JPH01188121A - 単一クロックをもち自動的に安定化されラッチされた差動比較器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （本発明の背景） λ肌曵分Ｉ 本発明は、１つのクロックをもった、前置増幅（ｐｒｅ
−ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ）によって自動的に安定
化されラッチされる電子回路に関わる。この比較器（コ
ンパレータ）は、非常に高い速度（最高数ギガヘルツの
マイクロ波）で作動するように設計されており、その単
一クロック、その自動的に安定化された静止電圧および
そのアーキテクチャは、この比較器が、測定誤りまたは
不安定性をひき起こずトランジスタ製造上の技術的な変
更によってはほとんど影響されないようなものとなって
いる。

この比較器は、ＧａＡｓ　（ガリウム砒素）のような第
ｍ−ｖ族の素材を用いた集積回路中に作れるように設計
されているが、もちろんこの比較器は、本発明の範囲を
逸脱することなく、シリコンで製造することの可能であ
り、ただその動作速度が遅いというだけである。

九廿ｊυ１生駁朋 差動式のラッチされた比較器は正帰還という機構を用い
ている。すなわち、人力間同士の電圧差は、増幅の後で
、出力部に再度現れる（測定位相）。次に、３つの信号
が入力部に再注入される（発散位相）。出力を人力にル
ープ・バックさせるということは、電圧差を増幅させる
ということになる。

平衡リセット回路を備えたこのタイプの構造物は、フリ
ップオーバ時間が非常に小さい比較器の製造を可能にす
るのできわめて価値あるものどなる。

第１図は先行技術による、差動ステージを重ねたラッチ
された比較器の回路図の１例を示す。

トランジスタＴ６およびＴ７のゲートにそれぞれアドレ
スされた人力信号Ｅ１およびＥ２は、トランジスタＴ８
およびＴ９のゲートに入力される出力信号ｓ１およびＳ
２とそれぞれ、すなわちトランジスタＴ６およびＴ７の
それぞれドレーンとカップリングされている。このアー
キテクチャにおいては、パルスがトランジスタＴ２およ
びＴ３のゲートにそれぞれ印加される２つの相補クロッ
ク旧およびＨ２が必要とされる。

この比較器は２つの重ねられた差動ステージをもってい
るがそれは、内部ステージＴ２＋Ｔ４＋Ｔ５＋Ｔ８＋Ｔ
９および外部ステージＴ３＋Ｔ６＋Ｔ７＋Ｔ８＋Ｔ９で
ある。この構成においては、測定位相から発散位相への
遷移は、２つのクロックおよびトランジスタＴ２および
Ｔ３を用いて外部差動ステージの電流をから内部差動ス
テージにスイッチングすることによって達成されるが、
この時に発散が開始される。電圧レベル・トランスレー
タ（ＴＩＯ，ｏｔ、　Ｄ２゜Ｄ３．　Ｔｌ２）および（
Ｔｌｌ、　Ｄ４．　Ｄ５．　Ｄ６．　Ｔ１３）は、人力
と出力との間に存在する静止レベルの差を補償するため
には欠くことのできないものである。

この構成に関連する欠点は主として次のものがある。

一オーバーラップしない相補クロックＩ１１およびＨ２
が必要である。

一スイッチング動作の際における電荷の注入による感度
の欠如。

−必ずしも次式のようには検証されないために、技術的
な欠陥ととり組むための静止レベルの安定性がないこと
。

ＩＴＩ　”　ＩＴ４　＋　ＩＴ５ 一外部ステージから内部ステージへまたはその逆に流れ
るときの電流のスイッチングによる出力信号の不安定性
。

本発明による比較器は、次のものによってこれらの欠点
を克服することを可能にする。

−電圧の安定化による技術的な変動の補償−単一クロッ
クによる動作 一内部ブリッジと外部ブリッジ間の電流の転送を排除す
ることによる高い感度 本発明は、人力における差動増幅器、出力における発散
回路および電圧レベル・トランスレータのような回路素
子を用いるが、差動増幅器と発散回路とのカップリング
は、増幅器を発散回路から絶縁する２つの電圧フォロア
によって達成される。増幅器の出力における静止電圧は
次に、自動的な制御ループによって印加され得る。差動
増幅器と発散回路との間のカップリングは、この回路の
負荷トランジスタのゲート上で達成されるが、これらの
トランジスタは自身が直列に取り付けられそして個々が
、抵抗モードまたは飽和モードのいずれかにおいて作動
する絶縁トランジスタを備えている。

