JPH0118444B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 この発明は、電子あるいは陽子などを高エネル
ギーに加速するための最終段加速器（シンクロト
ロン）用電磁石のコイル電源装置の改良に関する
ものである。 〔従来の技術〕 素粒子物理学の分野では、近年その重要な研究
手段として電子あるいは陽子などを高エネルギー
に加速する加速器が用いられるようになつた。シ
ンクロトロンはこのの加速器における最終段加速
器の磁場を発生さすためのものであり、その主電
磁石用のコイル電源装置は、負荷電流を一定パタ
ーンで急激に変化させ、かつ繰返し運転され、し
かも高精度・高力率・高信頼性が要求される。 このような電磁石のコイル用電源装置として
は、従来第１図に示すものが用いられてきた。 第１図において、１は交流電源、２は交流を直
流に、あるいは直流を交流に変換する電力変換
器、３ａは電流平滑用の直流リアクトル、４は抵
抗４ａとインダクタンス４ｂから成る電磁石のコ
イルである。 第１図に基づいて従来の装置の動作を説明す
る。第１図において、電力変換器２は３相のサイ
リスタブリツジからなり、ブリツジを構成するサ
イリスタの点弧角αを制御することにより、交流
電源１から入力される交流電圧を正・負任意の直
流電圧に連続的に変換できることは周知である。 ところで、例えばシンクロトロンにおいて要求
されるコイル電流i_nは、第３図ａに示すような三
角波である。従つて、コイル４の両端（Ｐ−Ｎ）
に印加すべき電圧V_nは、電流の立上げ時にはV_n
＝L_ndi_n／dt＋R_ni_nと正極性（Ｎを基準電位とする） であり、上記サイリスタの制御角αは90゜以下で
運転される。また、電流の立下げに必要な電圧は
V_n＝−L_ndi_n／d_t＋R_ni_nと逆極性となるので、サイ リスタの制御角αを90゜以上遅らせるように運転
される。このように、電力変換器２のサイリスタ
の点弧αを制御することにより、コイル４に三角
波電流を供給できる。なお、直流リアクトル３ａ
は電力変換器２のサイリスタの点弧角を制御する
ことにより発生する電圧リツプルを平滑し、コイ
ル４へリツプルの少ない電流を流すためのもので
ある。 〔発明が解決しようとする課題〕 ところで、上述のようなシンクロトロンの電磁
石用のコイル電源はコイル電流の設定値に対して
高精度の制御が必要である。例えば、三角波電流
の立上げ時において、コイル電流の最大値に対し
て約数％〜100％の範囲で、電流設定値（三角波
の電流基準）に対して±10^-3オーダーの精度が要
求される。これに対して、上記従来の電源装置で
は、特に三角波電流の立上げ初期の数％付近の電
流領域において、電力変換器２の電圧リツプルを
直流リアクトルで充分に減衰させることができ
ず、設定値に対して高精度に追従したコイル電流
が得られないという課題があつた。従つて、例え
ばシンクロトロン用の電源装置に適用した場合、
ビームの入射が不可能となる不具合を生じてい
た。 なお、コイル４供給される電流のリツプルは、
直流リアクトル３ａを大きくすることで減衰させ
ることはできるが、電力変換器２の制御応答性及
び経済性と相反するものであり、実質的には不可
能である。 この発明は、上記のような従来のものの課題を
解決するためになされたもので、電力変換器の発
生する電圧リツプルを極小に減衰させることによ
り、高精度のコイル電流が得られる電源装置を提
供することを目的としている。 〔課題を解決するための手段〕 この発明に係わるコイル用電源装置は、電力変
換器の発生するリツプル電圧を減衰させ、要求さ
れるコイル電流精度を得るLCフイルターと、こ
のLCフイルターの共振点をなくし、コイルへ印
