第２図は本発明にかかる高調波補償装置の制御
装置のプロ、り図であって、第３図、第４図と同一の符
号は同一機能を有する部分を示す。 サイリスタレオナード装置等の負荷２に電力を供給して
いる３相交流系統電源１のライン各相にＹＹ結線変圧器
７の１次側を接続し、このＹＹ結線変圧器７の２次側各
相端子と高調波補償装置の各相交流リアクトル４の間に
、第１のリアクトル２２とコンデンサ２１が電源周波数
に並列共振するよう構成された並列共振回路３を直・列
に接続し、この並列共振回路３と交流リアクトル４の接
続点と変圧器７の２次側中性点の間に第２のリアクトル
２３を並列接続しである。 第３図で説明したと同様にスイッチング素子とダイオー
ドから構成された３相ＰＷＭコンバータ５の直流側には
、直流コンデンサ６が端子間に接続されており、第２図
で説明する制御装置の生成するトリガ信号ｖＧによりて
３相ＰＷＭコンバータ５のスイッチング素子がオン、オ
フされる。 このように構成された高調波補償装置の動作について、
各回路構成素子が理想の状態であるものとして以下に説
明する。第１のリアクトル２２とコンデンサ２１を並列
接続した並列共振回路３は、３相交流系統電源１の基本
波周波数に同調した並列共振回路になっているので、並
列共振回路３と第２のリアクトル２３で構成される回路
のインピーダンスは基本波に対しては無限大となり、３
相交流系統電源１の基本周波数の電圧は並列共振回路３
の両端に現れ、第２のリアクトル２３の両端には基本波
周波数以外の周波数の電圧しか現れない。 一般に、負荷２によって発生する高調波成分は３次以上
の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対す
る並列共振回路３のインピーダンスは減少し、第２のリ
アクトル２３のインピーダンスは増大するため、交流リ
アクトル４から流出する高調波補償装置による電流Ｉｐ
υ＋ ＩＰＶ ＋ ”ＰＷは第２のリアクトル２３には
僅かに流れるのみで、そのほとんどは並列共振回路３を
通って３相交流系統電源！へ流れる。 この第２のリアクトル２３に僅かｉこ流れる補償電流を
補正するために、第２図の電流指令値演算回路１４の出
力である［相］式で示される補償電流指令ＩＵ＊＋ ｉ
Ｖ” 、 ｉｗ＊を［相］式の（）内テ示すｆＬ ；６
伝達関数を内蔵する補正回路１６に出力し、補正回路
１６は［相］式に基づいて補正された補正補償電流指令
ＩＵ’ ＊ ＩＶ’・ｌ Ｗ ／を電流制御回路１５へ
出力する。 このようにして、本発明にかかる高調波補償装置におい
ては、３相交流系統電源１の基本波電圧が３相ＰＷＭコ
ンバータ５に印加されないため、直流コンデンサ６の充
電電圧が低くても、第２図により説明した制御装置によ
って生成されるトリガ信号Ｖ、）によって、３相ＰＷＭ
コンバータ５を構成するスイッチング素子をオン、オフ
せしめることにより、適切な高調波補償を行うことがで
きる。 本発明では３相変圧器としてＹＹ結線のものを使用した
が、ΔΔ結線としてもほぼ同様の効果を得ることができ
る。 〔発明の効果〕 以上、実施例によって詳細に説明したように、本発明に
かかる高調波補償装置は、第１のリアクトル２２トコン
デンサ２１からなる並列共振回路３の作用によって、３
相ＰＷＭコンバータ５に印加される基本波電圧をカット
しているので、直流コンデンサ６の充Ｖ、Ｗ：圧が低い
状態で動作させることカテキ、３相ＰＷＭコンバータ５
の装置容量を減少させることができる。 更ニ、３相ＰＷＭコンバータ５の交流側電圧を安定させ
るために挿入した第２のリアクトル２３に僅かに分流さ
れる補償電流を、補正伝達関数を内蔵する補正回路１６
によって補正することにより、完全な高調波補償を行う
ことができる。
＊ 具え、電流指令信号ＩＵ ｅ ＩＶ ＠ ＩＷ と
補償電流員１１Ｖ ｔ ｔｗの検出値を比較し、例えば
１υ≧０ で且つ ＩＵ≦員ゝ ＊ なるとき、３相ＰＷＭコンバータ５のスイッチング素子
Ｓ４をオンし、 ｌυ≧０ で且つ ｉｖ＞ｉｔｒ＊ ＊ なるとき、スイッチング素子Ｓ４をオフし、また員 〈
０ で且つ ｌυ≦ｌυ＊ なるとき１スイツチング素子Ｓ１をオフするようなトリ