魚用ΩＩＩ より正確に述べると、きわめて高い周波数において作動
し、入力端子に比較される信号が入力される差動増幅器
、増幅器の出力にたいして対称な２つのアーム中にある
発散回路を有し、前述の発散回路が個々のアームにたい
して３つの直列接続のトランジスタすなわち帰還トラン
ジスタ、絶縁トランジスタおよび電圧レベル・トランス
レータとを有し、比較器の出力が電圧レベル・トランス
レータの出力端子で得られるようなラッチされた差動比
較器、すなわち差動増幅器の出力部と発散回路間におけ
るカップリングが発散回路の負荷トランジスタのゲート
においてなされるラッチされた差動比較器に関わる。

夫旅刻 第２図に示す本発明による差動比較器は次の素子群を有
する。

一人力部ＥｌおよびＥ２から入力信号を受信する前置増
幅回路。これはトランジスタ１４から２０と共に１つの
グループをなす周知のタイプのカスケードされた増幅器
から形成されている。

一装置増幅器の出力部ＳｌおよびＳ２における静止電圧
の安定化を可能にする自動制御ループＴ２１　、旧から
０６．　Ｔ２゜ 一カップリング・トランジスタＴ２３およびＴ２４、絶
縁トランジスタＴ２５およびＴ２６ならびに差動帰還ト
ランジスタＴ２７　、　Ｔ２ＯおよびＴ２Ｏによって形
。

成され、さらに電圧レベル・トランスレータＴ３０゜Ｄ
８．　Ｄ９．　Ｔ：１２およびＴｅｌ　、　０１０　、
　Ｄｌｌ　、　Ｔ：１３によって補足される発散回路。

装置の平衡をリセットするためのトランジスタＴ３４お
よびＴ３５であり、これらは帰還トランジスタＴ２７お
よびＴ２Ｏとそれぞれ平行に取り付けられており、単一
クロックＨの信号は、これらのトランジスタＴ３４およ
びＴ３５のゲートに印加される。

−比較器の出力部は電圧レベル・トランスレータのトラ
ンジスタ３３のドレーンで得られ、そして同時に帰還ト
ランジスタＴ２７のゲートにループされ、そしてトラン
ジスタ３２のドレーンで得られる出力０２は７２８のゲ
ートにループされる。

装置は２つのアナログ電圧ＶＤＤおよびＶＳＳ＋との間
に置かれるが、これら２つの電圧は、ただ単に図が煩雑
になるのを避けるために第２図においては双方とも示さ
れていない。

ダイオードの数はこの自動制御ループの場合は６であり
個々の電圧レベル・トランスレータにおいては２つであ
るが、この数値は本発明の範囲を制限するものではなく
、それはＧａＡｓ　（ガリウム砒素）を用いる技術に対
応するが、実現された技術によって異なることもあり得
る。これらのダイオードの代わりに、技術的にはダイオ
ードを用いずトランスレータまたは抵抗を使用してもよ
い。

カップリング・トランジスタおよび絶縁トランジスタＴ
２３とＴ２５　、　Ｔ２４とＴ２６との間の中間出力を
それぞれＳＩ八およびＳＩＢと呼び、電圧レベル・トラ
ンスレータＴ３０とＴ３Ｉに印加される中間出力をそれ
ぞれＳＡおよびＳＥと呼ぶ。