加される電圧を非振動的にするRCフイルターと
からなるフイルター装置を設けたものである。 〔作用〕 この発明においては、電力変換器の発生するリ
ツプル電圧の周波数を_rとしたとき、LCフイル
ターの共振周波数_pと上記_rの比_p／_rを要求さ
れる電流精度に応じて選定すると共に、LCフイ
ルターのリアクタンスL_fと、RCフイルターの抵
抗値R_p、コンデンサの容量C_pの間に１／_p＜R_pC_p
＜π_pL_fC_pの関係をもたせ、上記電力変換器のリ
ツプル電圧を極小に減衰させる。 〔発明の実施例〕 以下この発明の一実施例について説明する。 第２図において、１は交流電源、２はサイリス
タ変換器でなる電力変換器であり、交流を直流に
変換する順変換器２ａと直流を交流に変換する逆
変換器２ｂより成る。上記順変換器２ａ及び逆変
換器２ｂはそれぞれ３相のサイリスタブリツジか
ら構成される。３は上記電力変換器より出力され
る電圧リツプルの吸収と電流の立上げ時に必要な
電圧を初期充電しておくためのフイルターであ
り、直流リアクトル３ａ、コンデンサ３ｂ，３
ｃ、抵抗３ｄで構成される。４ａ，４ｂはそれぞ
れ電磁石用コイル４の抵抗、インダクタンスであ
る。５，６はコイル電流の立上げ時に点弧され、
電流の立下げ時に消弧する、例えばゲートターン
オフサイリスタのようなスイツチ、７，８は上記
コイル電流の立下げ時に導通するダイオード、９
はコイル電流を検出する、例えばDC CT、シヤ
ントのような電流センサであり、以上１〜８によ
り本コイル用電源装置の主回路が構成される。 第２図において、１０は電力変換器２の出力す
る電圧を検出するための分圧器などで構成される
電圧センサ、１１は図示しない外部装置から与え
られるトリガ信号により付勢され、スイツチ５，
６の点弧及び消弧タイミングと電流基準回路１２
を付勢して三角波電流基準i_refを発生させるため
の制御タイミング発生回路である。１３，１６，
１８は制御信号の加減算を行なうための加算器、
１４は電流コントローラ、１５はコイル電圧V_n
を定める電圧基準回路であり、出力される電圧基
準V_refは、予め推定した負荷特性と電流基準i_ref
によつて発生し、かつ加算器１３から出力される
電流基準i_refと電流センサ９によつて検出される
コイル電流i_nとの誤差ε、電流センサ９及びコイ
ル４の温度変化によつて補正される。１７は電圧
コントローラ、１９は上記順変換器２ａ及び逆変
換器２ｂの制御角αを定める位相制御回路、２０
は順変換器２ａ及び逆変換器２ｂへ送る点弧パル
スを発生するゲート回路である。２１は交流電流
を検出するためのCT、２２は上記CT２１によつ
て検出される過負荷電流により付勢され、上記電
力変換器２の出力を絞り込むように動作させる過
電流リミツタである。上記１２〜１９及び２２は
演算増巾器などによるアナログ回路、あるいはマ
イクロプロセツサ、ミニコンなどによるデジタル
回路により構成できる。以上９〜２２は本コイル
用電源装置の制御回路を構成する。 第２図は本発明の一実施例を示す図であり、第
３図は本発明の動作を説明する図である。第２図
及び第３図に基づいて本発明の作用動作の説明を
行なう。 コイル用電源装置より出力される電流の精度を
決定する要因として電力変換器２により発生する
電圧リツプルと制御回路による電流基準i_refへの
追随性（応答性）とがある。 今、要求される電流の精度を電流基準の設定値
に対しての追随度で定義すると、 ε＝｜i_ref−i_n｜／i_ref ……(1) 但し、ε：コイル電流の精度（許容誤差） i_ref：コイル電流設定値 i_n：コイル電流 で表すことができる。 電磁石用コイルの電流精度で最も高い精度を要
求されるところは、三角波電流の立上げ部分、即
