JPH01200807A - 非線形歪補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 トランノスタや電子管等を用いた増幅器において、入出
力間の面縁性の不完全な特性に起因する非線形歪の発生
が問題となる場合が多くある。

本発明は、このような非線形歪の発生を抑圧する非線形
歪補償回路の構成に関するものである。

〔従来の技術〕

マイクロ波等の高周波帯で有効な増幅器の入出力非線形
補償法として、Ｐｔ％１図に示すフィードフォワード形
歪補償回路がある　（以下、この補償回路を具備する増
幅器をフィードフォワード増幅器ともいう）。

フィードフォワード形歪補償回路は基本的に二つのルー
プより構成される。一つは歪検出ループであり、他の一
つは歪除去ループ１７である。

歪検出ループ１６は、主増幅器信号経路１２と線形信号
経路１３からＮｔｔ＆され、また、歪除去ループ１７は
、主増幅器出力信号経路１４と型注入経路１５から構成
される。さらに、主増幅器信号経路１２は主増幅器６か
らＭ戊され、線形信号経路１３は、可変減衰器８と可変
遅延線路９から構成される。主増幅器出力信号経路１４
は伝送線路からなり、歪注入経路１５は、可変減衰器１
０と、可変遅延線路１１と、補助増幅器７から構成され
る。

ここで、特性的に大きな違いが生ずることがないため、
可変減衰器８と可変遅延線路９は、両方共またはいずれ
か一方だけの形で、主増幅器信号経路１２に具備される
場合もある。

同様に、可変減衰器１０と可変遅延線路１１は、場合に
よっては主増幅器出力信号経路１４に具備されることも
ある。また、電力分配器３と電力合成器４お上り５はト
フンス回路、ハイブリッド回路等で構成した単純な無損
失電力分配器・電力合成器である。

以下、この回路の動作について説明する。

入力端子１に印加された入力信号は、まず、電力分配器
３により、主増幅器信号経路１２と線形信号経路１３に
分配された後、電力合成器４により電力合成される。こ
こで、可変滅簸器８および可変遅延線路９は電力合成器
４の歪注入経路１５の側に出力される二つの経路１２と
１３の信号成分に関して、互いに振幅、遅延量が等しく
かつ位相が逆相となるように調整される。ただし、逆相
の条件は、電力分配器３もしくは電力合成器４における
入出力端子間の移相量を適当に設定することにより実現
するか、もしくは主増幅器６での位相反転を利用するか
、もしくは第２図に示すようにサーキュレータ１８の一
つの端子に短絡終端１９を具備した位相反転回路を１２
か１３のいずれかの経路に挿入することにより実現する
。

歪検出ループは、このように構成されているから、電力
合成器４の経路１５の側の出力として、結局二つの経路
１２と１３の二つの信号の差成分が検出されることにな
る。

この差の成分は、まさに主増幅器が発生する歪成分その
ものであり、このことから、このループは歪検出ループ
と呼ばれる。

さて次に、可変減衰器１０と可変遅延線路１１は、経路
１２についての電力合成器４の入力端子４−１から電力
合成器５の出力端子５−２までの二つの経路１４と１５
の伝達関数が、互いに振幅、遅延量に関して等しくかつ
位相に関して逆相となるように調整される。ここで経路
１５の入力信号は、歪検出ループで検出された主増幅器
の歪成分であるから、経路１５は、電力合成器５の出力
５−２において、主増幅器の出力信号に歪成分を逆相等
振幅で注入することになり、結局、回路全体の出力にお
ける歪成分の相殺が実現される。

以上がフィードフォワード増幅器構成の理想的な動作で
ある。

動作原理を簡略に述べれば、主増幅器の発生する歪成分
のみを歪検出ループで検出した後、補助増幅器でそのレ
ベルを増大し歪注入ループにより逆相等振幅で主増幅器
出力に再注入することによって歪を抑圧し、直線性の良
い増幅器を実現するものである。

