JPH01180126A - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
- Publication number
- JPH01180126A JPH01180126A JP364088A JP364088A JPH01180126A JP H01180126 A JPH01180126 A JP H01180126A JP 364088 A JP364088 A JP 364088A JP 364088 A JP364088 A JP 364088A JP H01180126 A JPH01180126 A JP H01180126A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- wire
- signal
- echo canceller
- circuit
- bypassed
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims abstract description 18
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 11
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、長距離通信網に接続された四線回線と二線回
線との変換回路に利用する。
線との変換回路に利用する。
本発明は、ｆｓＤＮ（サービス統合ディジタル網、Ｉｎ
ｔｅｇｒａｔｅｄ ５ｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｎｅｔｗｏｒｋ ）加入者線ディジタル伝送に使用さ
れる二線式線路伝送用のエコーキャンセラに利用するに
適する。
ｔｅｇｒａｔｅｄ ５ｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｎｅｔｗｏｒｋ ）加入者線ディジタル伝送に使用さ
れる二線式線路伝送用のエコーキャンセラに利用するに
適する。
本発明はエコーキャンセラにおいて、
二線四線変換回路のバランスネットワークのインピーダ
ンス値をアダプティブフィルタのタップ係数値に基づい
て制御することにより、まわりこみ信号のインパルス応
答の振幅を小さくなるようにしたものである。
ンス値をアダプティブフィルタのタップ係数値に基づい
て制御することにより、まわりこみ信号のインパルス応
答の振幅を小さくなるようにしたものである。
従来、エコーキャンセラは、ハイブリッド回路によりエ
コー信号を数６８以上減衰させ、さらにディジタル信号
処理を使用したアダプティブディジタルフィルタにより
、エコー信号を６０ｄＢ以上減衰させ、受信信号のみを
受信回路に導く構成がとられている。
コー信号を数６８以上減衰させ、さらにディジタル信号
処理を使用したアダプティブディジタルフィルタにより
、エコー信号を６０ｄＢ以上減衰させ、受信信号のみを
受信回路に導く構成がとられている。
近年、ディジタル信号処理の発展により、ハイブリッド
回路の後段にアナログ・ディジタル変換器を配置し、デ
ィジタル信号により信号とエコーレプリカとの減算を行
う方式が実現されてきているが、アナログ・ディジタル
変換器に要求されるビット精度は厳しいものがあり、ハ
イブリッド回路のエコー減衰量はできるだけ大きいこと
が好ましい。
回路の後段にアナログ・ディジタル変換器を配置し、デ
ィジタル信号により信号とエコーレプリカとの減算を行
う方式が実現されてきているが、アナログ・ディジタル
変換器に要求されるビット精度は厳しいものがあり、ハ
イブリッド回路のエコー減衰量はできるだけ大きいこと
が好ましい。
しかし、このような従来のエコーキャンセラでは、ハイ
ブリッド回路のエコー減衰量は、バランスネットワーク
のインピーダンスを一種類とした場合に、加入者線のイ
ンピーダンスのバラツキによって数ｄＢ程度しか実現で
きないのが現状である。
ブリッド回路のエコー減衰量は、バランスネットワーク
のインピーダンスを一種類とした場合に、加入者線のイ
ンピーダンスのバラツキによって数ｄＢ程度しか実現で
きないのが現状である。
これを改善するためには、バランスネットワークのイン
ピーダンスを適応的に変化させたり切替型とする方法が
考えられるが、適応や切替のための簡単で有効な手段が
ない欠点があった。
ピーダンスを適応的に変化させたり切替型とする方法が
考えられるが、適応や切替のための簡単で有効な手段が
ない欠点があった。
本発明は上記の欠点を解決するもので、まわりこみ信号
のインパルス応答の振幅が小さくアナログ・ディジタル
変換器に要求される精度を緩やかにできるエコーキャン
セラを提供することを目的とする。
のインパルス応答の振幅が小さくアナログ・ディジタル
変換器に要求される精度を緩やかにできるエコーキャン
セラを提供することを目的とする。
本発明は、エコーキャンセラにおいて、二線四線変換回
路のバランスネットワークは、アダプティブフィルタの
タップ係数値に基づいてそのインピーダンス値を制御す
る手段を含むことを特徴とする。
路のバランスネットワークは、アダプティブフィルタの
タップ係数値に基づいてそのインピーダンス値を制御す