ち、コイル電流最大値の数％の部分である。この
部分において、例えばシンクロトロン用の電磁石
コイルで要求される電流の精度ε′は、 ε′≒1/100｜I_ref−I_M｜／I_ref＜10^-5……(2) 但し、I_ref：コイル電流設定値の最大値 I_M：コイル電流最大値 なお、(2)式において、1/100はコイル電流最大
値の数％を概略的に数値化したものであり、又、
10^-5以下としているのは、シンクロトロン用の電
磁石コイルが一般に必要とされている電流精度ε
が10^-3以下であるからである。 上記電磁石コイルの三角波電流の周波数は、通
常、数Hz以下であり、電力変換器２の出力に高周
波のリツプル電圧が発生しなければ、電力変換器
２の制御を工夫することにより、要求される電流
精度を得ることができる。 しかし、電力変換器としてのサイリスタ変換器
は、サイリスタの点弧角αを制御し、所望の直流
出力電圧を得るときには、必ず交流電源の整数倍
のリツプル電圧が発生し、電磁石コイルの要求す
る電流精度を満足しない。この電圧リツプルの周
波数_rは３相ブリツジの場合、交流電源の周波数
を_sとすれば、_r＝6_sとなる。この電圧リツプル
により発生するコイル電流のリツプル△i_nは、コ
イル４のインダク４ｂの値をL_n、抵抗４ａの値
をR_nとすると、一般的には、2π_r・L_n≫R_nであ
るために、 △i_n≒△Ｖ／2π_r・L_n ……(3) で表わされる。 従つて、電圧リツプルに対しては、コイル４に
印加されるリツプル値△Ｖそのものを小さくする
ことと、リツプル周波数_rを大きくすることによ
り、要求される電流精度を得ることができる。そ
のために、電力変換器２の順変換器２ａ及び逆変
換器２ｂは３相ブリツジを複数台組合せて、リツ
プル値△Ｖを小、リツプル周波数_rを大としてい
る。例えば、３相ブリツジを２台組合せた12相変
換器、４台組合せた24相変換器では、リツプル値
△Ｖはそれぞれ相数が多くなるほど減少するのは
もちろんであるが、リツプル周波数_rはそれぞ
れ、_r＝12、_r＝24となる。このように電力変
換器の相数を増すことにより、コイル電流に発生
するリツプル電流△i_nをある程度減衰させること
はできるが、更にリツプル電流△i_nを小さくし電
流精度上無視できるようにするためには、電力変
換器２の出力端にフイルター３を設ける必要があ
る。第２図に示すフイルター３を構成する直流リ
アクトル３ａの値をLfとしコンデンサ３ｂの値
をCとすると、電力変換器２から出力される電
圧リツプル△Ｖは、フイルター３の出力端すなわ
ちコイル４の両端で次の式で表わされる値△Vm
となる。 △Vm＝△Ｖ×（o／r）² ……(4) 但し、_p＝1/2π√ 従つて、例えば24相変換器の場合、交流電源の
周波数_sを60Hzとすると、リツプル周波数_rは
1440Hzとなり、フイルターの共振周波数_pを_rの
１／１００以下に選ぶと、電力変換器２により発生し
た電圧リツプルはコイル４の両端では10^-5以下と
なり、要求されるコイル電流の精度を充分満足で
きる。 つまり、(3)式において、一般にコイル４ｂのリ
アクタンスLmは数十〜数百mHであり、又、サ
イリスタ変換器は、経済性、製作性などから12相
あるいは24相ものが使用されるので、リツプル周
波数_rは、12相で720Hz、24相で1440Hzであり、
結局(3)式の右辺の分母は100〜1000の値となり、 △i_n／I_ref≒△V_n／（100〜1000）・I_ref＜10^-5……(
5) △i_n≒△V_n／（100〜1000）＜10^-5 ……(6) となる。 一方、(4)式より、_p／_r＝1/100とすると、△