ガ信号ｖＧを生成するものであり、このトリガ信号Ｖｏ
によってスイッチング素子８１〜Ｓ６がオン。 オフされ、高調波補償装置の各相の電流瞬時値が制御さ
れる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 第３図に示した従来の高調波補償装置においては、それ
を構成する３相ＰＷＭコンバータの容量は、３相交流系
統電源１の電圧値と負荷電流中の高調波分の大きさによ
り決定されていた。 ３相ＰＷＭコンバータ５の定格電圧は系統電源１の基本
波電圧の最大値より十分高くしておかねばならず、この
定格電圧を下げるために高調波補償装置と電源系統との
間に変圧器を挿入することも可能であるが、この場合に
は電圧の低下に逆比例して取り扱うべき電流が増大する
という不具合があった・ 〔問題点を解決するための手段〕 本発明にかかる高調波補償装置は、それを構成する３相
ＰＷＭコンバータの交流側に印加される無駄な基本波電
圧をカットするように、電源系統周波数に共振する並列
共振回路を利用したものである。 すなわち、本発明にかかる高調波補償装置は電源系統に
負荷設備と並列に接続されるものであって、３相ＰＷＭ
コンバータと、該３相ＰＷＭコンバータの交流側の各相
に直列に挿入された交流リアクトルと、前記３相ＰＷＭ
コンバータの直流端子間に接続された直流コンデンサと
、前記３相ＰＷＭコンバータを制御する制御装置より構
成され、前記負荷設備に流入する３相電流および各相電
圧をそれぞれ直交座標軸上でのｄ、ｑ２軸成分に分解し
、両軸電力を演算の上その交流分のみを高調波分として
３相各相補償電流指令に換算し電源系統へ補償する高調
波補償装置において、電源系統にＹＹ結線変圧器の１次
側を接続し、第１のリアクトルとコンデンサが電源周波
数に並列共振するよう構成された回路を前記高調波補償
装置の交流リアクトルと変圧器２次側各相端子間に直列
に接続し、第２のリアクトルを前記並列共振回路と交流
リアクトルの接続点と変圧器２次側の中性点間に接続し
、前記変圧器の漏れインピーダンスと前記並列共振回路
のインピーダンスと第２のリアクトルのインピーダンス
の和を第２のリアクトルのインピーダンスで除したもの
を伝達関数の形とじｔ前記補償電流指令を入力とし前記
伝達関数により補正補償電流指令を得て前記３相ＰＷＭ
コンバータのスイッチングを行うことを特徴とするもの
でアクドルの電源系統側に第１のリアクトルとコンデン
サが電源系統周波数に並列共振するよう構成された回路
が直列に挿入されているので、電源系統の電圧は並列共
振回路より高調波補償装置側に接続された第２のリアク
トルの端子間にはほとんど現れない。 すなわち、交流リアクトルを介して接続される３相ＰＷ
Ｍコンバータの交流端子間には電源系統の基本波電圧は
印加されなくなり、３相ＰＷＭコンバータの直流端子間
に接続される直流コンデンサの電圧値も大幅に減少させ
ることができる。 このようにして、３相ＰＷＭコンバータノ定格電圧は系
統ラインに含まれる高調波分に見合う程度に低下し、取
り扱う電流も負荷電流中の高調波分のみであるから、３
相ＰＷＭコンバータの容量を大幅に減少させることがで
きる。 しかしながら、高調波補償装置の交流側の相間電圧を安
定させるために接続した第２のリアクトルが存在するた
め、高調波補償装置の出力である補償電流の一部がこれ
に流れ、電源系統側へ流入しない。そのために、以下の
述べるように伝達関数１こよって補償電流の補正を行う
。 変圧器の漏れインダクタンスＬｔと並列共振回路の第１
のリアクトルのインダクタンスＬｈ、コンデンサのキャ
パシタンスＯｈで構成される第１のインピーダンスをＺ
ｌ、第２のリアクトルのインダクタンスＬｇで構成され
る第２のインピーダンスヲｚ雪、電源インピーダンスを
ｚｓとし、負荷電流高調波分を一１３相ＰＷＭコンバー
タの出力補償電流をＩＣとすると１電源電流高調波分を
零とするためには次の式が成立しなければならない。 故に、補償電流ＩＣは次式で表される。 これを伝達関数の形で表すと次式のごとくなる。 、＊ １ｗは［相］式の工。に相当するものであるから、先の
電流指令信号に対し［相］式右辺の（）内の伝達関数、
すなわち、変圧器の漏れインピーダンスと並列共振回路