２二で、主増幅器の出力端子から電力合成器４、経路１
４お上り電力合成器５を介して出力端子２に至るまでの
伝送経路損失は、フィードフォワード増幅器としての出
力レベルの低下を避けるためできる限り小さくなるよう
にする。

このために、電力合成器４および電力合成器５は、入力
端子４−１から４−３までの結合損失および出力端子５
−１から５−２までの結合損失ができる限り小さくなる
ように構成される。

ここで、電力合成器４．５は無損失回路であることから
、結局、入力端子４−１から４−４までの結合減衰量お
よび出力端子５−３から５−２までの結合減衰量は大き
な値をとらざるを得なくなる。

例えば、入力端子４−１から４−３および出力端子５−
１から５−２までの損失をそれぞれ０．１　　ｄＢ　以
内にするためには、４−１から４−４および５−３から
５−２までの結合減衰量を２０ｃｌＢ以上とする必要が
ある。

従って、補助増幅器７の出力レベルについても、出力端
子５−３において、出力端子５−２におけるより２０ｄ
Ｂ高いレベルが必要となる。

第３図に示すスペクトラム図は、このような状況におい
て、等振幅２信号を入力した場合のフィードフォワード
構成素子各点におけるスペクトラム例を表わすものであ
る。

まず、第３図（ａ）は主増幅器の出力スペクトラムであ
る。

図中、ｆ、　、ｆ２は入力信号が線形増幅された基本波
出力成分であり、２ｆ、−ｆ２　と２ｆｔ−ｆ。

は３次相互変調歪成分、３　ｆ、−２ｆ２　と３ｆ２−
２ｆ、は５次相互変調歪成分である。

ここで、いま主増幅器の出力レベルが最大出力近傍とす
れば、基本出力成分子、またはｆ２のレベルと　３次相
互変調歪成分２ｆ、−ｆ２または２ｆ、−ｆ、のレベル
差は、通常２０ｄＢ以下となる。

次に第３図（ｂ）は、歪検出ループの出力スペクトラム
であり、基本波成分が十分抑圧された歪成分が得られて
いる状態を示す。

さらに第３図（ｃ）は、補助増幅器７の出力スペクトラ
ムであり、４Ｍ、−４ｆ、と５Ｆ、−４ｆ１の周波数を
有する３次相互変調歪成分が補助増幅器で新たに発生す
る状態を示す。

この第３図（ｃ）に示す歪成分が歪除去ループで主増幅
器出力に注入され、ｆｊＳａ図（ａ）の歪成分の相殺が
達成される。

しかし、ｔｔＳ３図（ｄ）に示すように、補助増Ｉ唱器
が発生した３次相互変調歪成分である５ｆ。

−４ｆ２と５　ｆ２−４　「、の成分は何等レベルが低
下せずにフィードフォワード増幅器の歪として残留する
。ここで、先に述べたように補助増幅器の出力レベルは
、出力端子２におけるより２０ｄＢ以上商くなければな
らないから、主増幅器出力における基本波成分と３次相
互′＆調歪成分のレベル差が　２０ｄＢとすれば、補助
増幅器の出力レベルは主増幅器の出力レベルと同程度と
なる。

従って、補助増幅器として主増幅器と同程度の最大出力
を有するものを使用したとしても、２　ｆｌ−Ｉ２オヨ
Ｖ　２　ｆ２−　Ｌ　ノｄ分ト５　ｆｌ−４ｆ２および
５　ｆ２−４　ｆ、の成分のレベル差は、最大でも２０
ｄＢＬかとれないから、結局、フィードフォワード出力
における基本波成分子１、ｆ２　と３次相互変調歪成分
５ｆ、−４ｆ、　、５ｆ、−４ｆ、のレベル差は、最大
４０ｄＢとなる。フィードフォワード構成による歪改善
量を補助増幅器を動作しない場合と動作させる場合の残
留歪レベル差で評価するとすれば、歪改善量として高々
２０ｄＢＬかとれないことになる。