V_nは10^-4になるので、 △i_n≒10^-4／（100〜1000）≒（10^-6〜10^-7）＜
10^-5となり、要求されるコイル電流の精度を充分
に満足する。 なお、コイル電流の精度は電力変換器の制御に
よる三角波の基本波部分の誤差（精度）とリツプ
ル誤差（精度）の和になるので、リツプルによる
誤差は、要求される精度より１桁少なくしておく
必要がある。 従つて、_pと_rの比_p／_rを要求される電流精
度に応じて適当な値、例えば上記実施例のように
10^-5の電流精度を得るには、_p／_r＝1/100以下
にすることが必要条件となる。 他方、要求される電流精度が、10^-3であれば、
_p／_r＝1/10以下に選択することにより、上記実
施例と同様に、 △V_n＝△Ｖ×10^-2 となり、 △i_n≒△V_n／（100〜1000） ≒10^-2／（100〜1000） ≒（10^-4〜10^-5）＜10^-3 のとおり、10^-3の電流精度が得られる。 ところが、上記のようなLCフイルターは、_p
の周波数に対して、共振点を持ち、不安定な回路
である。今、LCフイルターの入力電圧をe_i、出
力電圧をe_pとすると、 e_p＝１／SC_f／SL_f＋１／SC_fe_i ……(7) ＝１／１＋S²L_fC_fe_i ……(8) ここで、Ｓ＝jωとおくと、 e_p＝１／１−ω²L_fC_fe_i ……(9) 従つて、(9)式からも明らかなように、ω²１／L_fC_f の場合、e_p／e_i≫１となり、入力信号よりも出力
信号の方が大きくなる。即ち、

【式】の 付近の周波数をもつ電圧は、増幅され、振動を起
すことになるが、三角波のコイル電流を流すた
め、電力変換器２は、微視的にステツプ状の出力
電圧を発生するため、全ての周波数を含むステツ
プ電圧に対して、フイルターの出力、すなわち、
コイル電流は振動し、要求される精度が得られな
い。 このフイルターの振動対策として、LCフイル
ターのコンデンサ３ｂに対して並列に抵抗R_pの
みを挿入したフイルターが考えられる。 この場合の入力信号の関係は、 e_p＝Z_f′／SL_f＋Z_f′e_i ……(10) ＝１／１＋L_f／R_OＳ＋L_fC_fS²e_i ……(11) ＝１／１＋2ξωS＋ω²S²e_i ……(12) 但し、Z_f′＝R_p／１＋SR_pC_f ω²＝L_fC_f 2ξω＝L_f／R_p (10)式において、出力信号が入力信号より大きく
ならない非振動の条件は、ξ1.0とするところ
は良く知られている。従つて、（13）式より、フ
イルターの特性が安定な非振動になるためは、 これを整理して、 π_pL_fR_p ……(14) の条件が必要である。 ところが、上記のフイルターは、非振動的な安
定なフイルターとなりうるが、R_pによる電力損
失が大となり、実用的ではない。 そこで、_p以上の周波数を持つ電流のみ上記の
フイルター特性が適用され、それ以下の三角波コ
イル基本電流（周波数は約_p／10）にはLCフイ
ルターの特性を示すようにしたのが第２図に示す
フイルター３であり、LCフイルターとRCフイル
ターとからなる。 このフイルターの入出力信号の関係は次のとお
りである。 e_p＝１＋C_pR_pＳ／１＋C_pR_pＳ＋（L_fC_fC_p）S²＋L_fC_fR_pC_p
S³e_i ……(15) e_p／e_i＝１＋τ_fＳ／１＋τ_fＳ＋｛（
１／2πfo）²＋τ_f／πfo｝S²＋τ_f／（2πfo）²）S³…
…(18) ここで、L_fC_f＝（１／2π_p）² τ_f＝C_pR_p R_p＝π_pL_f C_p＝τ_f／π_pL_f 上記（16）式が非振動的、すなわち、あらゆる
周波数に対してe_p／e_iが１以下にできれば抵抗R_p
による電力損失を減少し、安定したフイルターが
