JPH01164151A - 符号判定基準電圧生成方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はディジタル信号で変調された信号の復調に必要
な符号判定に用いる判定電圧の基準電圧の生成方式に関
するものである。

（従来の技術） 近年、ディジタル信号の伝送を無線で行いたいとする要
求が出て来ている。特に移動無線用のシングルチャネル
パーキャリア（Ｓｉｎｇｌｅ　ＣｈａｎｎｅｌＰｅｒ　
Ｃａｒｒｉｅｒ）方式では、二値のディジタル信号で直
接ＦＭ変調する方式や、伝送帯域幅を狭くするために二
値のディジタル信号を低域Ｆ波器（以下、ＬＰＦという
）に通した後にＦＭ変調する方式等が採用されている。

前記ＬＰＦとしてガウスフィルタを用いた方式はＣＭＳ
Ｋ　（Ｇａｕｓｇｉａｎ　Ｆｉｌｔｅｒ　Ｍａｎｉｐｕ
−Ｌｌａｔｅｄ　Ｍｉｎｉｍｕｍ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙ
ｉｎｇ）と呼ばれ極めて帯域の狭い変調方式である。ま
た、二値のディジタル信号を多値、例えば回位に変換し
た後ＬＰＦを通してＦ’Ｍ変調する方式もある°。

以上いずれの変調方式も二値又は多値の周波数変調波と
考えることができる。これらの周波数変調波はその生成
過程から明らかなように直流成分を含むものであるから
、変調過程、伝送過程、復調過程のすべてにわたって直
流成分を考慮しなければならない。しかしながら以下の
２つの理由により、この直流成分の伝送は極めて困難で
ある。

即ち、 （イ）送信周波数と受信周波数は温度等の環境条件の変
化によりそれぞれ変動し、その相対的ずれは復調した際
の直流電位のずれとなって現われる。

この直流電位のずれを防ぐために、受信機の周波数弁別
器の出力側に直流遮断用の回路を入れることが多い。

仲）　送信周波数を切シ替えて使用する必要性から、近
年搬送波の生成に周波数シンセサイザが用いられている
が、これにＦＭ変調を行う場合、直流成分まで考慮する
と回路が極めて複雑なものとなる。

以上の理由により直流成分を伝送しない方式が望まれる
が、直流成分を伝送しない場合には別の問題が生ずる。

この問題点を二値の周波数変調の場合を例にとって以下
説明する。

第２図は送信機の構成図であって、１は入力端子、２は
変調器、３は増幅器、４は送信アンテナである。第３図
は従来の受信機の構成図であって、５は受信アンテナ、
６は高周波増幅器、２は周波数変換用混合器、８は局部
発振器、９は帯域Ｆ波器を含む中間周波増幅器、１０は
周波数弁別器、１１は直流遮断回路、１２はアナログ比
較器、１３は出力端子、１４は符号判定基準電圧を入力
する入力端子である。

まず、第２図に示す送信機の入力端子ｌに第４図（ａ）
に示す入力データが加えられると、変調器２はこの入力
データに基づいて周波数変調を行ない、周波数変調され
た信号は増幅器３で増幅され、送信アンテナ４から送信
される。送信された電波は第３図に示す受信機の受信ア
ンテナ５でとらえられ、高周波増幅器６で増幅され、周
波数変換用混合器２において局部発振器８からの局部発
振出力により周波数変換されて中間周波となる。この中
間周波は、帯域Ｆ波器を含む中間周波増幅器９で増幅さ
れ、周波数弁別器１０で周波数検波される。

この検波出力は直流遮断回路１１で直流成分を遮断され
、第４図（ｂ）に示すような波形の復調出力となる。ア
ナログ比較器１２は前記復調出力と入力端子１４から入
力される符号判定基準電圧とを比較して、当該復調出力
のＶペルの方が高い場合には出力端子１３に「１」を、
逆に低い場合には「０」を出力する。

前記復調出力の波形は第４図（ｂ）に示すように、（、
）に示す入力データの波形と異っている。即ち復調出力
の波形は、第２図に示す送信機の変調器２と、第３図に
示す受信機の直流遮断回路１１の作用によって波形ひず
みを受け、その中心値は第４図（ｂ）の点線のように変
動する。しかし、入力端子１４からの符号判定基準電圧
は第４図（ｂ）のＡで示すように固定された電圧である
ので、アナログ比較器１２における判定マージンが変動
することとなり、判定マージンが小さくなった時に誤っ
た判定を行ない、伝送誤シ率が悪化することがあった。