さらに、補助増幅器の最大出力レベルが主増幅器のそれ
より低い場合には、補助増幅器の発生する３次相互変調
歪レベルは、更に高くなるから歪改善量は低下する。

以上の説明では３次相互変調歪についての補償動作を述
べたが基本的には５次歪についても同様である。

また、第３図（ｂ）のスペクトラム例では、説明を簡単
化するため基本周波数に落ち込む歪成分を省略したが、
実際には　２ｆ、−ｆ、および２ｆ、−ｆ、のレベルよ
り高いレベルの、周波数が基本周波数と同一の歪成分が
発生する。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上説明したようにフィードフォワード増幅器は、用い
る主増幅器より線形性の良好な増幅器としで動作するが
、出力レベルの高い動作点において　２０ｄＢ以上とい
った歪改善量を達成するためには、補助増幅器として主
増幅器と同等以上の最大出力特性を有する電力増幅器を
必要とする欠点があった。

本発明は、最大出力レベルが主増１陥器より小さい補助
増幅器を使用しても良好な歪補償特性を実現できるフィ
ードフォワード形の非線形補償回路を提供することを目
的としている。

〔課題を解決するための手段〕

本発明によれば、上述の目的は前記特許請求の範囲に記
載した手段により達成される。

すなわち、本発明は、フィードフォワード増幅器におい
て、注入する非線形歪の振幅と位相をｉ１１整可能な前
置歪補償回路（以下、ブリディスト−２１２回路と称す
る。）を主増幅器の入力信号経路に具備することにより
、主増幅器の発生する３次相互変調歪成分をあらかじめ
低減することを主要な特徴とする。

従来の技術では、主増幅器の発生する３次歪レベルが高
いため、補助増幅器の出力信号（検出・増幅された主増
幅器の歪成分）のレベルもそれに対応して高くすること
が必要であったため、残留歪成分を小さくし歪改善効果
を高めるには、主増幅器と同程度の最大出力を有する補
助増幅器を必要とする欠点があった。

これに対して、本発明によれば、歪改善量を劣化するこ
となく補助増幅器９所要最大出力を大幅に低減すること
が可能であり、さらに最大出力レベルが主増幅器と同程
度に高い補助増幅器を用いた場合には、より高い歪改善
量を実現できるものであり、この点が従来技術と大きく
異なる。

〔実施例〕

第４図は本発明の第一の実施例の構成を示す図である。

本発明は、第１図に示したフィードフォワード増幅器の
基本構成において、主増幅器の入力経路にプリデイスト
−９１２回路２０を具備することにより構ｒ＆される。

そして、ｔｔＳＳ図はプリデイスト−９１２回路の構成
と原理を示す図である。

まず、第５図（ａ）の回路について、その動作を概説す
る。

信号は入力端子２１より入力され、電力分配器２３によ
り二つの信号経路に等振幅もしくは適当なレベル関係で
分配される。その一方は、可変遅延線路２８を経て電力
合成器２４に入力される。もう一方の分配信号は、３次
歪発生器２５に入力され、可変移相器２６と可変減衰器
２７で位相と振幅を調整されて電力合成器２４に入力さ
れ、可変遅ｌｆ、ｍ路の線形信号成分と適当な位相・振
幅関係で線形合成される。この３次歪成分を注入された
ブリデイスト−ジョン回路の出力信号は、後置の主増幅
器６に入力される。

この時の線形信号成分と歪成分のスペクトラム関係を等
振幅２信号を例にとり、同図（ｂ）・（ｃ）に概念的に
示す。

入力信号スペクトラムは、ブリデイスト−２１２回路の
入力信号スペクトラムであり、同図（ｂ）に示すように
純粋な２周波数ｆ＋　、ｆ２からなる。これに対して、
主増幅器の出力信号スペクトラムでは、同図（ｃ）に示
すように周波数２ｆ、−ｆ２および２ｆｚ−ｒ＋の、ブ
リデイスト−シラン回路（ＰＤ）２０で注入された歪成
分（図中に破線で表示し、英字符りで示している）と主
増幅器（ＰＡ）が発生した歪成分（図中に実線で表示し
、英字符Ａで示している）が存在している。