得られる。 そこで、（16）式に基づいて、電子計算機を用
いてシミユレーシヨンを行なつた結果、次の条件
が必要であることが判つた。 R_pπ_pL_f ……(17) R_pC_p１／_p ……(18) （17），（18）式をまとめて表わすと、 １／_pR_pC_pπ_pL_fC_p ……(19) 第２図のフイルター３を構成するリアクトル３
ａ、コンデンサ３ｂ，３ｃ、及び抵抗の各種L_f，
C_f，C_p，R_pは上記_p／_r＝1/100の条件のもとで、
（19）式に示す関係をもたせているが、_p／_r＝
１／１０とした場合でも、（19）式のの関係をもたせ
ることにより、安定したフイルターとなる。 具体的に数値の一例を示すと、_p＝30Hzとすれ
ば、τ_f≒１／_p≒0.03，

【式】より、 L_f＝１（mH）にすれば C_f＝１／（2π_p）²L_f≒0.028(F) R_p＝π_pL_f≒0.094（Ω） C_p＝τ_f／π_pL_f≒0.32(F) である。 一方、コイル電流の電流基準i_refへの追随は制
御により解決する必要がある。第３図は本発明に
よるコイル用電源装置の定常動作について示した
ものであり、時刻t₁にて前サイクルが完了し次の
新しいサイクルが始まり、この新しいサイクルは
時刻t₄完了するものとする。 一般に、加速器における電磁石のコイル用電源
装置は他の装置の制御とも連動されており、第２
図に示すように主コントローラより第３図ｄに示
すような一定周期τのトリガ信号tgが供給され
る。この信号tgに基づき本コイル用電源装置は周
期的に定められた動作を行なう。すなわち、上記
トリガ信号tgにより付勢される制御タイミング発
生回路１１は、第３図ｆ及びｇに示すような信号
を発生し、電流基準回路１２に供給する。演算増
巾器を用いた積分器あるいはROMなどを用いた
デイジタル回路で構成される電流基準回路１２
は、制御タイミング発生回路１１から供給される
信号（第３図ｆ）の二進論理“１”の場合、出
力０で、信号ｇ（第３図ｇ）の“１”により時刻
t₁より立上がり、時刻t₂でi_naxに相当する電流基
準を発生し、また信号ｇの二進論理“０”によ
り、時刻t₂でi_naxであつた電流基準を時刻t₃で０
に立下げる。このようにして電流基準回路１２か
ら三角波のコイル電流基準が発生される。 時刻t₁におけるコイル電流の立上げに必要な電
圧V_pは、ほぼV_p≒L_ndim／d_t＝L_ni_nax／t₂−t₁で表わす
こ とができ、この時刻において、いかに正確にこの
電圧V_pをコイル４に印加できるか否かが、本コ
イル用電源装置に要求される精度を決定すると言
つても過言でない。このため、本発明では、フイ
ルター３とコイル４間に時刻t₁で導通するスイツ
チ５，６と、電流基準i_refを基準とするメジヤー
ループの他に、電圧基準V_refを基準とするマイナ
ーループを設けている。すなわち、第３図の時刻
t_pにおいて前サイクルのコイル電流i_nの立下げが
完了する。この時点においては、ダイオード７，
８はオフし、スイツチ５，６もオフの状態であ
り、フイルターコンデンサ３ｂ，３ｃの電圧V_c
は、第３図ｃに示すようにV₃であり、一般的に
コイル電流i_nの立上りに必要な電圧V_pとは異な
る。従つて、電流基準i_refが０である期間、t₀−t₁
間を第Ｉモードとすると、本装置ではこの期間電
圧基準V_refによつてフイルターコンデンサ３ｂ，
３ｃがV_pに充電される。この時の電圧基準V_refは
コイル電流基準i_refとコイル４の温度θ_nを考慮し
た負荷特性を基に電圧基準回路５によつて算出さ
れる。 時刻t₁になると、制御タイミング回路１１より
第３図ｉに示すようなスイツチ５，６のオン信号