特に、伝送帯域を狭くするために多値化した場合や、Ｇ
ＭＳＫのように等何曲に多値となっている場合にその影
響が大きい。

第５図はＧＭＳＫ等のディジタル位相変調した信号を復
調する遅延位相検波回路の一例である（例えば特願昭５
８−１１２８０５　「遅延位相検波回路」）。

第５図に示す回路の動作を以下簡単に説明する。

第５図において、　ＧＭＳＫ等のディジタル位相変調さ
れた信号を受信アンテナ５で受信し、高周波増幅器６で
増幅し、周波数変換用混合器７において局部発振器８か
らの局部発振出力と混合して中間周波に変換し、帯域Ｆ
波器を含む中間周波増幅器９で増幅し、リミッタ１５を
通して１／ｎ分周器１６で分周する。当該１／ｎ分周器
１６によって周波数及び位相変調度は１／ｎ　（ｎは２
以上の整数）となる。前記１／ｎ分周器１６の出力はエ
クスクル−シブオア回路１７の一方の端子に加えられ、
他方の端子には遅延回路１８で一定の遅延、例えば入力
信号のディジタル変調の２ビツトに相当する時間遅延さ
せた信号を加える。エクスクル−シブオア回路１７の出
力は低域Ｆ波器１９、直流遮断回路２０、演算増幅器２
ノを通して出力端子２２に加えられる。出力端子２２の
出力は図示しないコン・リークに加えられ、「１」又は
ｒＯＪの復調信号が得られる。第６図は低域Ｆ波器１９
の出力に得られるアイバタンである。前記アイノぐタン
はＢｂ−Ｔ＝０．２５のＧＭＳＫを受信し、遅延回路１
８の遅延時間を入力ディジタル信号の２ビツトに相当す
る時間に選んだ場合を示す。但し、Ｂｂは変調の際に使
用するガウスフィルタの帯域幅、Ｔはディジタル信号の
ビットレートの逆数である。第６図のアイｄ’タンの横
軸は時間経過を示し、Ｔは１ビツト相当の時間を示す。

前記アイノ４タンは先行の２ビツトによって、第７図（
ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）　９　（ｄ）に示すよう
に４つに分類できる。（ａ）は時刻０−Ｔ　、　Ｔ〜２
Ｔのときのビット、（以下、先行ビットという）が１，
１のときを示し、時刻３ＴにおいてＬａで示しだレベル
を越えているときは時刻２Ｔ〜３Ｔのビットが１である
と判定し、Ｌａを越えないときは０であると判定する。

同様に（ｂ）は先行ビットが０．１の場合を示し、判定
レベルはＩ４．である。（、？）は先行ビット１，０で
判定レベルがＬｃ、（ｄ）は先行ビットが０，０で判定
レベルがＬｄである。このように先行ビットに対応して
判定レベルを決定すれば極めて効率の良い検波を行うこ
とができる。

しかしながら、二値の周波数変調の場合と同様に、変調
過程、伝送過程、復調過程で直流成分が失なわれると第
６図に示すアイ・ぐタンの中心値Ｃが変動し、第７図に
示す判定レベルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄが固定電圧であ
るため判定マージンが小さくなり判定に誤りが起り易く
なる。

（発明が解決しようとする問題点） 以上説明したように、従来の受信機においては復調信号
の中心電圧が直流成分の遮断により変動するのに対し、
符号判定の基準となる判定電圧は固定であるので、判定
マージンが変動し、小さくなる場合が生じ、判定に誤り
を生じていた。この問題点を解決するには復調信号の中
心電圧の変動に追従する判定電圧を生成するための基準
電圧が必要となる。

本発明は復調信号の中心電圧の変動に追従する基準電圧
を生成する符号判定基準電圧生成方式を提供することを
目的とする。

（問題点を解決するだめの手段） 本発明は、ディジタル信号で変調された信号を復調した
復調信号の符号判定に用いる判定電圧の基準電圧を生成
する符号判定基準電圧生成方式において、符号判定タイ
ミングで復調信号の符号を判定して対応する電圧保持手
段を選択し、前記符号判定タイミングに先立つ特定のタ
イミングで予め記憶した復調信号電圧と基準電圧との差
の電圧を前記選択した電圧保持手段により保持し、前記
選択した電圧保持手段及び残りの各電圧保持手段により
保持している電圧を加算して低域ｐ波器を通し、前記低
域Ｆ波器の出力電圧を基準電圧とすることを特徴とする
符号判定基準電圧生成方式である。