のインピーダンスと第２のリアクトルのインピーダンス
の和を第２のインピーダンスにより除したものを伝達関
数の形とし、補償電流指令をこの伝達関数に入力して補
正補償電流指令を得て、これにより３相ＰＷＭインバー
タを制御するととＩこより、適切な高調波補償を行うこ
とができる。 〔実 施 例〕 以下、実施例について図面を参照しつつ説明する。第１
図は本発明にかかる高調波補償装置の一実施例の主回路
構成図、第２図は本発明にかかる高調波補償装置の制御
装置のプロ、り図であって、第３図、第４図と同一の符
号は同一機能を有する部分を示す。 サイリスタレオナード装置等の負荷２に電力を供給して
いる３相交流系統電源１のライン各相にＹＹ結線変圧器
７の１次側を接続し、このＹＹ結線変圧器７の２次側各
相端子と高調波補償装置の各相交流リアクトル４の間に
、第１のリアクトル２２とコンデンサ２１が電源周波数
に並列共振するよう構成された並列共振回路３を直・列
に接続し、この並列共振回路３と交流リアクトル４の接
続点と変圧器７の２次側中性点の間に第２のリアクトル
２３を並列接続しである。 第３図で説明したと同様にスイッチング素子とダイオー
ドから構成された３相ＰＷＭコンバータ５の直流側には
、直流コンデンサ６が端子間に接続されており、第２図
で説明する制御装置の生成するトリガ信号ｖＧによりて
３相ＰＷＭコンバータ５のスイッチング素子がオン、オ
フされる。 このように構成された高調波補償装置の動作について、
各回路構成素子が理想の状態であるものとして以下に説
明する。第１のリアクトル２２とコンデンサ２１を並列
接続した並列共振回路３は、３相交流系統電源１の基本
波周波数に同調した並列共振回路になっているので、並
列共振回路３と第２のリアクトル２３で構成される回路
のインピーダンスは基本波に対しては無限大となり、３
相交流系統電源１の基本周波数の電圧は並列共振回路３
の両端に現れ、第２のリアクトル２３の両端には基本波
周波数以外の周波数の電圧しか現れない。 一般に、負荷２によって発生する高調波成分は３次以上
の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対す
る並列共振回路３のインピーダンスは減少し、第２のリ
アクトル２３のインピーダンスは増大するため、交流リ
アクトル４から流出する高調波補償装置による電流Ｉｐ
υ＋ ＩＰＶ ＋ ”ＰＷは第２のリアクトル２３には
僅かに流れるのみで、そのほとんどは並列共振回路３を
通って３相交流系統電源！へ流れる。 この第２のリアクトル２３に僅かｉこ流れる補償電流を
補正するために、第２図の電流指令値演算回路１４の出
力である［相］式で示される補償電流指令ＩＵ＊＋ ｉ
Ｖ” 、 ｉｗ＊を［相］式の（）内テ示すｆＬ ；６
伝達関数を内蔵する補正回路１６に出力し、補正回路
１６は［相］式に基づいて補正された補正補償電流指令
ＩＵ’ ＊ ＩＶ’・ｌ Ｗ ／を電流制御回路１５へ
出力する。 このようにして、本発明にかかる高調波補償装置におい
ては、３相交流系統電源１の基本波電圧が３相ＰＷＭコ
ンバータ５に印加されないため、直流コンデンサ６の充
電電圧が低くても、第２図により説明した制御装置によ
って生成されるトリガ信号Ｖ、）によって、３相ＰＷＭ
コンバータ５を構成するスイッチング素子をオン、オフ
せしめることにより、適切な高調波補償を行うことがで
きる。 本発明では３相変圧器としてＹＹ結線のものを使用した
が、ΔΔ結線としてもほぼ同様の効果を得ることができ
る。 〔発明の効果〕 以上、実施例によって詳細に説明したように、本発明に
かかる高調波補償装置は、第１のリアクトル２２トコン
デンサ２１からなる並列共振回路３の作用によって、３
相ＰＷＭコンバータ５に印加される基本波電圧をカット
しているので、直流コンデンサ６の充Ｖ、Ｗ：圧が低い
状態で動作させることカテキ、３相ＰＷＭコンバータ５
の装置容量を減少させることができる。 更ニ、３相ＰＷＭコンバータ５の交流側電圧を安定させ
るために挿入した第２のリアクトル２３に僅かに分流さ
れる補償電流を、補正伝達関数を内蔵する補正回路１６
によって補正することにより、完全な高調波補償を行う