g_poが発生し、スイツチ５，６に供給される。従
つて、スイツチ５，６は導通し、第Ｉモードで調
整されたコンデンサ３ｂ及び３ｃの電圧V_pがコ
イル４に印加されるので、コイル電流の立上りの
初期に高精度の電流をコイル４に供給できる。第
モードすなわちコイル電流の立上げ期間は、時
刻t₂まで継続するが、この期間本装置は次のよう
に動作する。時刻t₁でスイツチ５，６が導通する
と、コイル４には第３図ａに示すような電流i_nが
流れ始める。この電流は電流センサ９により検出
され、加算器１３で電流基準i_refと比較され、両
者の差εが０になるよう電流コントローラ１４→
加算器１６→電圧コントローラ１７→位相制御回
路１９→ゲート回路２０を通して順変換器２ａを
付勢する。一方、加算器１６には電圧基準回路１
５から発生する電圧基準V_refが入力され、電圧セ
ンサ１０により検出されたコイル４の電圧と比較
される。このとき、電圧基準V_refは、コイル電流
基準i_refとコイル４の温度θ_nを考慮した負荷特性
を基に発生し、更に電流センサ９の温度θ_c及びコ
イル電流i_nの電流基準に対する誤差εなどにより
補正され、電圧基準回路１５より出力される。す
なわち、予め推定した負荷特性は、コイル４の温
度により変り、かつ電流センサ９の温度特性によ
り、みかけの特性が変るので補正する必要があ
る。このように、電圧基準回路１５の出力V_refに
基づき電圧センサ１０の検出する電圧とV_refの差
が０になるように加算器１６→電圧コントローラ
１７→加算器１８→位相制御回路１９→ゲート回
路２０→順変換器２ａが動作するので、上記電流
基準i_refに対するメジヤーループよりも早い制御
で正確にコイル４の電圧V_nを定められる。従つ
て、電流基準i_rerに対するコイル電流i_nの誤差ε
も小さく、これにより電圧基準V_refを補正するだ
けでよいので、電流基準に対して高精度のコイル
電流を得ることができる。上記電圧基準回路１５
は、演算増巾器あるいはマイクロプロセツサ、ミ
ニコンなどを用いた関数発生器により構成でき
る。 時刻t₂でコイル電流i_nが定められた最大値i_nax
に達すると制御タイミング発生回路１１から第３
図ｊに示すようなスイツチ５，６をターンオフさ
せる信号g_pffが発生される。スイツチ５，６はト
ランジスタ、ゲートターンオフサイリスタ、静電
誘導形サイリスタなど自己消弧能力を有する半導
体素子あるいは転流回路を有するサイリスタ素子
などを適用できる。 信号g_pffによりスイツチ５，６はただちにオフ
する。このとき、コイル４のインダクタンス４ｂ
に発生する電圧の極性は、第のモードと逆極性
となり、フイルター３の出力電圧V_cより大きく
なるのでダイオード７，８が導通する。この時刻
t₂より時刻t₃の期間が第モードであり、第モ
ードで蓄積されたコイル４のエネルギーは、コイ
ル４→ダイオード７→直流リアクトル３ａ→逆変
換器２ｂ→ダイオード８→コイル４のループで交
流電源１へ回生させる。従つて、上記９〜２２で
構成される制御回路の動作によりコイル電流i_nを
電流基準i_refに追随させて、時刻t₃で０になるよ
うに制御できる。 時刻t₃からは、再び第１モードが始まり、上述
のような第モード及び第モードへ移行してい
く。このように本コイル用電源装置は、上記動作
を周期τで繰返し運転される。 なお、上記実施例では、交流電源１と、それぞ
れ３相サイリスタブリツジを基本とした順変換器
２ａ及び逆変換器から成る電力変換器２で説明し
たが、第４図に示すように、１の交流電源の代り
に直流電源２３を用い、電力変換器２の代りに、
例えばトランジスタの単相ブリツジから成る４象
限チヨツパ２４を用いることもできる。２４はト