る手段を含むことを特徴とする。
アダプティブフィルタのタップ係数値に基づいてバラン
スネットワークのインピーダンス値をまわりこみ信号の
インパルス応答の振幅を小さくなるように制御する。
スネットワークのインピーダンス値をまわりこみ信号の
インパルス応答の振幅を小さくなるように制御する。
本発明の実施例について図面を参照して説明する。第１
図は本発明一実施例エコーキャンセラのブロック構成図
である。第１図において、エコーキャンセラは、ディジ
タル信号Ｓを入力するパルス送信回路１の出力に四線側
入力が接続され二線側入出力が二線式加入者線ｌに接続
されバランスネットワーク２．を含む二線四線変換回路
１０と、二線四線変換回路１０の四線出力を入力しアナ
ログ・ディジタル変換を行うアナログ・ディジタル変換
器３と、ディジタル信号Ｓを入力しまわりこみキャンセ
ル信号を出力するアダプティブディジタルフィルタ４と
、アナログ・ディジタル変換器３から出力されるまわり
こみ信号からまわり込みキャンセル信号を減算する減算
回路５とを備える。
図は本発明一実施例エコーキャンセラのブロック構成図
である。第１図において、エコーキャンセラは、ディジ
タル信号Ｓを入力するパルス送信回路１の出力に四線側
入力が接続され二線側入出力が二線式加入者線ｌに接続
されバランスネットワーク２．を含む二線四線変換回路
１０と、二線四線変換回路１０の四線出力を入力しアナ
ログ・ディジタル変換を行うアナログ・ディジタル変換
器３と、ディジタル信号Ｓを入力しまわりこみキャンセ
ル信号を出力するアダプティブディジタルフィルタ４と
、アナログ・ディジタル変換器３から出力されるまわり
こみ信号からまわり込みキャンセル信号を減算する減算
回路５とを備える。
二線四線変換回路１０は、パルス送信回路１の出力に一
方の端子が接続された抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１の他方の端
子と共通電位との間に四線側コイルが挿入され、二線側
コイルが二線式加入者線ｌに接続されたトランスＴＲと
、パルス送信回路１の出力に一方の端子が接続された抵
抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の他方の端子と共通電位との間に挿
入されたバランスネットワーク２．と、抵抗Ｒ１の他方
の端子および抵抗Ｒ２の他方の端子に接続されまわりこ
み信号を減衰させて四線側出力をアナログ・ディジタル
変換器３に与える減算回路２とを含む。
方の端子が接続された抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１の他方の端
子と共通電位との間に四線側コイルが挿入され、二線側
コイルが二線式加入者線ｌに接続されたトランスＴＲと
、パルス送信回路１の出力に一方の端子が接続された抵
抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の他方の端子と共通電位との間に挿
入されたバランスネットワーク２．と、抵抗Ｒ１の他方
の端子および抵抗Ｒ２の他方の端子に接続されまわりこ
み信号を減衰させて四線側出力をアナログ・ディジタル
変換器３に与える減算回路２とを含む。
バランスネットワークＺ、は、抵抗Ｒ２の他方の端子に
一方の端子が接続された可変抵抗Ｒ３と、可変抵抗Ｒ３
の他方の端子と共通電位との間に挿入された並列接続の
抵抗Ｒ１およびコンデンサＣとを含む。
一方の端子が接続された可変抵抗Ｒ３と、可変抵抗Ｒ３
の他方の端子と共通電位との間に挿入された並列接続の
抵抗Ｒ１およびコンデンサＣとを含む。
ここで本発明の特徴とするところは、バランスネットワ
ークＺ８に、アダプティブディジタルフィルタ４のパル
ス中心に対応するタップ係数値に基づいて可変抵抗Ｒ３
の抵抗値を制御する手段を含むことにある。
ークＺ８に、アダプティブディジタルフィルタ４のパル
ス中心に対応するタップ係数値に基づいて可変抵抗Ｒ３
の抵抗値を制御する手段を含むことにある。
このような構成のエコーキャンセラの動作について説明
する。第２図は本発明のエコーキャンセラの加入者線側
を見たインピーダンスを示す図である。第３図は本発明
のエコーキャンセラのまわりこみ信号のインパルス応答
を示す図である。
する。第２図は本発明のエコーキャンセラの加入者線側
を見たインピーダンスを示す図である。第３図は本発明
のエコーキャンセラのまわりこみ信号のインパルス応答
を示す図である。
第１図において、抵抗Ｒ２、バランスネットワークＺ、
および減算回路２は、送信パルスの一部が受信側へまわ
りこむことを防止するためのハイブリッド回路であり、
通常加入者線側を見たインピーダンスをＺＬ としたと
きに、 Ｒ＋ ： ＺＬ ＝Ｒ２： Ｚ＋＋ とすることによってブリッジを構成し、まわりこみ信号
を零とする。
および減算回路２は、送信パルスの一部が受信側へまわ
りこむことを防止するためのハイブリッド回路であり、
通常加入者線側を見たインピーダンスをＺＬ としたと
きに、 Ｒ＋ ： ＺＬ ＝Ｒ２： Ｚ＋＋ とすることによってブリッジを構成し、まわりこみ信号
を零とする。
アナログ・ディジタル変換器３は、その精度に限界があ
るとすれば、まわりこみ信号が小さい程受信信号の信号