ここで同図に概念的に示すように、これら二つの歪成分
が、等振幅で逆相状態になるようにＰＤ回路で３１整さ
れるから結局ＰＡ出力２２で３次歪の相殺が達成され、
歪のない線形出力信号が得られる。ここで３次歪発生器
は、！￥５６図に構成例を示すように９０゛ハイブリッ
ド回路２９の二つの等振幅分配ボートに逆並列接続のペ
アーダイオード３０を終端した回路で実現できる。互い
に逆並列接続したペアーダイオードの印加電圧と導通電
流特性は３次特性に近似しているため、入力３１から信
号を入力すると端子３３と３４のダイオード負荷３０で
は３次歪が発生する。この二つの３次歪成分は９０”ハ
イブリッド回路の性質により、入力ｊ１３１には互いに
逆相で、また出力ｊ３１３２には同相で出力するように
設定できる。

一方、線形成分については、端子３１と３２が互いにア
イソレーションされているため、該ダイオード回路の線
形動作領域でのインピーダンスをハイブリッドの端子イ
ンピーダンスに整合させることにより、出力端３２から
は出力しないように構成できる。この抑圧量は、端子３
１と３２のアイソレージタンｆｉ＋ニ一致し、３０ｄＢ
以上確保することが実際上可能である。このため、線形
成分の少ない３次歪成分を発生することができるもので
ある。

以上説明したブリデイスト−２１７回路については、特
許第１１０７６８１号（昭和５７゜８．１３）に詳細な
動作原理を述べている。

このように、ブリデイスト−シラン回路１８を具備した
ことにより、主増幅器６の出力中の３次歪成分を大幅に
低減できるから、ｔＪＳＡ図における構成で主要な各参
照点で、等振幅２信号入力時の信号スペクトラムは、（
ａ）〜　（ｃｌ）に示すようになる。

すなわち、第７図（、）に示すように主増幅器出力にお
いて３次歪（２ｆ、−ｆ、および　２ｆ。

−ｆｌ）が大幅に低減するため、歪検出ループ出力も　
第７図（ｂ）に示すように、３次歪成分の低減したスペ
クトラムとなる。

例えば、補助増幅器の特性が第１図における構成と同一
としプリデイストーレ１ンによる歪改善量を２０ｄＢと
すれば、第３図（ｂ）に比し３次歪レベルは２０ｄＢ低
い値となる。

そこで、本発明の補助増幅器が発生する３次歪（！Ｍ、
−４ｆ、および５　ｆ、−４ｆ、の成分）のレベルは、
出力レベルの３木に比例するので第１図の構成の場合よ
り　６０ｄＢ低い値となるから、第７図（ｃ）では、微
小項として無視している。

従って、フィードフォワード増幅器としての出力スペク
トラムは、ｆＩＳ７図（ａ）の主増幅器出力から　第７
図（ｃ）で与えられる注入歪成分を差し引いたものとな
るので、第７図（ｄ）のように残留歪の極めて少ない出
力スペクトラムが得られることになる。この場合、補助
増幅器の最大出力が第１図の構成におけるものと等しい
ことを仮定したが、例えば、残留歪レベルがｒｊＳ７図
（ｄ）におけるものと同程度でよいとすれば、前記のご
とく本発明で要求される補助増幅器出力レベルは２０ｄ
Ｂ低下するから、所要最大出力レベルも２０ｄＢ低くて
よいことになる。

すなわち、ブリデイストーン１ンによる３次歪改善量に
等しいｄＢｆｉだけ補助増幅器の所要最大出力レベルを
低減することが可能となる。

例えば・以上の説明におけるようにプリデイストーシミ
ンの３次歪改善量を２０ｄＢとし、また主増幅器の最大
出力を１　　ｋＷとすれば、第１図のｖｔ戊で１　　ｋ
Ｗ必要であった補助増幅器の所要最大出力は本発明によ
り１０Ｗに低減することができる。