ことができる。
第１図は本発明にかかる高調波補償装置の一実施例の主
回路構成図、第２図はその制御装置のプロ、り図であり
、第３図は従来の高調波補償装置を具えた３相交流系統
の主回路構成図、第４図はその制御装置のブロック図で
ある。 １・・・・・・３相交流系統電源、２・・・・・・負荷
、３・・・・・・並列共振回路、４・・・・・・交流リ
アクトル、５・・・・・・３相ＰＷＭコンバータ、６・
・・・・・直流コンデンサ、７・・・・・・３相変圧器
、１６・・・・・・補正伝達関数を内蔵する補正回路、
２１・・・・・・コンデンサ、２２・・・・・・第１の
リアクトル、２３・・・・・・第２のリアクトル。
回路構成図、第２図はその制御装置のプロ、り図であり
、第３図は従来の高調波補償装置を具えた３相交流系統
の主回路構成図、第４図はその制御装置のブロック図で
ある。 １・・・・・・３相交流系統電源、２・・・・・・負荷
、３・・・・・・並列共振回路、４・・・・・・交流リ
アクトル、５・・・・・・３相ＰＷＭコンバータ、６・
・・・・・直流コンデンサ、７・・・・・・３相変圧器
、１６・・・・・・補正伝達関数を内蔵する補正回路、
２１・・・・・・コンデンサ、２２・・・・・・第１の
リアクトル、２３・・・・・・第２のリアクトル。
Claims (1)
- 電源系統に負荷設備と並列に接続される高調波補償設備
であって、３相ＰＷＭコンバータと、該３相ＰＷＭコン
バータの交流側の各相に直列に挿入された交流リアクト
ルと、前記３相ＰＷＭコンバータの直流端子間に接続さ
れた直流コンデンサと、前記３相ＰＷＭコンバータを制
御する制御装置より構成され、前記負荷設備に流入する
３相電流および各相電圧をそれぞれ直交座標軸上でのｄ
、ｑ２軸成分に分解し、両軸電力を演算の上その交流分
のみを高調波分として３相各相補償電流指令に換算し電
源系統へ補償する高調波補償装置において、電源系統に
ＹＹ結線変圧器の１次側を接続し、第１のリアクトルと
コンデンサが電源周波数に並列共振するよう構成された
回路を前記高調波補償装置の交流リアクトルと変圧器２
次側各相端子間に直列に接続し、第２のリアクトルを前
記並列共振回路と交流リアクトルの接続点と変圧器２次
側の中性点間に接続し、前記変圧器の漏れインピーダン
スと前記並列共振回路のインピーダンスと第２のリアク
トルのインピーダンスの和を第２のリアクトルのインピ
ーダンスで除したものを伝達関数の形とし、前記補償電
流指令を入力とし前記伝達関数により補正補償電流指令
を得て前記３相ＰＷＭコンバータのスイッチングを行う
ことを特徴とする高調波補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62303404A JPH0685622B2 (ja) | 1987-12-02 | 1987-12-02 | 高調波補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62303404A JPH0685622B2 (ja) | 1987-12-02 | 1987-12-02 | 高調波補償装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01148024A true JPH01148024A (ja) | 1989-06-09 |
| JPH0685622B2 JPH0685622B2 (ja) | 1994-10-26 |
Family
ID=17920618
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62303404A Expired - Lifetime JPH0685622B2 (ja) | 1987-12-02 | 1987-12-02 | 高調波補償装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0685622B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0315275A (ja) * | 1989-06-12 | 1991-01-23 | Toshiba Corp | 電力変換装置の制御装置 |