（作用） 符号判定タイミングに先立つ特定タイミングで復調信号
の電圧を記憶保持する。次いで前記符号判定タイミング
で復調信号の符号を判別し、その結果に基づいて前記特
定タイミングにおける復調信号の電圧レベルを想定し、
当該電圧レベルに対応する電圧保持手段を動作させて前
記特定タイミングで記憶保持した復調信号の電圧と基準
電圧との差の電圧を保持する。電圧保持手段は前記電圧
レベルの種類分だけ設けられ、符号判定ごとに、特定タ
イミングにおける復調信号の電圧をその電圧レベルに対
応した電圧保持手段に保持していく。

前記各電圧保持手段により保持した電圧は加算され低域
Ｆ波器を通され、基準電圧となる。当該基準電圧は前記
各電圧保持手段に保持されている電圧の中心値となるの
で、復調信号の中心値に追従した電圧となる。従って、
前記基準電圧を基準とする符号判定のだめの判定電圧に
より復調信号の符号判定を行なえば、直流遮断による中
心値変動の影響を受けることのない、誤シの少い判定を
実現できる。

（実施例） 第１図は本発明の実施例の構成図であって、２３は復調
信号が入力される入力端子、２４は一端が入力端子２３
に接続されているＣＭＯＳスイッチ、２５は一端が接地
され他端がＣＭＯＳスイッチ２４の他端に接続されてい
るコンデンサ、２６は入力端子がＣＭＯＳスイッチ２４
の他端及びコンデンサ２５に接続されている演算増幅器
、２７は５個のＣＭＯＳスイッチ２７−１〜２７−５か
ら構成され当該ＣＭＯＳスイッチ２７−１〜２７−５の
一端が全て演算増幅器２６の出力端に共通に接続されて
いるＣＭＯＳスイッチ群、２８は５個のコンデンサ２８
−１〜２８−５から構成され当該各コンデンサ２８−１
〜２８−５の一端が対応する前記ＣＭＯＳスイッチ２７
−１〜２７−５の他端に接続されているコンデンサ群、
２９は５個の演算増幅器２９−１〜２９−５から構成さ
れ当該各演算増幅器２９−１〜２９−５の入力端が各Ｃ
ＭＯＳスイッチ２７−１〜２７−５の他端及び各コンデ
ンサ２８−１〜２８−５の前記一端にそれぞれ接続され
ている演算増幅器群、３０は各演算増幅器２９−１〜２
９−５の出力端に接続され当該各演算増幅器２９−１〜
２９−５の出力を加算して出力する加算回路、３１は一
端が接地され他端が加算回路３０の出力端及び各コンデ
ンサ２８−１〜２８−５の他端に接続されているコンデ
ンサ、３２は入力端が演算増幅器２９−１　、２９−２
．２９−４　、２５−５及び加算回路３０の出力端に接
続され判定レベルＬ’ａ　＋　”ｂ　＋Ｌｃ、Ｌｄを生
成する判定電圧生成回路、３３は判定電圧生成回路３２
に接続され前記判定レベルＬａ。

”ｂ、”ｅ＋”ｄを切替えて出力する切替スイッチ、３
４は入力端が入力端子２３及び切替スイッチ３３の出力
端にそれぞれ接続されているアナログ比較器、３５は入
力端がアナログ比較器３４の出力端に接続され、出力端
が出力端子３６に接続されると共にＣＭＯＳスイッチ群
２７及び切替スイッチ３３に制御信号を出力する符号列
判別回路、３７はＣＭＯＳスイッチ２４及び符号列判別
回路３５にタイミング信号を出力するタイミング回路で
ある。

第１図に示す回路の動作を、入力端子２３に第６図に示
すアイ／’Ｐタンを有する復調信号が加えられた場合を
例にとって以下説明する。

本実施例においては、第６図に示すアイパタンを、先行
するビットの組合せによって第７図（ａ）。

（ｂ）　、　（ｅ）　、　（ｄ）の、４つに分類し、３
Ｔにおいて符号判定を行なうものであるが、第６図に示
すアイ・ぐタンは時刻２Ｔと３Ｔの中間で５つの部分に
集中していることに着目し、これらの部分を利用して符
号判定基準電圧を生成するものである。