ランジスタの他に、ゲートターンオフサイリス
タ、静電誘導形サイリスタなどを用いることもで
きる。また、第５図に示すように、スイツチ５，
６に逆並列にダイオード５ａ，６ａを接続し、ダ
イオード７，８に逆並列にスイツチ７ａ，８ａを
接続することにより、コイル４には上記実施例と
逆極性にも電流を流すことができる。 以上述べたように、この発明によれば、サイリ
スタ変換器の制御により発生するリツプル電圧を
減衰させるフイルター装置を、リアクトルL_f、コ
ンデンサC_fからなるLCフイルター、及び抵抗R_p、
コンデンサC_pからなるRCフイルターで構成し、
リツプル電圧の周波数を_rとしたとき、LCフイ
ルターの共振周波数_pと上記_rとの比を要求され
る電流精度に応じて選定するようにし、かつ、
１／_p＜R_pC_p＜π_pL_fC_pが成立するように各リア
クトル、コンデンサ、抵抗の値を選定するものと
したので、安定した回路で電圧リツプルを極小に
減衰させることができ、高精度のコイル電流が得
られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のコイル用電源装置を示す図、第
２図はこの発明の一実施例によるコイル用電源装
置を示す図、第３図はこの発明の動作を説明する
図、第４図はこの発明の他の実施例を示す図、第
５図はこの発明の他の実施例を示す図である。 図において、１は交流電源、２は電力変換器、
２ａは順変換器、２ｂは逆変換器、３はフイルタ
ー、３ａは直流リアクトル、３ｂ，３ｃはコンデ
ンサ、３ｄは抵抗、４はコイル、４ａはコイルの
抵抗、４ｂはコイルのインダクタンス、５，６は
スイツチ、７，８はダイオード、９は電流セン
サ、１０は電圧センサ、１１は制御タイミング発
生回路、１２は電流基準回路、１３，１６，１８
は加算器、１４は電流コントローラ、１５は電圧
基準回路、１７は電圧コントローラ、１９は位相
制御回路、２０はグート回路、２１はCT、２２
は過電流リミツタである。２３は直流電源、２４
はチヨツパである。なお、図中、同一符号は同一
または相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 複数のサイリスタ素子をブリツジ接続してな
   る、交流を直流に変換するサイリスタ変換器及び
   負荷となるコイルの間に設けられたスイツチ素
   子、このスイツチ素子と上記サイリスタ変換器と
   の間に設けられ、上記サイリスタ変換器の制御に
   より発生するリツプル電圧を減衰させるリアクト
   ルL_fとコンデンサC_fとからなるLCフイルター及
   び抵抗R_pとコンデンサC_pとからなるRCフイルタ
   ーで構成されたフイルター装置、上記コイルに流
   れる電流を検出する電流検出器、この電流検出器
   の検出した電流値と電流基準との電流偏差信号を
   入力し、上記電流偏差信号に応じた制御信号を発
   生する電流コントローラ、上記コイルに印加され
   る電圧を検出する電圧検出器、この電圧検出器の
   検出した電圧値と電圧基準との電圧偏差信号及び
   上記電流偏差信号に基づいた位相制御信号を発生
   する位相制御回路、この位相制御回路の位相制御
   信号により上記複数のサイリスタ素子を点弧する
   ゲート回路を備え、上記サイリスタ変換器のリツ
   プル電圧の周波数を_rとしたとき、上記LCフイ
   ルターの共振周波数 _p＝1/2π√_{f f} と上記_rの比_p／_rを要求される電流精度に応じ
   て選定すると共に、上記抵抗R_p及びコンデンサ
   C_pの値を、 １／_p＜R_pC_p＜π_pL_fC_p を満足するように選定したことを特徴とするコイ
   ル用電源装置。