対雑音比（Ｓ／Ｎ）にとって有利なダイナミックレンジ
を設定して量子化を行うことが設計上可能である。アダ
プティブディジタルフィルタ（ＡＤＦ）４および減算回
路５はハイブリッド回路でおおむね消去されたまわりこ
み信号をほぼ完全に除去する回路である。アダプティブ
ディジタルフィルタ４はバランスネットワークＺ。
るとすれば、まわりこみ信号が小さい程受信信号の信号
対雑音比（Ｓ／Ｎ）にとって有利なダイナミックレンジ
を設定して量子化を行うことが設計上可能である。アダ
プティブディジタルフィルタ（ＡＤＦ）４および減算回
路５はハイブリッド回路でおおむね消去されたまわりこ
み信号をほぼ完全に除去する回路である。アダプティブ
ディジタルフィルタ４はバランスネットワークＺ。
の抵抗値を制御するよう構成されている。
本発明の要点は、アダプティブディジタルフィルタ４の
パルス中心に対応するタップメモリのタップ係数値によ
りバランスネットワークＺ、の抵抗値を制御する点であ
る。
パルス中心に対応するタップメモリのタップ係数値によ
りバランスネットワークＺ、の抵抗値を制御する点であ
る。
加入者線側を見たインピーダンスＺＬは、線路の回路直
近部にブリッジドタップがない場合には、第２図■に示
すように、可変抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ
により構成され３素子インピーダンスで近似可能な周波
数特性を有しており、これにマツチングしたバランスネ
ットワークＺ。
近部にブリッジドタップがない場合には、第２図■に示
すように、可変抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ
により構成され３素子インピーダンスで近似可能な周波
数特性を有しており、これにマツチングしたバランスネ
ットワークＺ。
を使用することにより、まわりこみパルスのインパルス
応答を第３図■のように小さくすることができる。
応答を第３図■のように小さくすることができる。
しかし、まれに線路の回路直近部にブリッジドタップが
存在する場合には、存在しない場合と同様のバランスネ
ットワークＺ、を使用したとき、まわりこみパルスのイ
ンパルス応答は第３図［Ｆ］のように大きくなる。これ
を防止するために、回路直近部にブリッジドタップが存
在する場合のインピーダンスＺｔ、は第２図■のような
性質を有することから、バランスネットワークＺ、に含
まれる抵抗器、特に可変抵抗Ｒ３を小さく変更する。こ
のため（こは可変抵抗Ｒ０をＭＩＳ半導体素子で構成し
、その等価インピーダンスを制御電極に与える電圧によ
り制御する構成とすることがよい。第３図■の波形で説
明すると、可変抵抗Ｒ３を小さくし、減算回路２の減算
量を小さくすることにより、パルス中心部での減算のし
すぎを改善し、インパルス応答の振幅を小さくすること
に相当する。
存在する場合には、存在しない場合と同様のバランスネ
ットワークＺ、を使用したとき、まわりこみパルスのイ
ンパルス応答は第３図［Ｆ］のように大きくなる。これ
を防止するために、回路直近部にブリッジドタップが存
在する場合のインピーダンスＺｔ、は第２図■のような
性質を有することから、バランスネットワークＺ、に含
まれる抵抗器、特に可変抵抗Ｒ３を小さく変更する。こ
のため（こは可変抵抗Ｒ０をＭＩＳ半導体素子で構成し
、その等価インピーダンスを制御電極に与える電圧によ
り制御する構成とすることがよい。第３図■の波形で説
明すると、可変抵抗Ｒ３を小さくし、減算回路２の減算
量を小さくすることにより、パルス中心部での減算のし
すぎを改善し、インパルス応答の振幅を小さくすること
に相当する。
第３図◎は可変抵抗Ｒ３を小さく改善した場合のインパ
ルス応答である。
ルス応答である。
一方、まわりこみ信号のインパルス応答はアダプティブ
ディジタルフィルタ４と減算回路５で完全に除去される
のであるから、アダプティブディジタルフィルタ４には
まわりこみ信号のインパルス応答と等しいインパルス応
答が格納されている。
ディジタルフィルタ４と減算回路５で完全に除去される
のであるから、アダプティブディジタルフィルタ４には
まわりこみ信号のインパルス応答と等しいインパルス応
答が格納されている。
したがって、パルス中心部でのインパルス応答値の極性
が正か負かによって、可変抵抗Ｒ３が小さすぎるか大き
すぎるかを判断し、可変抵抗Ｒ３を制御することが可能
である。
が正か負かによって、可変抵抗Ｒ３が小さすぎるか大き
すぎるかを判断し、可変抵抗Ｒ３を制御することが可能
である。
この結果、少なくともパルス中心部でのインパルス応答
の振幅を小さくし、アナログ・ディジタル変換器３のダ
イナミックレンジを有効活用することが可能となる。
の振幅を小さくし、アナログ・ディジタル変換器３のダ
イナミックレンジを有効活用することが可能となる。
可変抵抗Ｒ３に何を用いるか、これを具体的にどのよう
に変換させるかは、種々の方法があるので本発明では限
定しない。
に変換させるかは、種々の方法があるので本発明では限
定しない。
また、値を変更する素子は抵抗器に限らず、バランスネ
ットワークの他のリアクタンス素子の値を変更するよう
に構成することができる。
ットワークの他のリアクタンス素子の値を変更するよう