第８図は、本発明の第２の実施例の構成を示す図である
。

第４図の第１の実施例と比較し、本発明では補助増幅器
の入力信号経路にもブリディストーシタン回路２０を具
備していることが特徴である。

基本動作は、第１の実施例におけるものとほぼ同様であ
るが、このように構成することにより、補助増幅器の発
生する３次歪レベルも低減されるため、フィード７ｔワ
ード増幅器としての残留歪を本発明の第１の実施例にお
けるより、更に低減せしめることが可能となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明により、最大出力の小さい
補助増幅器を使用して出力のはるかに大きな主増幅器の
非線形歪を低減することが可能となるから、無線通信、
無線放送等における送信用高出力増幅器はもとより有線
通信中継器、オーディオ機器等についても、線形増幅器
の非線形歪を補償する経済的かつ小型な非線形歪補償回
路として本発明を適用できる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はフィードフォワード形歪保証回路の基本構成の
例を示す図、第２図はサーキュレータを用いた位相反転
回路の構成の例を示す図、ｔｔＳ３図はフィードフォワ
ード増幅器の動作原理を説明するための信号スペクトラ
ム図、第４図は本発明の第１の実施例の構成を示す図、
ｌ￥ｔ５図はプリデイスト−２５２回路のＦＲ戊と原理
を示す図、ｆｊＳ６図は３次歪発生器の構成の例を示す
図、ｆｊＳＴ図は本発明の動作原理を説明するための信
号スペクトラム図、第８図は本発明の第２の実施例の構
成を示す図である。 １　・・・・・・入力端子、　　２　・・・・・・　８
力端子、３．２３　・・・・・・電力分配器、　　　４
，５゜２４　・・・・・・電力合成器、　　６　・・・
・・・主増幅器、７　・・・・・・補助増幅器、　　　
８　　、１０　　、２７・・・・・・可変減衰器、　　
　９，１１．２８　　・・・・・・可変遅延線路、　　
　　１２　・・・・・・主増幅器信号経路、　　　　　
１３　・・・・・・線形信号経路、１４　・・・・・・
主増幅器畠力信号経路、　　　　１５・・・・・・歪注
入経路、　　　１６　・・・・・・歪検出ループ、　　
　　１７　・・・・・・歪除去ループ、　　　１８・・
・・・・サーキュレータ、　　　　１９　・・・・・・
短絡終端、　　２０　・・・・・・ブリデイスト−２１
２回路、　　　２１　・・・・・・ブリデイストーン１
ン入力端子、　　　　２２　・・・・・・プリディスト
ーシ１ン出力端子、　　　　２５　・・・・・・　３次
歪発生器、２６　・・・・・・可変移相器、　　　２９
　・・・・・・　９０゜ハイブリッド、　　　　　３０
　・・・・・・逆並列接続ダイオード、　　３１　・・
・・・・　３次歪発生器入力端子、　　　３２　・・・
・・・　３次歪発生器出力端子、３３．３４　　・・・
・・・分配端子 代理人　弁理士　　本　　間　　　　　崇謀惜　　気）
（ｂ〕 フィードフォロード３曹楊番の”動作原理も説期するた
めめ７）工号スペカトラム目 悴３　図 ３次歪発生番の構成の例を示寸図 第　６　図 ｊｆｒ−２ｆｚ　　　　Ｊｈ−２ｆｔ　　　　　　　　
　　　　　ＪＦ＋−２６Ｊｆｚ−２（ｒ木亮朋の動詐見
理も説明するための 這号スペクトラム目 浄　７　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、主増幅器の非線形歪成分を検出する手段と、検出し
   た該歪成分を補助増幅器を用いて増幅した後、主増幅器
   出力に再び注入し歪成分を相殺する手段を有するフィー
   ドフォワード形歪補償回路において、主増幅器の入力信
   号経路に、歪成分の振幅と位相を調整する手段を有する
   前置歪補償回路を具備することを特徴とする非線形補償
   回路。 ２、請求項１記載のフィードフォワード形歪補償回路に
   おいて、補助増幅器の入力信号経路に、歪成分の振幅と
   位相を調整する手段を有する前置歪補償回路を具備する
   ことを特徴とする非線形歪補償回路。