このアッセンブリに使用されているトランジスタは全て
ノーマリ・オン、すなわち電圧はゲートに印加されてい
なければ導通しているタイプのものである。

簡単に言えばこの比較器は次のように作動する。

前置回路は２つの人力ＥｌおよびＥ２間の電圧差を増幅
する。前置増幅差動ステージの出力部Ｓ！およびＳｌに
存在する信号は、オリジナルなカップリング・モードを
用いて、発散ステージの負荷トランジスタＴ２３および
Ｔ２４によって発散ステージに送信される。クロックＨ
が低論理レベルの場合、Ｔ２７およびＴ２Ｏはオンであ
り、Ｔ３４およびＴａ２はオフであり、そして発散が開
始されるがそめ理由は、出力信号が発散ステージの人力
部（Ｔ２７およびＴ２Ｏのゲート）に送信されるからで
ある。ＳＡおよびＳＢが発散すると、回路はクロックＨ
を高論理レベルにして平衡状態に復帰し、すると発散サ
イクルを再度開始することが可能となる。

より詳細に述べれば、Ｅｌにおける電圧とＥｌにおける
電圧を比較しなければならないということである。電圧
差Ｖ（Ｅｌ）−Ｖ（Ｅｌ）は次に増幅器の利得である係
数Ｇで増幅される。従って次式を得る。

Ｖ（Ｓｌ）　−Ｖ（５２）　＝Ｇ−（Ｖ（Ｅｌ）−Ｖ（
Ｅｌ））次に２つの動作位相を考慮しなければならない
。

一位相１：クロツクＨは高論理状態にある。トランジス
タ゛ｒ３４およびＴａ２はオンである。従って′ｒ２７
およびＴ２Ｏは短絡している。絶縁トランジスタ′「２
５およびＴ２Ｏは、それらのゲートの幅電流源Ｔ２９の
ゲートの幅ならびにカプリング・トランジスタＴ２３お
よびＴ２４のゲートの幅との間にあるので飽和しない。

非抵抗例として、Ｔ２３およびＴ２４のゲート幅は５ミ
クロンであり、Ｔ２５およびＴ２Ｏのゲート幅は７．５
　ミクロン、モしてＴ２９のゲート幅は１０ミクロンで
ある。なぜなら、電流源（ゲート・ソース間の電圧がゼ
ロであるトランジスタ）によって印加される強度はトラ
ンジスタの寸法に比例し、さらに２ｘ７．５　＝１５＞
１０である６で、Ｔ２５およびＴ２Ｏの双方を同時に飽
和させることは不可能である。従ってＴ２５およびＴ２
Ｏは抵抗モードで動作する。

この結果、カップリング・トランジスタ、絶縁トランジ
スタおよび平衡リセット・トランジスタＴ２：］　＋Ｔ
２５　＋Ｔ３４およびＴ２４　＋Ｔ２６　＋Ｔ３５によ
って形成されるに２つの対称セットは２つのフォロア／
シフタ回路を形成する。なぜなら、Ｔ３４のゲート・ソ
ース間電圧は、Ｔａ２のそれと等しく、そして左側のア
ームの電流は右側のアームの電流と等しいからである。

Ｔ２３およびＴ２４のゲート・ソース間電圧は、それ故
に等しい。従って、差ＶＳＩ−ＶＳ２はＳＩＡとＳＩＢ
との間の値になる。

Ｔ２５およびＴ２Ｏは同じであり、１つの同一の電流が
導通しそして抵抗モードにあるので、これらの２つのト
ランジスタのドレーン・ソース間電圧は等しい。従って
これから次の式を得る。

Ｖ（ＳＡ）　−Ｖ（ＳＥ）　＝Ｖ（Ｓｔ）　−Ｖ（Ｓｌ
）＝　Ｇ−（Ｖ　（Ｅｌ）　−Ｖ　（Ｅｌ）　）この式
から発散位相がスタートしうることで前置増幅を求める
。

一位相２：発散位相においては、クロックＨは低論理レ
ベルにある。Ｔ３４およびＴａ２はオフであり、従って
回路の動作にはもはや関与しない。従ってＴ２７および
Ｔ２Ｏはもはや短絡しない。ここでは標準タイプのラッ
チされた差動回路を扱っている。電圧差Ｖ（ＳＡ）−Ｖ
（ＳＯ）が、２つの電圧レベル・トランスレータによっ
てＴ２７のケート中に再注入される。次にＳへの電圧を
ＳＢの電圧間における発散がある。これは極めて急速な
現象である。この場合、２つのトランジスタＴ２５およ
びＴ２Ｏのいずれか一方が飽和モードで動作する。端的
にいえば、ＥｌとＥｌ間における小さな電圧差によって
、出力電圧口および０２間の電圧差が大きいものとなる
。