| JPH03139124A (ja) * | 1989-10-23 | 1991-06-13 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 共振形アクティブフィルタ |
| KR20030095130A (ko) * | 2002-06-11 | 2003-12-18 | 김규식 | 새로운 영상전류 주입법에 의한 다이오드 정류기의 고조파저감방식 |
| CN108521126A (zh) * | 2018-05-28 | 2018-09-11 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种混合补偿器及其控制方法和装置 |
| CN108551173A (zh) * | 2018-05-28 | 2018-09-18 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种串并联补偿器及其控制方法和装置 |
| CN108777488A (zh) * | 2018-05-28 | 2018-11-09 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种串联补偿器及其控制方法和装置 |
| CN112730942A (zh) * | 2020-12-21 | 2021-04-30 | 江苏华网融智科技有限公司 | 一种提高电压传感器带负载能力的电路和电路元件定值方法 |
-
1987
- 1987-12-02 JP JP62303404A patent/JPH0685622B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0315275A (ja) * | 1989-06-12 | 1991-01-23 | Toshiba Corp | 電力変換装置の制御装置 |
| JPH03139124A (ja) * | 1989-10-23 | 1991-06-13 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 共振形アクティブフィルタ |
| KR20030095130A (ko) * | 2002-06-11 | 2003-12-18 | 김규식 | 새로운 영상전류 주입법에 의한 다이오드 정류기의 고조파저감방식 |
| CN108521126A (zh) * | 2018-05-28 | 2018-09-11 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种混合补偿器及其控制方法和装置 |
| CN108551173A (zh) * | 2018-05-28 | 2018-09-18 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种串并联补偿器及其控制方法和装置 |
| CN108777488A (zh) * | 2018-05-28 | 2018-11-09 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种串联补偿器及其控制方法和装置 |
| CN108777488B (zh) * | 2018-05-28 | 2023-06-27 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种串联补偿器及其控制方法和装置 |
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| CN112730942A (zh) * | 2020-12-21 | 2021-04-30 | 江苏华网融智科技有限公司 | 一种提高电压传感器带负载能力的电路和电路元件定值方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0685622B2 (ja) | 1994-10-26 |
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