まず第１図に示すタイミング回路３７から、第７図（ｅ
）　、　（ｆ）に示すように時刻２．５Ｔにおいて短い
ノクルスを出力し、ＣＭＯＳスイッチ２４のスイッチを
閉じる。これにより時刻２．５Ｔにおける復調信号はコ
ンデンサ２５に記憶保持される。次いでタイミング回路
３７から第７図（ｇ）　、　（ｈ）に示すように時刻３
Ｔにおいて短いノ’？ルスを符号列判別回路３５に出力
する。符号列判別回路３５は過去２ビツトの符号に基づ
いて切替スイッチ３３に所定の制御信号を送出すると共
に、アナログ比較器３４から出力される信号の符号に基
づいてＣＭＯＳスイッチ群２７の所定のＣＭＯＳスイッ
チを閉じるべく制御信号を出力する。例えば、第７図（
ａ）の場合、時刻３Ｔにおいて符号列判別回路３５は先
行ビットが１，１であることから判定電圧としてＬａを
選択すべく切替スイッチ３３に制御信号を送出する。ア
ナログ比較器３４は復調信号と前記Ｌ＆とを比較する。

時刻３Ｔにおける復調信号がＬａより大きい場合、即ち
符号判定が「１」である場合、時刻２．５Ｔにおいて記
憶保持した電圧は第７図（、）の（イ）であったことに
なるから、符号列判別回路３５はＣＭＯＳスイッチ群２
７に制御信号を送出しＣＭＯＳスイッチ２７−１を閉じ
てコンデンサ２５の電圧とコンデンサ３Ｉの電圧の差の
電圧でコンデンサ２８−１を充電する。

同様に、第７図（、）において、時刻３Ｔでの符号判定
の結果が「０」である場合には、時刻２．５Ｔにおいて
記憶保持した電圧は（ロ）であったことになるから、時
刻３ＴでＣＭＯＳスイッチ２７−２を閉じてコンデンサ
２５の電圧とコンデンサ３１の電圧の差の電圧でコンデ
ンサ２８−２を充電する。以下同様に、第７図［有］）
（先行ピッ）０．１）の場合は、符号判定の結果が「１
」のとき°は（ロ）であるからＣＭＯＳスイッチ２７−
２を閉じてコンデンサ２８−２を充電し、符号判定の結
果が「０」のときはｒ−３であるからＣＭＯＳスイッチ
２７−３を閉じてコンデンサ２８−３を充電する。

第９図（Ｃ）（先行ピッ）１，０）の場合は、符号判定
の結果が「１」のとき（ハ）であるからＣＭＯＳスイッ
チ２７〜３を閉じてコンデンサ２８−３を充電、符号判
定の結果が「０」のときに）であるからＣＭＯＳスイッ
チ２７−４を閉じてコンデンサ２８−４を充電する。又
、第９図（ｄ）（先行ビア）０．０）の場合は、符号判
定の結果が「１」のときに）であるからＣＭＯＳスイッ
チ２２−４を閉じてコンデンサ２８−４を充電、符号判
定の結果が「０」のとき（ホ）であるからＣＭＯＳスイ
ッチ２７−５を閉じてコンデンサ２８−５を充電する。

ところで、第６図に示すアイ・ぐタンの時刻２．５Ｔに
おける復調出力の電圧（イ）、（ロ）、（ハ）、に）、
（ホ）は中心電圧Ｃと共に並行して動くから、この変動
する中心電圧Ｃに追従する電圧は前記（イ）、（ロ）、
（ハ）。

に）、（ホ）の電圧を加算することによって求めること
ができる。即ち、コンデンサ２８−１〜２８−５にそれ
ぞれ保持されている時刻２．５Ｔにおける（イ）〜（ホ
）の電圧は演算増幅器２９−１〜２９−５を介して加算
回路３０に加えられる。加算回路３０とコンデンサ３１
は低域戸波器を形成しておシ、コンデンサ３１の端子に
は第６図のアイ・ぐタンの中心電圧Ｃに追従した基準電
圧が生成される。

ここで、加算回路３０は等しい抵抗値を有する５個の抵
抗で構成されるが、これらの抵抗値は前記（イ）、←）
等の電圧の値によって重みづけをつけてもよい。但し、
■側、ｅ側の対称性を保つため、前記（イ）の電圧に接
続される抵抗と（ホ）に接続される抵抗は等しい値とし
、（ロ）の電圧に接続される抵抗とに）の電圧に接続さ
れる抵抗も互いに等しい値とする。