に構成することができる。
上記例はディジタル形のアダプティブフィルタを用いた
例を示したが、トランスバーサルフィルタその他アナロ
グ形のアダプティブフィルタを用いた回路にも、そのタ
ップ係数あるいは重み係数に応じて、バランスネットワ
ークのインピーダンス値を制御する構成として同様に本
発明を実施できる。
例を示したが、トランスバーサルフィルタその他アナロ
グ形のアダプティブフィルタを用いた回路にも、そのタ
ップ係数あるいは重み係数に応じて、バランスネットワ
ークのインピーダンス値を制御する構成として同様に本
発明を実施できる。
以上説明したように、本発明は、まわりこみ信号のイン
パルス応答の振幅を小さく制御することができる。また
、これによりアナログ・ディジタル変換器に要求される
精度を緩やかにしてその設計を楽にする優れた効果があ
る。
パルス応答の振幅を小さく制御することができる。また
、これによりアナログ・ディジタル変換器に要求される
精度を緩やかにしてその設計を楽にする優れた効果があ
る。
、第１図は本発明一実施例エコーキャンセラのブロック
構成図。 第２図は本発明のエコーキャンセラの加入者線側を見た
インピーダンスを示す図。 第３図は本発明のエコーキャンセラのまわりこみ信号の
インパルス応答を示す図。 １・・・パルス送信回路、２．５・・・減算回路、３・
・・アナログ・ディジタル変換器、４・・・アダプティ
ブディジタルフィルタ、１０・・・二線四線変換回路、
Ｃ・・・コンデンサ、Ｒ＋ 、Ｒｚ 、Ｒ４・・・抵抗
、Ｒ３・・・可変抵抗、Ｓ・・・ディジタル信号、ＴＲ
・・・トランス、Ｚ、・・・バランスネットワーク、ｌ
・・・二線式加入者線。 特許出願人 日本電気株式会社、４゜ 代理人 弁理士 井 出 直 孝さ一１゛・、：２ｔ
・ 第１図
構成図。 第２図は本発明のエコーキャンセラの加入者線側を見た
インピーダンスを示す図。 第３図は本発明のエコーキャンセラのまわりこみ信号の
インパルス応答を示す図。 １・・・パルス送信回路、２．５・・・減算回路、３・
・・アナログ・ディジタル変換器、４・・・アダプティ
ブディジタルフィルタ、１０・・・二線四線変換回路、
Ｃ・・・コンデンサ、Ｒ＋ 、Ｒｚ 、Ｒ４・・・抵抗
、Ｒ３・・・可変抵抗、Ｓ・・・ディジタル信号、ＴＲ
・・・トランス、Ｚ、・・・バランスネットワーク、ｌ
・・・二線式加入者線。 特許出願人 日本電気株式会社、４゜ 代理人 弁理士 井 出 直 孝さ一１゛・、：２ｔ
・ 第１図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、バランスネットワークを含む二線四線変換回路と、 この二線四線変換回路の四線出力から送出されるまわり
こみ信号を減衰させるまわりこみキャンセル信号を出力
するアダプティブフィルタとを備えたエコーキャンセラ
において、上記バランスネットワークは、上記アダプテ
ィブフィルタのタップ係数値に基づいてそのインピーダ
ンス値を制御する手段を含む ことを特徴とするエコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP364088A JPH01180126A (ja) | 1988-01-11 | 1988-01-11 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP364088A JPH01180126A (ja) | 1988-01-11 | 1988-01-11 | エコーキャンセラ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01180126A true JPH01180126A (ja) | 1989-07-18 |
Family
ID=11563080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP364088A Pending JPH01180126A (ja) | 1988-01-11 | 1988-01-11 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01180126A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1128570A3 (en) * | 1999-12-14 | 2002-02-20 | Orckit Communications Ltd. | Echo compensator for telecommunication systems |
-
1988
- 1988-01-11 JP JP364088A patent/JPH01180126A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1128570A3 (en) * | 1999-12-14 | 2002-02-20 | Orckit Communications Ltd. | Echo compensator for telecommunication systems |
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