このアーキテクチャの独創性は次のものである。

一発散スチージノ負荷トランジスタＴ２３およびＴ２４
による前置増幅ステージと発散ステージ間におけるカッ
プリング・モード。

−ときどき抵抗モードでそしてときどき飽和モードで作
動し得る絶縁トランジスタＴ２５およびＴ２Ｏの存在。

その役割は以下に説明する。

−カップリング・モードによる前置増幅器の絶縁によっ
て可能であり、さらに静止電圧を安定化させる自動制御
ループ。

一単一クロック、 安定性および単一クロックはカップリング・モードによ
って生成される長所である。

全ての静止電圧の安定化に関していえば、自動制御ルー
プＴ２１　、　ＤＩからＤ６．　Ｔ２２の役割は、Ｔ１
４中を流れる電流の自動的制御によって、そして前置増
幅回路と発散状態との間で用いられるカップリング・モ
ードによってＳｔおよびＳｌの静止電圧を安定化させる
ことである。測定位相（クロックは頂上状態にある）に
おいて、素子Ｔ２４　、　Ｔ２６　。

Ｔ３５だけでなく　Ｔ２３　、　Ｔ２５　、　Ｔ３４は
２つの電圧フォロアを形成し、ＳＡおよびＳＤの静止電
圧が印加される。さらに、素子Ｔ３０　、　Ｄ９．　Ｔ
３２　、　Ｔ３１　、０１０゜Ｄｌｌ　、　Ｔ３３もま
た電圧フォロアを形成し、旧と０２の静止レベルも印加
される。要するに、上述の自動制御ループによって、回
路の静止電圧の全てが安定する。１つの単一クロックＨ
−２つの相補クロックを発生させるより容易であるが−
が測定位相から発散位相に遷移する必要性によって、絶
縁トランジスタＴ２５およびＴ２６の存在を保証する。

標準のラッチされた比較器においては、測定される（測
定位相）電圧および差動出力部（発散位相）で得られた
電圧を交互に人力部に送信することを可能にするために
相補クロックが必要とされる。

これら２つの位相は単一クロックによって達成すること
ができる。クロックＨが低論理状態にあると、比較器は
発散位相にある。クロックが高論理状態にあると、差Ｖ
（ＳＡ）−Ｖ（ＳＢ）はＧ（Ｖ（Ｅｌ）　−Ｖ　（Ｅ２
）　）に等しい。発散位相においては、人力部Ｅｌおよ
び１ミ２は、もし人力信号がもはやコンパレータをして
その判断を変更するように強制することが不可能であれ
ば、もはや発散の方向にたいしてはなんら影響をもたな
い。これは絶縁トランジスタＴ２５およびＴ２６によっ
て可能になる。この動作ステップを以下に考慮する。

一ステップ１　：Ｖ（Ｓｌ）−Ｖ（Ｓｌ）が小さいと仮
定する。するとＶ（ＳＡ）−Ｖ（ＳＢ）も測定位相にお
いては小さい。

一ステップ２：発散位相が開始される。電圧ＳＡおよび
ＳＢは自身の静止レベルから大きく発散する。

Ｖ（Ｅｌ）−Ｖ（ε２）の符号が正であり、一方Ｖ（Ｓ
ｌ）　＞Ｖ　（Ｓｌ）そシテＶ（ＳＡ）　＞Ｖ（５Ｂ）
　テあり、サラニ発散位相においてはＶ　（ＳＡ）は増
大し一方Ｖ　（ＳＢ）は減少するものと仮定する。