又、コンデンサ３１の端子における電圧が第６図に示す
アイ・ぐタンの中心電圧Ｃに良く追従していくためには
、次の２つの条件が必要である。

（（イ）　コンデンサ２７−１〜２７−５の静電容量を
Ｃａ、コンデンサ３Ｉの静電容量をＣｂとするとＣａ　
＜＜　Ｃｂ であることが必要である。これはコンデンサ２７−１〜
２７−５の充電電流でコンデンサ３１の電圧が変化しな
いようにするためであるが、コンデンサ２７−１〜２７
−５とコンデンサ３ノとの間に利得を１とする演算増幅
器を挿入してもよい。

（→　第２図に示す送信機の変調器２及び第３図に示す
受信機の直流遮断回路１１で決まる時定数をＴ１、加算
回路３０を構成する各抵抗及びコンデンサ３１で形成さ
れる低域ν波器の時定数をＴ２とすると、 ＴＩ＞＞Ｔ２ である必要がある。

第１図において、演算増幅器２９−１．２９−２．２９
−４゜２９−５の出力電圧及びコンデンサ３）に現われ
る電圧は判定電圧生成回路３２に入力される。第８図は
判定電圧生成回路３２の一例であって、端子３２−１　
、　、？２−２．３２−４　、３２−５にはそれぞれ演
算増幅器２９−１．２９−２．２９−４．２９−５の出
力電圧が加えられ、端子３２−３にはコンデンサ３１の
端子に生ずる基準電圧が加えられる。端子３２−６〜３
２−９にはそれぞれ第７図（ａ）〜（ｄ）に示す判定電
圧Ｌａ−Ｌｄを出力する。

第８図における各抵抗器の抵抗値は前記判定電圧Ｌ３〜
Ｌｄが得られるように選定されるが、■側、ｅ側の対称
性を保つためにＲａ＝Ｒ，１，Ｒｂ　＝Ｒｃ。

Ｒａｂｌ　＝　Ｒｃｄｌ　　＋　Ｒａｂ２　＝　Ｒｃｄ
２　＋　Ｒａｂ３　＝　Ｒｃｄ３とする。このようにし
て得られた判定電圧Ｌ３〜Ｌｄは第６図に示すアイ・ぐ
夕／の中心値Ｃの電圧変化と並行して変化するので、復
調出力が直流遮断を受けてその中心値が変動してもアナ
ログ比較器３４は常に正しい符号判定をすることが可能
となる。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば直流遮断に
よって復調出力のアイ・ぐタンの中心値が変動を受けて
も、その中心値に追従した基準電圧が得られるので、復
調出力について常に正しい符号判定結果が得られ、複雑
な変調回路、直流伝送路、複雑な復調回路を使わなくて
も効率の良い検波を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の構成図、第２図は送信機の構
成図、第３図は従来の受信機の構成図、第４図は入力デ
ータと復調出力の波形、第５図は遅延位相検波回路、第
６図は復調出力のアイ・ぞタン、第７図は第６図を４分
類したアイ・ぐタン、第８図は判定電圧生成回路である
。 ２３・・・入力端子、２４・・・ＣＭＯＳスイッチ、２
５．３１・・・コンデンサ、２６・・・演算増幅器、２
７・・・ＣＭＯＳスイッチ群、２８・・・コンデンサ群
、２９・・・演算増幅器群、３０・・・加算回路、３２
・・・判定電圧生成回路、３３・・・切替スイッチ、３
４・・・アナログ比較器、３５・・・符号列判別回路、
３６・・・出力端子、３７・・・タイミング回路。 特許出願人　　沖電気工業株式会社 送信機の構成図 従来め受信機・の構成°図 第３図 λｎテ゛−タ乙才箋訓出力の波汁５ 第４図 １１正二イヱＬ不＠検；皮ド］ｆ与 第５図 才夏誦を力のアイバタン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ディジタル信号で変調された信号を復調した復調信号の
   符号判定に用いる判定電圧の基準電圧を生成する符号判
   定基準電圧生成方式において、符号判定タイミングで復
   調信号の符号を判定して対応する電圧保持手段を選択し
   、 前記符号判定タイミングに先立つ特定のタイミングで予
   め記憶した復調信号の電圧と基準電圧との差の電圧を前
   記選択した電圧保持手段により保持し、 前記選択した電圧保持手段及び残りの各電圧保持手段に
   より保持している電圧を加算して低域ろ波器を通し、 前記低域ろ波器の出力電圧を基準電圧とすることを特徴
   とする符号判定基準電圧生成方式。