この仮定からすると、ＳｌとＳＢとの間における電圧差
が増大することになる。これによって、Ｔ２３中を流れ
る電流が増大しやすいことになる。しかしこの電流は、
飽和モードに入るＴ２５によって制限される。その時、
電圧Ｓ２は、これら２つのノード（ｎｏｄｅ　：結節）
が電流源によって接続されるのでもはやＶ　（ＳＯ）に
たいしてなんら影響をもたない。

右側のアームに関していえば、ＳｌとＳＡ間の電圧が減
少し、Ｔ２６は抵抗モードに入る。

−ステップ３：入力端子に急激な変化が発生すると、発
散位相においてＶ（Ｓｌ）　−Ｖ（Ｓｌ）の符号が変化
する（ｖ　（ｓ　ｌ）　＜　ｖ　（Ｓｌ）　）事実があ
る。これによってシステムが測定位相に入る以前に、Ｓ
ｌはＳＲにたいしてもはや影響せずそして、従って、回
路の差動性のゆえニＶ（Ｓｌ）−Ｖ（Ｓｌ）はもはやＶ
（ＳＡ）　−Ｖ　（ＳＢ）の符号には影響をもたないと
いうことが以前から知られている。

端的にいえば、発散位相が開始されると、人力信号はも
はやシステムをして、測定位相に復帰する前にその判断
を変更させることは不可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はすでにのべた先行技術によるラッチされた比較
器の回路図である。 第２図は本発明による単一クロックをもつ自動的に安定
化されラッチされた比較器の回路図である。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力部に比較される信号が印加される差動増幅器
   と、増幅器の出力部にたいして対称である２つのアーム
   中に存在する発散回路とを有し、前期の発散回路が、個
   々のアームごとに、３つの直列に取り付けられたトラン
   ジスタすなわち帰還トランジスタ、絶縁トランジスタお
   よび負荷トランジスタならびに１つの電圧レベルのトラ
   ンジスタとを有し、さらに比較器の出力が電圧レベル・
   トランスレータの出力部において得られ、 差動増幅器の出力と発散回路の出力との間におけるカッ
   プリングが発散回路の負荷トランジスタのゲートにおい
   てなされることを特徴とする、高い周波数で動作するラ
   ッチされた差動比較器。
2. （２）発散回路の個々のアーム中において、絶縁トラン
   ジスタが、そのゲート幅が発散回路の電流源であるトラ
   ンジスタのゲート幅より小さいが、発散回路の負荷トラ
   ンジスタのゲート幅より大きく、従って抵抗モードおよ
   び飽和モードのいずれかにおいて動作することを特徴と
   する、請求項（１）記載のラッチされた差動比較器。
3. （３）絶縁トランジスタおよび負荷トランジスタによっ
   て、発散回路中に存在する高い増幅の信号から差動増幅
   器が絶縁されることを特徴とする、請求項（１）記載の
   ラッチされた差動比較器。
4. （４）差動増幅器が発散回路から絶縁されており、その
   出力電圧が、増幅器の電流源であるトランジスタのゲー
   トに静止電圧を印加する自動制御ループによって安定化
   されることを特徴とする、請求項（３）記載のラッチさ
   れた差動比較器。
5. （５）１つの単一クロック信号が２つの平衡リセット・
   トランジスタのゲートに印加され、これら２つのトラン
   ジスタの個々が発散回路の帰還トランジスタの内の１つ
   と平行に取り付けられていることを特徴とする請求項（
   １）記載のラッチされた差動比較器。
6. （６）回路の全てのトランジスタがノーマリ・オンのタ
   イプのものであることを特徴とする請求項（１）記載の
   ラッチされた差動比較器。
7. （７）集積回路状にＧａＡｓ（ガリウム砒素）のような
   第III−Ｖ族から生成されることを特徴とする請求項（
   １）記載のラッチされた差動比較器。
8. （８）請求項（１）に従って生成された、少なくとも１
   つのラッチされた差動比較器を有することを特徴とする
   アナログ−ディジタル変換機。